JPS61140278A

JPS61140278A - 水平偏向回路

Info

Publication number: JPS61140278A
Application number: JP26252184A
Authority: JP
Inventors: Shigeru Kashiwagi; 柏木　茂
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd
Priority date: 1984-12-12
Filing date: 1984-12-12
Publication date: 1986-06-27

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】産業上の利用分野本発明は、水平偏向回路に係り、広範囲な水平偏向周波
数に応じ一定の水平画面振幅が得られ、さらに受像管の
画像を任意に拡大あるいは縮小することの出来る水平偏
向回路に関する。

従来の技術一般に、受像管の電子ビームを偏向する水平偏向回路に
おいて、水平偏向周波数の変化に応じて偏向電流が変化
し、水平画面振幅が変化するという問題点があった。こ
のことにつき更に説明するに、第５図は従来の水平偏向
回路の一例の回路図を示す。同図中、１は励振パルスＰ
でオン、オフする水平偏向出力トランジスタ、２はダン
パーダイオード、３は水平偏向コイル、４は直流阻止用
又は８字補正用コンデンサ、５は帰線共振用コンデンサ
、６はフライバックトランス、７は高圧整流回路、８は
受像管を示す。いま、励振パルスＰに応動して水平偏向
出力トランジスタ１がオン。

オフ動作を行なうと、ダンパーダイオード２のオン、オ
フ動作と連動して、周知の原理により、水平偏向コイル
３に鋸歯状波電流が発生する。水平偏向コイル３は受像
管の頚部に装着され、上記鋸歯状波電流により生じた磁
束によって、受像管の電子ビームを偏向する。一方、フ
ライバックトランス６は、その−次巻線６ａによって、
水平偏向回路に直流電圧＋Ｅｅを供給し、さらに水平偏
向出力トランジスタ１のコレクタに生じる帰線パルスＶ
ｐを昇圧して、二次巻線６ｂより取り出し、″これを高
圧整流回路７を経て、直流高電圧（高圧）Ｅｌ−ＩＴと
し、これを通常は受像管の陽極加速電圧として使用して
いる。

また、帰線パルスＶｐのパルス幅は、水平偏向コイル３
と、フライバックトランス６の合成インダクタンスと、
帰線共振用コンデンサ５の容量とによって定まる共振周
期により決定される。ここで、偏向走査期間がＴｓで、
この期間中水平偏向出力トランジスタ１とダンパーダイ
オード２がオンするものとし、水平偏向コイル３のイン
ダクタンス値をＬとすると、水平偏向コイル３に流れる
偏向電流のピーク・ピーク１１１はＩ−（Ｅｓ　／Ｌ）　・Ｔｓ　　　　　　　　　　（１
）と表わされる。

ところで、最近のコンピュータ機器出力信号の水平偏向
周波数は、機種により、１５ｋＨｚから３０ｋ１７１Ｚ
近傍まで種々の値をとることが多く、そのディスプレイ
モニタも、種々の偏向周波数に対応出来ることが望まし
い。さらに、テレビジョン放送やビデオディスク等家庭
用映像ソースについても、現在の水平偏向周波数は１５
．７３４ｋ　Ｈ７であるが、近い将来高品位放送等の３
０ｋＨｚ以上の水平偏向周波数が混在することが考えら
れ、簡単な構成で任意の偏向周波数に対応出来る受像機
の開発が望まれていた。

しかし、第５図に示す従来の水平偏向回路においては、
を向周期Ｔ＋−＋が長くなると偏向走査期間Ｔｓも長く
なるので、（１）式の関係より、偏向電流のピーク・ピ
ーク値Ｉが増加し、その結果受像管の水平画面振幅が拡
大する。逆に、偏向周期ＴＨが短くなれば、水平画面振
幅は縮小する。

以上の如く、第５図に示す従来の水平偏向回路において
、多種の水平偏向周期に対応しようとすると、その都度
、受像管の画面幅が変動することになり、水平画面振幅
の調節が面倒である等の欠点があった。

そこで、本出願人は先に昭和５９年１２月４日付提出の
特許出願（発明の名称「水平偏向回路」）にて、各種の
水平偏向層ＷＲＴ　）−１に対して常に水平偏向電流が
一定で、しかも高圧Ｅ）４Ｔも変化しないようにした水
平偏向回路を提案した。第６図はこの本出願人の提案に
なる水平偏向回路の一例の回路図を示す。同図中、第５
図と同一構成部分には同一符号を付し、その説明を省略
する。一端を接地したフライバックトランス６の二次巻
線を６＋　、６２．６３の如く三段に分割し、その間に
ダイオード７＋　、７２を挿入接続した、所謂マルチジ
ングラ一方式といわれる構成の二次巻線より取り出され
たパルスを整流用ダイオード７＋。

７２．７３で整流することにより高圧ＥＨＴｔｆｉ得ら
れる。また、上記マルチジングラ一方式により、フライ
バックトランス６の高次高調波同調を容易にしている。

受像管８が小型で、高電圧を必要としない場合は、二次
巻線とダイオード夫々１個で通常のパルス尖頭値整流形
式を使用する事が出来る。しかし、後述する如く゛、水
平偏向周波数変化に対して、偏向電流、高圧共に一定で
ある条件が成立しなくなるので、一般に高圧整流回路と
して使われているコツククロフト・ウオルトン回路（所
謂多倍圧整流回路）を使うことは出来ない。

一方、一端を接地したフライバックトランス６の三次巻
線６Ｃで得られるパルス電圧Ｖｐ’　は、整流用ダイオ
ード１２及び、一端を接地した平滑コンデンサ１３を経
て直流電圧Ｅ３となる。この直流電圧Ｅ３は必要に応じ
て機器の他の回路へ電源電圧として出力される。直流電
圧Ｅ３は基準電圧源１０の基準電圧Ｅｓとコンパレータ
９にて比較され、その偏差に応じたコンパレータ出力電
圧が発生する。電圧レギュレータ１１は、コンパレータ
出力電圧に応じてレベルが変化する直流電圧＋Ｅｓ’　
を、フライバックトランス６の一次側に、この水平偏向
回路の実質上の電源電圧として供給する。

上記構成において、直流電圧Ｅ３が増加しようとすると
、直流電圧Ｅｅ’　が減少し、逆に直流電圧Ｅ３が減少
しようとすると、直流電圧Ｅｅ’　が増加するので、直
流電圧Ｅ３は一定値に保たれる。

また、高圧Ｅｌ−ＩＴも直流電圧Ｅ３と同様、帰線パル
スＶρを昇圧して得ているので、偏向周期に拘らず一定
となる。

上述した内容を数式を用いて説明するに、第７図に示す
帰線パルスＶｐのパルス幅、即ち帰線時間をＴＲとする
と、一般に帰線パルスＶｐの値は、Ｖｐ　−（（π／２
）・（Ｔｓ／ＴＲ）＋１）・Ｅｅ’　　　　　　　　　
　　　　　　　■で表わされる。一方、水平偏向回路に
おいて、偏向電流■の値は水平偏向周期ＴＨに拘らず一
定なので、Ｉ　−（Ｅａ　’　Ｔｓ　）／Ｌ＝一定　　　　　　■
となり、従ってＥｓ’Ｔｓ”ＬＩ−一定　　　　　　　　　（４）とな
る。Ａ）式を（２１１式に代入すると、Ｖｐ　＝　（π
／２＞　・（Ｌ　Ｔ／ＴＲ）＋Ｅ８　’■ となる。０式の右辺第２墳のＥｅ’　は、第７図に示す
帰線パルスＶｐの直流平均レベルを意味し、右辺第１項
は平均レベルから尖頭値迄の値■１を意味する。

帰線パルスＶｐは、巻数比１：ｎの三次巻線６Ｃにて昇
圧され、パルス電圧Ｖρ′となるが、三次＠＠６Ｃの一
端が接地されているので、パルス電圧Ｖｐ’の平均レベ
ルはゼロ電位となり、従ってパルス電圧■ρ′の平均レ
ベルから尖頭値迄の値ｎＶ＋を整流して得られる直流電
圧Ｅ３は、ｎＶ＋かう整流ダイオード１２ｂの電圧降下
分を差し引いた埴であり、第６図の回路構成により基準
電圧Ｅｓと一致して、一定となっている。故に、ｖｌも
一定となり、その値は、Ｖ＋＝（π／２）・（Ｌｌ／ＴＲ）　　　　　（６）と
表わされる。ここで、帰線時間ＴＲが一定であれば、偏
向電流のピーク・ピーク値■も一定となる。

上記の如く、水平偏向周波数の変化に拘らず、高圧Ｅｌ
−ＩＴも、偏向電ＲＩも一定に保たれるため、受像管の
水平画面振幅は変化しない。

発明が解決しようとする問題点しかるに、最近のコンピュータ機器によるディスプレイ
画像を操作する場合、画像を拡大、又は縮小して見る機
能を付加したいという要請があり、第６図に示す水平偏
向回路ではかかる機能が得られない。

そこで、基準電圧Ｉ！１０の基準電圧Ｅｓを変化させる
ことにより、水平画面振幅を変化させることができる。

すなわち、画像を拡大する場合、基準電圧、Ｅｓを上昇
させると、直流電圧Ｅ３と基準電圧Ｅｓとの間に偏差が
発生し、その結果発生するコンパレータ９の出力電圧に
応じ電圧レギュレータ１１が直流電圧Ｅｓ’　を上昇さ
せ、偏向電流Ｉを増加させる。逆に画像を縮小する場合
、基準電圧Ｅｓを減少させ、電圧レギュレータ１１が直
流電圧Ｅｅ’　を減少して、偏向電流［を減少させる。

以上の如く、基準電圧Ｅｓを変化させ、よって偏向電流
Ｉを変化させることにより、画像の大きさを変えること
ができる。

ところが、上記の方式では、偏向電流Ｉを変えるため、
（８）式の関係より、電圧■１を変化させると、電圧■
１を昇圧し、整流することにより発生させている高圧（
ここでは陽極加速電圧）ＥＨｖも変化してしまう。この
ため、以下に記述する２つの問題点が発生する。第１の
問題点は、偏向電流Ｉの変化が陽極加速電圧Ｅｌ−ＩＴ
の変化で相殺されてしまうことである。すなわち、仮り
にＩを１０％増加させても、同時に陽極加速電圧Ｅｌ−
ＩＴも１０％増加するため、実際の画像幅は約５％しか
増加せず、非効率的である。

第２の問題点は、受像管８の第２グリツド電圧ＥＶ２が
変動することである。一般に、第２グリツド電圧ＥｆＪ
ｚは高圧Ｅｌ−ＩＴを抵抗器で分圧して取り出すか、あ
るいは帰線パルスＶρをトランスで変圧し、その模整流
して得ているため、偏向電流Ｉの変動に伴ない第２グリ
ツド電圧Ｅ（１２も変動する。そして、第２グリツド電
圧Ｅ（＋２の変動に伴ない受像管８のカットオフ点が動
き、そのため画像の明るさのレベルが変動し、画像品位
を著しく損ねてしまうという欠点がある。さらに、高圧
Ｅｌ−ＩＴや第２グリツド電圧Ｅ（＋２が変動すると、
受像管最大定格に対する余裕が少なくなり、好ましくな
い等の問題点があった。

そこで、本発明は帰線パルスの帰線時間を変化させるこ
とにより、上記問題点を解決した水平偏向回路を提供す
ることを目的とする。

問題点を解決するための手段本発明になる水平偏向回路は、フライバックトランスの
出力パルスの平均電圧レベルよりパルス先端部までの電
圧に略比例する直流電圧を生成する電圧生成手段と、こ
の電圧生成手段よりの直流電圧と基準電圧とを夫々比較
するコンパレータと、このコンパレータの出力信号によ
りフライバックトランスの一次巻線に供給する電源電圧
を制御するレギュレータと、一端を接地されたフライバ
ックトランスの二次巻線の他端に接続されたダイオード
かうなる高圧電圧を出力する高圧出力手段と、前記フラ
イバックトランスの一次側に設けられた水平偏向の帰線
時間可変手段とより構成されている。

作用第６図に示す水平偏向回路において、巻数比１：ｎの三
次巻線６Ｃ上に発生するパルス電圧Ｖｐ’　は、（２）
式より、　　　。

Ｖｐ’　＝（ｒ＋π／２．）　・（（ＴｓＥａ’　）／
ＴＲ）＋ｎＥＢ’　　　　　　　　　のと表わされる。

■式の右辺第１項は、パルス電圧Ｖｐ’の平均レベル（
すなわち、ゼロレベル）から尖頭値迄の値を示し、これ
を整流して得る直流電圧Ｅ３は、整流用ダイオード１２
の電圧降下分Ｅｄの差を持つので、（ｎπ／２）　　・　（ＣＴｓ　Ｅ日’　　）／ＴＲ）
＝　Ｅ　３’　＋　Ｅ　ｄ　　　　　　　　　　　　　
　　（８１となる。一方、コンパレータ９の動作により
Ｅ３′＝ＦＥｓであり、（４）式の関係を考慮すると、
０式は、（ｎπ／２）　・（Ｉ　Ｌ／ＴＲ）　＝Ｅｓ　
＋Ｅｄ、’、　Ｉ　−（２（Ｅｓ　　＋Ｅｄ　　）　　
／　　（ｎπ−Ｌ））　・Ｔ　Ｒ（９）と１き改められる。（９）式で、（２（Ｅｓ　＋Ｅｄ　
）／（ｎπ・Ｌ））は定数であるため、偏向電流Ｉは、
第７図に示す帰線パルスＶｐの帰線時間ＴＲに比例して
変化する。故に、仮りに帰線時間ＴＲを１０％変化させ
ると、偏向電流Ｉも１０％変化し、結局水平画面振幅も
１０％変化する。しかも、帰線パルスＶｐあるいはパル
ス電圧Ｖｐ’　の平均レベルから尖頭値迄の値は一定な
ので、第６図に示した整流方式をとる限り、高圧ＥＨＴ
も偏向電流■の変化に拘らず一定であり、前述の問題点
は発生しない。また、水平画面振幅を帰線時間ＴＲによ
り、目的の値に定めた後は、第７図にＴＨで示す水平偏
向周期が変化しても、偏向電流Ｉ及び高圧ＥＨ’Ｔは変
化しない。

そこで、具体的に帰線時間ＴＲを変えるには、帰線共振
インピーダンスの値を変えれば良い。一般に、フライバ
ックトランス６の一次側の合成インダクタンスをＬ′１
合成キャパシタンスをＣとすると、帰線時間ＴＲの値は
、ＴＲ＝πＣ口１σ　　　　　　　　　　（１０）と表わ
されるため、（１０）式のＬ′及びＣの少なくともいず
れか一方を変えれば良い。

実施例第１図は、本発明になる水平偏向回路の第１実施例の回
路図を示す。同図中、第６図と同一構成部分には同一符
号を付し、その説明を省略する。

本実施例は、前記共振周波数可変手段して、フライバッ
クトランス６の一次側に振幅調整用切換えスイッチ２４
と、補助共振用コンデンサ２５とよりなる直列回路をコ
ンデンサ５に並列接続している。いま、スイッチ２４を
オンすると、コンデンサ−５の容量にコンデンサ２５の
容量が加わるため、（１０）式中の合成キャパシタンス
Ｃが大きくなるので、帰線時間ＴＲが長くなる。よって
、（９）式から、偏向電流１が増加するため水平画面振
幅が拡大する。但し、本実施例は、スイッチ２４のオン
。

オフにより水平画面振幅を二者択一的にしか選択出来な
い。

第２図は、本発明になる水平偏向回路の第２実施例の回
路図を示す。本実施例は、上記第１実施例と異なり、連
続的に水平画面振幅を可変出来る。

同図中、第６図に示す帰線共振用コンデンサ５がコンデ
ンサ５１と５２に分割され、その接続点にコンデンサ５
２に並列に、アノードを接地したダンパー兼クランプダ
イオードのカソードと、エミッタを接地したＮＰＮ型の
振幅調整用トランジスタ１４のコレクタとが接続されて
いる。さらに、トランジスタ１４のベース側に一端を接
地したバイパスコンデンサ１６の他端が接続され、その
接続点に振幅調整用可変抵抗器１７のスライダ１７ａが
接続されている。トランジスタ１４に供給される動作電
圧は、抵抗器１８と、可変抵抗器１７と、一端を接地し
た抵抗器１９の直列抵抗回路により直流電圧Ｅｏｃを抵
抗分圧して得られる。また、可変抵抗器１７のスライダ
１７ａが抵抗器１８側に来ると、トランジスタ１４のベ
ース電流が十分大きくなるため、トランジスタ１４が導
通し、逆に、スライダ１７ａが抵抗器１９側に来ると、
トランジスタ１４のベース電流が小さくなりカットオフ
する様直流電圧Ｅ　ｏ　ｃ　＋可変抵抗器１７．抵抗器
１８．１９の各値が設定されている。

いま、可変抵抗器１７のスライダ１７ａが最も抵抗器１
８ＩＩ１１となり、トランジスタ１４にベース電流が十
分流れると、トランジスタ１４のコレクタ・エミッタ間
が導通状態となり、コンデンサ５２を短絡する。すると
、帰線共振用コンデンサの容量は、コンデンサ５Ｉのみ
となり、コンデンサ５１と５２の直列接続の場合に比べ
容量値が大きくなり、（１０）式より帰線時間ＴＲが増
大し、水平画面振幅は拡大する。また、コンデンサ５１
に流れる電流は交流電流であるが、ＮＰＮ型トランジス
タ１４はエミッタからコレクタへは電流が流れ難いので
、この方向の電流を流すため、ダイオード１５を設けて
いる。

つぎに、可変抵抗器１７のスライダ１７ａが最も抵抗器
１９側となり、ベース電流が減少し、トランジスタ１４
が遮断状態になると、ダイオード１５はクランプダイオ
ードとして働き、殆ど電流は、流れない。従ってコンデ
ンサ５Ｉと５２は直列となり、先に説明したコンデンサ
５２が短絡した場合に比べて帰線共振コンデンサの容量
値が減少するので、（１０）式から解る様に、帰線時間
ＴＲが減少し、水平画面振幅は縮小する。ここで、バイ
パスコンデンサ１６は、トランジスタ１４が遮断状態に
なった時、コレクタ電極に比較的大きなパルス電圧が発
生し、該パルス電圧波形がコレクタ・ベース間の容量に
よってベース側に誘起し、そのためトランジスタ１４が
再び導通状態となる誤動作を防止している。

また、可変抵抗器１７のスライダ１７ａが、抵抗器１８
側と抵抗器１９側の中間に位置すると、トランジスタ１
４は能動状態となる。従って、スライダ１７ａを移動さ
せることによってトランジスタ１４は完全に導通の状態
から遮断の状態まで連続的に変化し、それに伴い帰線時
間ＴＲも連続的に変化するので、偏向電流Ｉ及び水平画
面振幅も連続的に可変出来る。ここで、水平画面振幅を
変化させても、高圧ＥＨＴは一定であり、また、前述の
理由により、帰線時間ＴＲが一定ならば、水平偏向周期
Ｔ＋が変化しても、水平画面振幅及び高圧Ｅｌ−ＩＴは
変化しない。

第３図は、本発明になる水平偏向回路の第３実施例の回
路図を示す。本実施例は、前記第１及び第２実施例が、
帰線時間可変手段として、コンデンサ容量を変化・させ
たのに対し、インダクタンスを変化させる方式としてい
る。同図中、フライバックトランス６の一次巻線６ａに
可飽和リアクタ２０の変調巻線２０ａと直流阻止用コン
デンサ２１との直列回路が並列に接続されている。一方
、可飽和リアクタ２０の励磁巻線２０ｂは、一端を接地
され、他端はチョークコイル２２を介して可変直流電流
源２３に接続されている。ここで、可飽和リアクタ２０
は、励磁巻線２０ｂに流れる直流電流値に略逆比例して
被変調巻線２０ａのインダクタンス値が変化し、チョー
クコイル２２は励磁巻線２０ｂに発生するパルスを阻止
する目的で設置している。

いま、可変直流電流源２３が直流電流［ｏｃを増加させ
ると、被変調巻線２０ａのインダクタンスが減少し、逆
に、直流電流１ｏｃを減少させると該インダクタンスが
増加する。ここで、帰線時間ＴＲは（１０）式から、水
平偏向コイル３と、−次巻線６ａと、被変調巻線２０ａ
とからなる合成インダクタンス（前記（１０）式のＬ′
に相当する。

）に比例するので、被変調巻線２０ａのインダクタンス
値が減少すると、（１０）式から帰線時間ＴＲも短くな
り、水平画面振幅が縮小する。逆に、被変調巻線２０ａ
のインダクタンス値が増加すると、水平画面振幅が拡大
する。また、この場合も振幅変化に伴う高圧Ｅｌ−ＩＴ
の変動はなく、水平偏向周波数が変化しても、帰線時間
ＴＲが一定である限り、水平画面振幅及び高圧Ｅ１４７
は一定である。

第４図は本発明になる水平偏向回路の第４実施例の回路
図を示す。同図中、第１図と同一構成部分には同一符号
を付し、その説明を省略する。本実施例は、前記第１実
施例における直流電圧生成手段として、フライバックト
ランス６の三次巻線６Ｇとコンデンナ２６と、一端を接
地したクランプダイオード２７と、コイル２８と、コン
デンサ２９とよりなる平滑回路とが設けられている。

ここで、帰線パルスＶｐを昇圧及びクランプして得られ
るパルス電圧Ｖｐ’　は、帰線パルス■ρと逆相で、し
かもパルス電圧Ｖｐ’の先端部はゼロボルトとなる。前
記平滑回路を介して取り出されたパルス電圧■ρ′の平
均レベル電圧Ｅ３はコンパレータ９の一端に供給され、
基準電圧Ｅｓと比較される。この平均レベル電圧Ｅ３は
帰線パルスＶｐの平均レベルからパルス先端部までの電
圧値ｖ１に比例するため、第１図に示す第１実施例と同
様、偏向周期ＴＨの変化に拘らず偏向電流Ｉ及び高圧Ｅ
ｌ−ＩＴは変化しない。また、振幅調整用切り換えスイ
ッチ２４を操作することによって、水平画面振幅の拡大
、縮小ができる。

発明の効果上述の如く、本発明によれば、帰線時間ＴＲが一定であ
る限り、水平偏向周波数の変化に拘らず常に水平画面振
幅及び高圧を一定にすることができ、また、フライバッ
クトランス−次側の帰線共振インピーダンスを変化させ
ることにより、帰線時間ＴＲを変化させ、これにより高
圧や受像管の第２グリツド電圧を変化させることなく常
に略一定に保ったままで、任意の水平画面振幅を得るこ
とが出来る等の特長を有する。

【図面の簡単な説明】

第１図、第２図、第３図及び第４図は夫々本発明になる
水平偏向回路の第１．第２．第３及び第４実施例を示す
回路図、第５図は従来の水平偏向回路の一例の回路図、
第６図は本出願人の先の提案になる水平偏向回路の一例
の回路図、第７図は帰線パルスＶｐのパルス波形図であ
る。１・・・水平偏向出力トランジスタ、３・・・水平偏向
コイル、５．５＋　、５２・・・帰線共振用コンデンナ
、６・・・フライバックトランス、６ａ・・・−次巻線
、６ｂ・・・二次巻線、６Ｃ・・・三次巻線、６＋　、
６２　。６３・・・二次巻線、７・・・高圧整流回路、７＋　、
７２　。７３・・・ダイオード、９・・・コンパレータ、１０・
・・基準電圧源、１１・・・電圧レギュレータ、１４・
・・振幅調整用トランジスタ、１５・・・ダンパー兼ク
ランプダイオード、１６・・・バイパスコンデンサ、１
７・・・振幅調整用可変抵抗器、１７ａ・・・スライダ
、２０・・・可飽和リアクタ、２１・・・直流阻止用コ
ンデンサ、２２・・・チョークコイル、２３・・・可変
直流電流源、２４・・・振幅調整用切換えスイッチ、２
６・・・コンデンサ、２７・・・クランプダイオード、
２８・・・コイル、２９・・・コンデンサ。特許出願人　日本ビクター株式会社第璽図第３図第４図第５図第７図

Claims

【特許請求の範囲】

（１）フライバックトランスの出力パルスの平均電圧レ
ベルよりパルス先端部までの電圧に略比例する直流電圧
を生成する電圧生成手段と、該電圧生成手段よりの該直
流電圧と予め設定した基準電圧とを夫々比較するコンパ
レータと、該コンパレータの出力信号によつて該フライ
バックトランスの一次巻線に供給する電源電圧を偏向電
流のピーク・ピーク値に略逆比例して制御するレギュレ
ータと、該フライバックトランスの二次巻線の一端を接
地し、かつ、他端を整流用ダイオードに接続し、該整流
用ダイオードより受像管用の高圧電圧を出力する高圧出
力手段と、該フライバックトランスの一次側に設けられ
た水平偏向の帰線時間可変手段とよりなることを特徴と
する水平偏向回路。
（２）該帰線時間可変手段は、第１の帰線共振用コンデ
ンサに並列に接続された、スイッチと第２の帰線共振用
コンデンサとよりなる直列回路であることを特徴とする
特許請求の範囲第１項記載の水平偏向回路。
（３）該帰線時間可変手段は、直列に接続された複数個
の帰線共振用コンデンサのうち少なくとも一個の該帰線
共振用コンデンサの両端にコレクタ・エミッタが夫々接
続されたトランジスタと、該トランジスタのベース電流
を可変し、該トランジスタを遮断状態から導通状態まで
連続的に制御するベース電流制御手段とよりなることを
特徴とする特許請求の範囲第１項記載の水平偏向回路。
（４）該帰線時間可変手段は、可変直流電流源と、該可
変直流電流源よりの直流電流が励磁電流として励磁巻線
に供給され、かつ、その被変調巻線が該フライバックト
ランスの一次巻線に並列に接続された可飽和リアクタと
よりなることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載の
水平偏向回路。