JPH11266585A

JPH11266585A - 電圧コンバータ

Info

Publication number: JPH11266585A
Application number: JP10350275A
Authority: JP
Inventors: Hubert Raets; レーツフベルト
Original assignee: Koninklijke Philips Electronics NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1997-12-10
Filing date: 1998-12-09
Publication date: 1999-09-28
Also published as: EP0923189A3; EP0923189A2; DE19754846A1; US6072709A

Abstract

(57)【要約】（修正有）【課題】電圧コンバータのそれぞれの出力回路の出力
電圧の同期を改善し、クロス−レギュレーションを低減
させる。【解決手段】変圧器Ｔの入力共振回路（ＣＲＥＳ，Ｌ
ＲＥＳ等）と、各々が変圧器Ｔの二次巻線から出力電圧
の１つを取り出す２つの出力回路（ＣＰ，ＣＬ２，・・
・・；ＣＬ，ＣＬ３・・・）とを具え、一方の出力回路
が高電圧を出力し、他方の出力回路が整流回路Ｄ１〜Ｄ
４を介して出力電圧として低電圧のＤＣ電圧を出力する
ように、入力電圧を少なくとも２つの出力電圧に変換す
る電圧コンバータにて、整流回路Ｄ１〜Ｄ４を含む他方
の出力回路における変圧器Ｔの二次巻線に並列に追加の
キャパシタンスＣＬを設け、このキャパシタンスの大き
さを、変圧器の一次側に変換される追加のキャパシタン
スの値が、高電圧を出力する出力回路における変圧器の
二次巻線の並列キャパシタンスＣＰが一次側に変換され
る値と本来一致するような大きさとする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、入力電圧を少なく
とも２つの出力電圧に変換する電圧コンバータであっ
て、 − 変成器の一次巻線を含み、且つ前記入力電圧が周期
的に循環する時間インターバルで供給される入力共振回
路と、 − 各々が前記変成器の二次巻線又は該二次巻線の一部
を含み、該二次巻線又はその一部から前記出力電圧の１
つを取り出すことができる少なくとも２つの出力回路
と、を具えており、 − 前記出力回路のうちの第１出力回路によって供給さ
れる前記出力電圧のうちの１つの第１出力電圧が高電圧
を成し、且つ他の出力電圧が前記高電圧に比べて低い電
圧を成し、 − 前記他の出力電圧を供給する前記他の出力回路の少
なくとも１つが出力電圧としてＤＣ電圧を供給する整流
回路に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】ＡＣ入力電圧を高いＤＣ電圧並びに別の
ＤＣ給電用電圧に変換する電圧コンバータは、ドイツ国
公開公報ＤＥ１９５２９９４１Ａ１から既知である。こ
のコンバータでは、その入力端子に供給されるＡＣ電圧
を整流回路に供給し、この整流回路の出力信号を２個直
列に配置した電子スイッチに供給する。キャパシタンス
と、インダクタと、変成器の一次巻線との直列回路を前
記スイッチの一方に並列に配置する。変成器の二次巻線
の出力側にはキャパシタンスを後続配置する。出力側に
おけるキャパシタンスの両端間のＤＣ電圧降下が所望値
となるように電子スイッチのスイッチング周波数を制御
する制御回路を設け、変成器の二次側には追加のタップ
を設けて、これらのタップから電圧安定化用の回路配置
を経てＤＣ給電用電圧も取り出せるようになっている。

【０００３】斯様な電圧コンバータにおける最初に述べ
て出力側の回路が高電圧出力回路で、これがコンバータ
の入力端子に供給されるＡＣ電圧と比べても、又はこの
ＡＣ電圧から整流回路によって得られて電子スイッチに
供給されるＤＣ電圧と比べても、遙に高いＤＣ電圧を供
給する場合で、しかもこれとは別のＤＣ給電用電圧を低
電圧の出力として実現する場合には、電圧コンバータの
高電圧出力の並列キャパシタンスを形成する出力側にお
けるキャパシタンスが、この場合に選択した変成器の一
次巻線と二次巻線との高い変圧比からして、この電圧コ
ンバータの動作特性を確定することになる。その理由
は、斯かるキャパシタンスは変成器の一次側に前記高い
変成比にまさに比例して高い値に変換されるからであ
る。これに対し、電圧コンバータの比較的低い別のＤＣ
給電用電圧の低い電圧出力を成す二次側の追加のタップ
に同じように設計される並列キャパシタンスが変成器の
一次側に及ぼす影響はごく僅かである。その理由は、こ
れらの並列キャパシタンスは一次側には低い変成比に従
ってそれなりにごく僅かしか変換されないからである。

【０００４】このような電圧コンバータの慣例の実現法
での高電圧出力側の並列キャパシタンスは、このキャパ
シタンスを追加の部品によってではなくて、二次巻線の
寄生の巻線キャパシタンスによるだけで構成する場合で
も、変成器の一次側にかなりめだつ影響を及ぼすことを
確かめた。

【０００５】これに対し、別のＤＣ給電電圧用のタップ
に接続される二次巻線又はその一部からの寄生の巻線キ
ャパシタンスの影響は、変成器の一次側に変換される場
合に、無視できるほどに小さい。

【０００６】それぞれ異なる二次巻線及びタップに負荷
がある場合、即ち、高電圧側か、別のＤＣ給電電圧側か
ら電力を取り出す場合に、冒頭にて述べた種類の電圧コ
ンバータにはクロス−レギュレーションと称される相対
的な影響があり、これは、出力電圧、即ち高電圧及び別
の給電電圧がそれぞれの二次巻線又は二次巻線の部分の
相互のターン比でけでなく、それらの各負荷にも依存す
ることからして現われることになる。このことは、ＤＣ
電圧の１つを或る固定値に調整するにも拘らず、出力の
負荷に依存する他のＤＣ電圧には揺らぎが生じることを
意味している。

【０００７】こうした揺らぎを抑えるために、変成器の
二次巻線又は二次巻線の部分の漏れインダクタンスを最
大限に減らすようにすることができる。しかし、こうし
て揺らぎを抑えられる度合は、特に、変成器のコア及び
ボビンの設計、変成器の個々の巻線相互の電圧絶縁の必
要性及び特にコアにおける最大許容磁気誘導によって決
まる別々の巻線の最少ターン数のために限られている。
実際上、このために、前述した電圧コンバータの所定用
途のため及びこうした用途に必要な変成器を実現するの
に、二次側に供給される電圧の同期動作に同時に課せら
れる諸要件を適えることができない。このことは、斯様
な電圧コンバータにおけるクロス−レギュレーションを
規定の限度内に留めることができないために、上述した
タイプの電圧コンバータは上述したような用途には使用
できないことを意味している。

【０００８】説明の目的のめに図１によって、入力電圧
ＵＢを高いＤＣ電圧及び別の給電電圧に変換する電圧コ
ンバータのクロス−レギュレーションの問題を説明す
る。この電圧コンバータは、入力電圧ＵＢと大地６との
間にてチョッパとして交互に周期的に導通したり、非導
通となったりする２個直列に配置したスイッチ４，５を
具えている。共振キャパシタンスＣＲＥＳと、共振イン
ダクタンスＬＲＥＳと、接続点ＡとＢとの間の変成器Ｔ
の一次巻線との直列回路が参照番号５で示す前記スイッ
チのうちの第２スイッチに並列に接続される。共振キャ
パシタンスＣＲＥＳ及び共振インダクタンスＬＲＥＳは
電圧コンバータの入力共振回路の素子であり、この共振
回路は変成器Ｔの一次巻線も具えている。

【０００９】変成器Ｔは２つの二次巻線を有し、その第
１の二次巻線は接続点ＨとＶに接続され、第２の二次巻
線は接続点ＪとＫとに接続される。変成器Ｔは接続点Ｈ
とＶに高振幅のＡＣ電圧を供給すると共に接続点ＪとＫ
に別のＡＣ電圧を供給するように構成する。このため
に、接続点ＨとＶとの間の第１の二次巻線を高圧巻線と
も称する。接続点ＪとＫとの間の第２の二次巻線におけ
る別のＡＣ電圧は、第１の二次巻線における高振幅の電
圧（高圧）に対して本来低振幅であり、この電圧を以後
低電圧と称する。

【００１０】変成器Ｔの各二次巻線は出力回路に含まれ
る。接続点ＨとＶとの間の第１の二次巻線を含む第１出
力回路は高いＤＣ電圧供給用に作成し、接続点ＪとＫと
の間の第２の二次巻線を含む第２出力回路は別の給電電
圧供給用に作成する。図１に示した電圧コンバータにお
ける第１出力回路は電圧増倍器７を具えており、この増
倍器の出力端子は、動作中に高いＡＣ電圧を取り出せる
負荷キャパシタンスＣＬ２に接続する。実現する電圧コ
ンバータに応じて、第１出力回路における変成器Ｔの第
１の二次巻線の寄生巻線キャパシタンスによるか、又は
別個の回路部品によって構成し得る並列キャパシタンス
ＣＰを接続点ＨとＶとの間に挿入する。

【００１１】第２の二次巻線を含む図１の電圧コンバー
タの出力回路は４個のダイオードＤ１，Ｄ２，Ｄ３及び
Ｄ４を有するブリッジ整流器を具えている。このブリッ
ジ整流器の出力端子は、動作中に別の給電電圧を取り出
せる負荷キャパシタンスＣＬ３に接続する。

【００１２】図１の電圧コンバータの第２の二次巻線を
含む出力回路の接続点ＪとＫとの間にはキャパシタンス
は接続されていない。一方の接続点ＪとＫとの間の第２
の二次巻線と、接続点ＡとＢとの間の一次巻線との変成
比及び他方の接続点ＨとＶとの間の第１の二次巻線と、
一次巻線との変成比を適切に選定することにより、変成
器Ｔの一次側に変換される第２の二次巻線の寄生の巻線
キャパシタンスの影響は、この電圧コンバータにおける
並列キャパシタンスＣＰに比べて無視することができ
る。

【００１３】図１の電圧コンバータの動作を説明するた
めに、図２に変成器Ｔの等価回路図を示してある。これ
は一次巻線用の等価回路図として接続点ＡとＢとの間
に、変成器Ｔの主インダクタンスＬＨと理想的な変成器
の一次巻線との並列回路と、一次側の漏れインダクタン
スＬＳ１との直列回路を具えている。図２の等価回路図
は二次側に、第１の二次巻線に対して、接続点ＨとＶと
の間におけるに理想的な変成器の二次巻線２と漏れイン
ダクタンスＬＳ２との直列回路及び接続点ＪとＫとの間
に二次側における理想的な変成器の別の二次巻線３と、
これに関連する漏れインダクタンスＬＳ３との直列回路
を具えている。漏れインダクタンスの値は使用すべき変
成器の技術データから明確に決定することができる。図
２の等価回路図には接続点ＨとＶとの間の第１の二次巻
線２に対する並列キャパシタンスＣＰも示してある。

【００１４】クロス−レギュレーションの問題を説明す
るために、図３には変成器Ｔのさらに簡単にした等価回
路図を図１の電圧コンバータの最も重要な他の素子と一
緒に示してある。この等価回路図が単純化されている点
は、変成器Ｔの二次側の素子をこの変成器の一次側に関
連する変成比で変換して、単純なＤＣ結合の等価回路図
を得るようにした点にある。この回路図では、既に説明
した素子に同じ参照記号を付してある。ＬＳ２２は一次
側へ変換される二次側における漏れインダクタンスＬＳ
２を示す。同様に、ＬＳ３３は変成器Ｔの一次側へ変換
される二次側における漏れインダクタンスＬＳ３を示
す。ＣＰ２２は変成器Ｔの一次側へ変換される並列キャ
パシタンスＣＰを示す。同様に、Ｈ２２，Ｖ２２，Ｊ３
３及びＫ３３は接続点Ｈ，Ｖ，Ｊ及びＫにそれぞれ相当
する変換回路の接続点を示す。図１の電圧コンバータの
動作中には、図３の等価回路図の接続点ＡとＢとの間に
電圧ｕＡＢが得られ、接続点Ｈ２２とＶ２２との間に電
圧ｕＨ２２Ｖ２２が得られ、接続点Ｊ３３とＫ３３との
間に電圧ｕＪ３３Ｋ３３が得られる。電圧コンバータの
一次回路、即ち変成器Ｔの一次巻線を有する入力共振回
路は図３ではもっと簡単になっており、漏れインダクタ
ンスＬＳ１を共振インダクタンスＬＲＥＳと一緒にし
て、合成共振インダクタンスＬＳ１ＲＥＳとしている。
これに対し、主インダクタンスＬＨは通常高オームであ
ると見なすことができるので、これは図３には示してな
い。動作中には電流ｉが入力共振回路に流れる。

【００１５】図４は図１の電圧コンバータの動作に対す
る図３の等価回路図における電圧及び入力共振回路にお
ける電流ｉを示す。開始時点は、一次側に変換される並
列キャパシタンスＣＰ２２が完全に放電される瞬時ｔｓ
とする。従って、瞬時ｔｓにおける電圧ｕＨ２２Ｖ２２
はゼロである。これにならって、変換される漏れインダ
クタンスＬＳ２２が小さくて、電流ｉの変化が遅い場
合、変換漏れインダクタンスＬＳ２２に発生する電圧は
最初無視することができる。従って、第１近似では、こ
の動作状態における電圧ｕＡＢは電圧ｕＨ２２Ｖ２２に
相当する。これらの電圧は共に瞬時ｔｓにおけるゼロか
ら上昇し始める。この動作状態では、ブリッジ整流器Ｄ
１，Ｄ２，Ｄ３，Ｄ４はまだブロックされており、接続
点Ｊ３３，Ｋ３３を経る第２出力回路には電流が流れ
ず、電圧ｕＪ３３Ｋ３３は電圧ｕＡＢの時間に関する変
化に追従する。この場合に、電流ｉは並列キャパシタン
スＣＰ２２に完全に流れて、このキャパシタンスを充電
する。

【００１６】上述した動作状態は、電圧ｕＡＢ、従って
電圧ｕＪ３３Ｋ３３が、動作中に負荷キャパシタンスＣ
Ｌ３を充電する別のＤＣ給電電圧を表わす値Ｕに達する
ような大きさに、変成器Ｔの一次側に変換される並列キ
ャパシタンスＣＰ２２が充電される瞬時ｔｏに変化す
る。このようにして、ブリッジ整流器Ｄ１，Ｄ２，Ｄ
３，Ｄ４は瞬時ｔｏに導通して、電圧ｕＪ３３Ｋ３３は
値Ｕを維持する。この動作状態に対する等価回路図を図
５に示してあり、ここでも既に説明した素子には同じ参
照番号を付して示してある。

【００１７】変換漏れインダクタンスＬＳ３３に発生す
る電圧も図５の等価回路図にて無視する場合には、電圧
ｕＡＢは瞬時ｔｏから値Ｕを維持する。クロス−レギュ
レーションの影響がない電圧コンバータでは、電圧ｕＨ
２２Ｖ２２も瞬時ｔｏから値Ｕを維持する。しかし、瞬
時ｔｏ後にも（変換）並列キャパシタンスＣＰ２２の電
圧はさらに上昇する。この変化を図４に示してある。

【００１８】電圧ｕＨ２２Ｖ２２の上昇を説明するため
に、図６に図３の等価回路図の一部を示してあり、ここ
でも既に説明した素子には同じ参照記号を付して示して
ある。図６に示した部分は、二次側における変換漏れイ
ンダクタンスＬＳ２２と、変換並列キャパシタンスＣＰ
２２とを具えている。これから明らかなように、上述し
た動作状態におけるこれらの素子はインダクタンスとキ
ャパシタンスとの直列回路を構成し、この直列回路には
電圧Ｕに対応する或る電圧−ジャンプが瞬時ｔｏに与え
られる。一次側に変換される並列キャパシタンスＣＰ２
２に形成される電圧は正弦的な変化を呈し、その振幅は
瞬時ｔｏにおける入力共振回路の電流ｉの値に比例する
と共に、変換並列キャパシタンスＣＰ２２の値に反比例
する。この振幅は前記正弦的な電圧変化の持続時間に反
比例し、この持続時間も変換並列キャパシタンスＣＰ２
２と変換漏れインダクタンスＬＳ２２との積の平方根の
逆数から求められる。このように、電圧のオーバシュー
ト、即ち図４に示したような、瞬時ｔｏ後の電圧ｕＨ２
２Ｖ２２の正弦的変化の振幅は、入力共振回路、従っ
て、図３の等価回路図によると、瞬時ｔｏにおける変換
される二次側の漏れインダクタンスＬＳ２２の電流に比
例し、この変換漏れインダクタンスＬＳ２２の平方根に
比例し、且つ変換並列キャパシタンスＣＰ２２の平方根
に反比例する。このオーバシュートが妨害クロス−レギ
ュレーションを生じることになる。

【００１９】変換漏れインダクタンスＬＳ２２を流れる
電流は瞬時ｔｏに入力共振回路を流れる電流ｉに相当す
るから、それは電圧コンバータの電力消費量及びこのコ
ンバータの設計寸法によって決定される。上述したよう
に、電圧コンバータのそれぞれの素子に電圧オーバシュ
ートが依存することからして並列キャパシタンスＣＰの
値を増やしたり、漏れインダクタンスＬＳ２の値を減ら
したりする実験をすることができる。しかし、これによ
っては電圧オーバシュートは低減されない。その理由
は、並列キャパシタンスＣＰが増えると、瞬時ｔｏに電
流ｉが直ぐに増大するからである。さらに、前述したよ
うな狭い限定は漏れインダクタンスＬＳ２を低減させる
ことに過ぎない。しかし、電圧オーバシュートの低減な
くしては、クロス−レギュレーションの低減は有り得な
い。

【００２０】

【発明が解決しようとする課題】本発明の目的は、複数
の出力を有する冒頭にて述べた種類の電圧コンバータ
を、出力電圧の同期動作が改善され、即ち、通常起り得
るようなクロス−レギュレーションを低減させるように
実現することにある。

【００２１】

【課題を解決するための手段】本発明によれば、斯かる
目的を達成するために、前述したタイプの電圧コンバー
タにおいて、前記整流回路を具えている前記他の出力回
路における前記変成器の二次巻線に並列に追加のキャパ
シタンスを設け、該追加のキャパシタンスの大きさを、
前記変成器の一次側に変換される前記追加のキャパシタ
ンスの値（又は変換される複数のキャパシタンスの総和
値）が、前記第１出力回路における前記変成器の二次巻
線の並列キャパシタンスが一次側に変換される値と本来
一致するような大きさとしたことを特徴とする。

【００２２】本発明による電圧コンバータは、出力回路
を二次巻線のそれぞれ異なるタップか、個々の出力回路
又は出力回路のグループに対して直流分離される二次巻
線のいずれかに接続することができる。電圧分圧器を好
みの設計とすることに応じて、第１出力回路の並列キャ
パシタンスは寄生巻線キャパシタンスか、別個の容量性
部品か、又はこれらを組合わせたものにより構成するこ
とができる。

【００２３】他の出力回路の少なくとも１つにおける追
加のキャパシタンスにより、入力共振回路の電流ｉは並
列キャパシタンスによって主として第１出力回路ではあ
るが、少なくとも他の出力回路にも分配される。従っ
て、漏れインダクタンスＬＳ２及びＬＳ２２における電
流は第１出力回路にて瞬時ｔｏに低減される。この低減
は、変成器Ｔの二次側における容量性負荷の増加による
電流ｉの増加量にまさる。従って総体的に、電圧オーバ
シュートは漏れインダクタンスＬＳ２２又は並列キャパ
シタンスＣＰ２２の値を変えることなく低減される。本
発明による電圧コンバータによれば、クロス−レギュレ
ーションを約３０％低減させることができ、これは極め
て少数の追加の回路部品で達成することができる。

【００２４】前記目的は、上述したタイプの電圧コンバ
ータにおいて、入力電圧を少なくとも２つの出力電圧に
変換する電圧コンバータであって、 − 変成器の一次巻線を含み、且つ前記入力電圧が周期
的に循環する時間インターバルで供給される入力共振回
路と、 − 各々が前記変成器の二次巻線又は該二次巻線の一部
を含み、該二次巻線又はその一部から前記出力電圧の１
つを取り出すことができる少なくとも２つの出力回路
と、を具えており、 − 前記出力回路のうちの第１出力回路によって供給さ
れる前記出力電圧のうちの１つの第１出力電圧が高電圧
を成し、且つ他の出力電圧が前記高電圧に比べて低い電
圧を成し、 − 前記他の出力電圧を供給する前記他の出力回路の少
なくとも１つが出力電圧としてＤＣ電圧を供給する整流
回路を具えているにおいて、前記整流回路を具えている
前記他の出力回路に補助回路を設け、 − 前記各補助回路が追加のコンデンサ及び追加の整流
回路と直列に配置される前記変成器の追加の二次巻線を
具え、且つ − 前記補助回路を構成する前記直列回路が、前記他の
出力回路における前記整流回路の或る枝路並びに該枝路
に接続される負荷に対して並列に配置されるようにして
も解決される。

【００２５】このような本発明による電圧コンバータに
よれば、変成器の第１二次巻線（高圧巻線）の二次側に
おける漏れインダクタンスに流れる電流を電圧オーバシ
ュートの開始時（図４の瞬時ｔｏ参照）にゼロにするこ
とができる。電圧オーバシュートは斯かる電流に比例す
るから、それもゼロにすることができる。これにより、
クロス−レギュレーションを少なくとも実質上なくすこ
とができる。このようにするために、電圧コンバータの
他の出力回路のうちの少なくとも１つに補助回路を割当
て、これと変成器の追加の二次巻線及びその追加のコン
デンサとで共振可能な回路を構成する。この回路を追加
の整流回路を経て関連する出力回路の整流回路及びこれ
に接続される負荷に接続して、電圧オーバシュートの開
始時に変成器の追加の二次巻線に、出力回路の二次巻線
の漏れインダクタンスを流れる電流と競合する電流が生
じるようにする。補助回路の追加の二次巻線及び追加の
コンデンサをそれ相当に設計することにより（又はもっ
と多くの出力回路がある限り、複数の出力回路に各々補
助回路を設ける）、出力回路の二次巻線の二次側におけ
る漏れインダクタンスの電流が電圧オーバシュートの開
始時にゼロとなるようにすることができる。従って、電
圧オーバシュート及びこれによって生じるクロス−レギ
ュレーションも少なくともほぼ完全になくなる。追加の
整流回路は電圧オーバシュートが開始する時点の近くで
のみ電流を補助回路に流すようにする。このために、補
助回路における直列回路は、関連する出力回路における
整流回路の枝路及びそれに接続される負荷に並列の追加
の整流回路と、追加の二次巻線と、追加のコンデンサと
を具えている。斯かる負荷の電圧を補助回路に生じる電
圧と比較することによって、補助回路の電流が電圧オー
バシュートの開始時に流れ始めるようにする。

【００２６】好ましくは、補助回路における追加のコン
デンサと並列又は直列に同調抵抗を配置し、この抵抗で
補助回路における電流の振幅値を、クロス−レギュレー
ションを完全になくすことができる値に調整することが
できる。

【００２７】本発明によれば、僅かな数の回路部品を用
いるだけで、クロス−レギュレーションを少なくとも実
質上なくすことができる。

【００２８】本発明による斯かる電圧コンバータの有利
な実施に当っては、追加の整流回路をブリッジ整流器と
して実現する。好ましくは、関連する出力回路の整流回
路と同じように作動する斯様なブリッジ整流器をその負
荷に接続する。

【００２９】本発明による電圧コンバータの他の例で
は、出力回路（１個又は複数）の整流回路をブリッジ整
流器として作成する。出力回路のブリッジ整流器の構成
素子の一部は、同じ出力回路の追加の整流回路の一部分
も構成するようにする。

【００３０】本発明によるタイプの電圧コンバータは、
複数の負荷が１つのエネルギー源から給電され、これら
の負荷の１つには他の負荷に比べて高い電圧が供給され
るようにするあらゆる種類の電気装置に有利に用いるこ
とができる。本発明による電圧コンバータは特に、モー
タ、テレビジョン受信機等のような幹線電力により付勢
される装置に用いるのが好適である。

【００３１】

【発明の実施の形態】図７は、図１に示した回路配置に
ほぼ相当する本発明による電圧コンバータの第１実施例
の回路図を示し、これまでは図１の説明を参照するもの
とする。図１の回路配置と比較するに、図７の実施例の
ものは、変成器Ｔの第２二次巻線に接続した出力回路に
おける接続点ＪとＫとの間の二次巻線に並列に配置され
る追加のキャパシタンスＣＬを具えている。この追加の
キャパシタンスＣＬは、変成器Ｔの第２二次巻線（低圧
巻線）と一次巻線との変成比によって一次側に変換され
るこの追加のキャパシタンスの大きさが、接続点ＨとＶ
との間の第１出力回路内にあって、変成器Ｔの第１二次
巻線（高圧巻線）と一次巻線との変成比によって一次側
に変換される並列キャパシタンスＣＰのキャパシタンス
と等しい大きさとなるように作成する。この場合に入力
共振回路における電流ｉは２つの出力回路に少なくとも
ほぼ均一に分配される。これにより電圧のオーバーシュ
ートは約３０％低減する。

【００３２】図８は、本発明による電圧コンバータの第
２の実施例を示し、これも図１の電圧コンバータに似て
いる。図１と比較するに、図８の回路配置は、第２二次
巻線に接続される出力回路に割当てる補助回路を有して
いる。この補助回路は、変成器Ｔのコアにも接続され、
且つ接続点Ｊに片側が接続される追加の二次巻線を有す
る。この追加の二次巻線の第２端子は別の接続点Ｍを構
成する。この接続点Ｍは、追加の二次巻線に直列に配置
される追加のコンデンサＣＫと場合によっては、同調抵
抗ＲＫとを経て追加の整流回路用の接続点を成す接続点
Ｅに接続する。斯る追加の整流回路は出力回路における
整流回路のダイオードＤ２及びＤ３並びに２つの別のダ
イオードＤ５及びＤ６を具えており、この追加の整流回
路も出力回路における整流回路と同様に、ブリッジ整流
器として作成する。この場合には接続点Ｅ及びＫが追加
の整流回路のＡＣ電圧入力端子を構成する。接続点Ｊ及
びＫは出力回路における整流回路Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ
４のＡＣ電圧入力端子を構成し、この出力回路の負荷キ
ャパシタンスＣＬ３（これから別のＤＣ給電電圧Ｕを取
り出すことができる）は、追加の整流回路Ｄ２、Ｄ３、
Ｄ５、Ｄ６並びに出力回路における整流回路Ｄ１、Ｄ
２、Ｄ３、Ｄ４のＤＣ出力端子を構成する接続点Ｐ及び
Ｓに接続する。ダイオードＤ１は接続点ＪとＰとの間に
配置し、Ｄ２はＰとＫとの間に配置し、Ｄ３はＫとＳと
の間に配置し、Ｄ４はＳとＪとの間に配置し、Ｄ５はＳ
とＥとの間に配置し、Ｄ６はＥとＰとの間に配置する。
従って、Ｄ２及びＤ３は出力回路に関わる整流回路並び
に追加の整流回路の素子となる。

【００３３】図８のＬＳＭは接続点ＭとＪとの間の追加
の二次巻線の漏れインダクタンスを示し；３Ｚは図８の
等価回路図における変成器Ｔの理想的な追加の二次巻線
を示し、これは接続点ＭとＪとの間に漏れインダクタン
スＬＳＭと直列に配置する。図８には第１二次巻線２及
びその漏れインダクタンスＬＳ２に対しても同じように
等価回路図で示してある。

【００３４】図８の実施例の機能を説明するために図９
を参照する。図８に示した回路配置の過渡状態において
は、図４に既に示した瞬時ｔｓに追加のコンデンサＣＫ
の両端にＤＣ電圧ｕＫが形成され、このＤＣ電圧は接続
点ＭとＪとの間の追加の二次巻線間の電圧のピーク値に
ほぼ等しく、しかもこのＤＣ電圧は接続点ＭとＫとの間
の電圧ｕＭＫの現行値を増大する極性を有する。追加の
コンデンサＣＫにおける電圧ｕＫの極性は、入力共振回
路における電流ｉの先行半サイクルにこの追加のコンデ
ンサＣＫに流れた電流か、又は電圧ｕＡＢによって決定
される。図９の上側部分は、接続点Ｋにおける電位を比
べて、接続点Ｍにおける電位が絶えず増大する半波が開
始する場合の電圧ｕＭＫの変化を示す。ｕＪＫは接続点
ＪとＫとの間の電圧、即ち出力回路の二次巻線に形成さ
れる電圧を示す。この電圧と比べると、電圧ｕＭＫは接
続点ＭとＫとの間のターン数と、接続点ＪとＫとの間の
ターン数との比によって比例的に増大する。電圧ｕＫと
ｕＭＫとの和から成る接続点ＥとＫとの間の電圧ｕＥＫ
は、電圧ｕＭＫの変化と比べると、ＤＣ電圧ｕＫの分だ
けシフトされる。

【００３５】電圧ｕＥＫは、それが瞬時ｔａに負荷キャ
パシタンスＣＬ３における別のＤＣ給電電圧ＵＣＬ３の
値に達するまでは電圧ｕＭＫと一緒に上昇する。関連す
る変成比による変成器Ｔの一次側への変換によって電圧
ＵＣＬ３は前述したＵとなる。ダイオードＤ３及びＤ６
のダイオード順方向電圧を無視するとしても、瞬時ｔａ
には追加のコンデンサＣＫ、従って補助回路を経て電流
ｉＫが流れ始め、この電流が発振を起し、その振動周期
は追加の二次巻線の漏れインダクタンスＬＳＭ並びに追
加のコンデンサＣＫによって決定される。この振動の振
幅も、瞬時ｔｏまで瞬時ｔａ以前の電圧ｕＥＫの変化を
外挿法によって推定する場合に、この電圧ｕＥＫが達す
ることになる値によって決定される。瞬時ｔｏは、図４
に示した電圧オーバシュートの開始点と同じである。追
加のコンデンサＣＫに流れるｉＫを図９の下側部分に示
してあり、この電流は半正弦状に変化する波形を形成
し、この波形の最大値は瞬時ｔａ以後で、前記振動の１
／４周期後に生じる。

【００３６】追加の二次巻線及びその漏れインダクタン
スＬＳＭ並びに追加のコンデンサＣＫとしてそれ相当の
大きさのものを選定することにより、前記振動の半正弦
波が、瞬時ｔｏ，即ち電圧オーバシュートの開始時点を
含む時間インターバルにわたって延在するようにするこ
とができる。入力共振回路における電流ｉによって二次
側に電圧が誘起されるので、電流は図８にｉＬＳ２とし
て示したように、変成器Ｔの第１二次巻線（高圧巻線）
に流れるだけでなく、この瞬時ｔｏには追加の二次巻線
及び追加のコンデンサＣＫにも電流ｉｋが流れる。従っ
て、瞬時ｔｏには、電流ｉＬＳ２用の電流通路と電流ｉ
Ｋ用の電流通路とが競い合う。接続点ＭとＪとの間の追
加の二次巻線、漏れインダクタンスＬＳＭ及びコンデン
サＣＫとして適切な大きさのものを選定することによ
り、二次側の漏れインダクタンスＬＳ２に流れる電流ｉ
ＬＳ２が瞬時ｔｏになくなるようにすることができる。
斯かる各素子の値は、電流ｉＫが瞬時ｔｏに最大値をと
って、この瞬時ｔｏとｔａとの間の時間インターバルが
補助回路を通る振動の１／４周期に正確に一致するよう
にして実施する。このような設計には、微同調用の同調
抵抗ＲＫを追加のコンデンサＣＫに直列に配置すること
ができる。この同調抵抗ＲＫを図８に破線にて示してあ
り、これは随意追加のコンデンサＣＫに並列に配置する
こともできる。

【００３７】斯かる設計で、電流ｉＬＳ２従って変換さ
れる漏れインダクタンスＬＳ２２を経て流れ、変成器Ｔ
の一次側への変換によって得られる電流が図３の等価回
路図にて瞬時ｔｏになくなるようにすれば、前記電流に
比例する電圧オーバシュートもゼロにすることができ
る。これにより、電圧オーバシュートによって、トリガ
されるクロス・レギュレーションをなくすことができ
る。

【００３８】図１０は図８に示した回路配置の変形とし
て得られる本発明の他の実施例を示す。図８と比較する
に、この図１０の例では、ダイオードＤ４を省き、ダイ
オードＤ１が、補助回路なしで、接続点ＪとＫとによっ
て供給されるＡＣ電圧用の半波整流器を構成して、負荷
コンデンサＣＬ３を経るＤＣ電圧ＵＣＬ３を形成するよ
うにしている。図１０の例の補助回路は、接続点ＭとＪ
との間の追加の二次巻線と、追加のコンデンサＣＫと、
ダイオードＤ２、Ｄ３、Ｄ５及びＤ６から成る追加のブ
リッジ整流器と、必要に応じて用いる同調抵抗ＲＫとを
具えており、これは図８に示した補助回路と同じであ
る。

【００３９】図８及び図１０に示した実施例は、追加の
二次巻線及びこれらの二次巻線に接続される出力回路を
設け、これらの出力回路に別の補助回路を随意設けるこ
とにより拡張させることができる。本発明によれば、電
圧コンバータにおける出力回路のそれぞれの出力電圧ど
うしの同期がかなり改善される。従って、このタイプの
電圧コンバータは、同期動作に厳格な要求が課せられる
装置、例えばモニタ及びテレビジョン受信機用の広い分
野の用途に用いることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】従来の電圧コンバータの一例を示す回路図であ
る。

【図２】図１の電圧コンバータにおける変成器の等価回
路図である。

【図３】図２の等価回路図をさらに単純化して、図１の
電圧コンバータの主要素子と一緒に示した等価回路図で
ある。

【図４】図１の電圧コンバータの動作に対する図３の等
価回路における電圧と、入力共振回路における電流とを
示す特性図である。

【図５】図１の電圧コンバータの或る動作状態における
等価回路図である。

【図６】図３の等価回路の一部を示す等価回路図であ
る。

【図７】本発明による電圧コンバータの第１実施例の回
路図である。

【図８】本発明による電圧コンバータの第２実施例の回
路図である。

【図９】図８に示した実施例における電流及び電圧の特
性曲線を示す図である。

【図１０】図８の第２実施例の変形例を示す回路図であ
る。

【符号の説明】

２変成器の二次巻線４．５スイッチ６大地７電圧増倍器ＵＢ入力電圧ＣＲＥＳ共振キャパシタンスＬＲＥＳ共振インダクタンスＴ変成器ＣＰ並列キャパシタンスＣＬ追加のキャパシタンスＣＬ２、ＣＬ３負荷キャパシタンス (D1,D2,D3,D4) 整流回路 (D2,D3,D5,D6) 追加の整流回路３Ｚ追加の二次巻線ＬＳＭ漏れインダクタンスＲＫ同調抵抗ＣＫ追加のコンデンサ

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (71)出願人 590000248 Ｇｒｏｅｎｅｗｏｕｄｓｅｗｅｇ１, 5621 ＢＡＥｉｎｄｈｏｖｅｎ，ＴｈｅＮｅｔｈｅｒｌａｎｄｓ

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力電圧を少なくとも２つの出力電圧に
変換する電圧コンバータであって、 − 変成器の一次巻線を含み、且つ前記入力電圧が周期
的に循環する時間インターバルで供給される入力共振回
路と、 − 各々が前記変成器の二次巻線又は該二次巻線の一部
を含み、該二次巻線又はその一部から前記出力電圧の１
つを取り出すことができる少なくとも２つの出力回路
と、を具えており、 − 前記出力回路のうちの第１出力回路によって供給さ
れる前記出力電圧のうちの１つの第１出力電圧が高電圧
を成し、且つ他の出力電圧が前記高電圧に比べて低い電
圧を成し、 − 前記他の出力電圧を供給する前記他の出力回路の少
なくとも１つが出力電圧としてＤＣ電圧を供給する整流
回路を具えている、電圧コンバータにおいて、前記整流回路を具えている前
記他の出力回路における前記変成器の二次巻線に並列に
追加のキャパシタンスを設け、該追加のキャパシタンス
の大きさを、前記変成器の一次側に変換される前記追加
のキャパシタンスの値（又は変換される複数のキャパシ
タンスの総和値）が、前記第１出力回路における前記変
成器の二次巻線の並列キャパシタンスが一次側に変換さ
れる値と本来一致するような大きさとしたことを特徴と
する電圧コンバータ。
【請求項２】入力電圧を少なくとも２つの出力電圧に
変換する電圧コンバータであって、 − 変成器の一次巻線を含み、且つ前記入力電圧が周期
的に循環する時間インターバルで供給される入力共振回
路と、 − 各々が前記変成器の二次巻線又は該二次巻線の一部
を含み、該二次巻線又はその一部から前記出力電圧の１
つを取り出すことができる少なくとも２つの出力回路
と、を具えており、 − 前記出力回路のうちの第１出力回路によって供給さ
れる前記出力電圧のうちの１つの第１出力電圧が高電圧
を成し、且つ他の出力電圧が前記高電圧に比べて低い電
圧を成し、 − 前記他の出力電圧を供給する前記他の出力回路の少
なくとも１つが出力電圧としてＤＣ電圧を供給する整流
回路を具えているにおいて、前記整流回路を具えている
前記他の出力回路に補助回路を設け、 − 前記各補助回路が追加のコンデンサ及び追加の整流
回路と直列に配置される前記変成器の追加の二次巻線を
具え、且つ − 前記補助回路を構成する前記直列回路が、前記他の
出力回路における前記整流回路の或る枝路並びに該枝路
に接続される負荷に対して並列に配置されるようにした
ことを特徴とする電圧コンバータ。
【請求項３】前記追加の整流回路をブリッジ整流器と
して作成したことを特徴とする請求の範囲２に記載の電
圧コンバータ。