JP2008245516A - イオンエンジンなどに用いるコンバータ - Google Patents
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Abstract
【解決手段】このコンバータは第1ブリッジ回路接続点と第2ブリッジ回路接続点とを有するブリッジ回路を備えており、該ブリッジ回路は4個のスイッチング素子(SA、SB、SC、SD)を含み、それら4個のスイッチング素子の各々が第1接続点と第2接続点とを有している。このコンバータは更にチョークインダクタンス(LS)及び高電圧変圧器(HVT)を備えており、前記高電圧変圧器は一次巻線及び2次巻線を有し、前記一次巻線及び前記チョークインダクタンス(LS)は直列に接続されている。更にスイッチング素子制御装置(SCU)を備えており、該スイッチング素子制御装置は、前記第1スイッチング素子(SA)に対する制御よりも制御遅延時間(tc)だけ遅らせて前記第4スイッチング素子(SD)を導通状態及び非導通状態にする制御を行うように構成されている。
【選択図】図1
Description
第1ブリッジ回路接続点と第2ブリッジ回路接続点とを有し2つのブリッジ枝路を有するブリッジ回路を備えており、該ブリッジ回路は4個のスイッチング素子を含み、それら4個のスイッチング素子の各々が第1接続点と第2接続点とを有しており、第1スイッチング素子及び第3スイッチング素子の夫々の第1接続点は前記第1ブリッジ回路接続点に接続され、前記第1スイッチング素子の第2接続点は第2スイッチング素子の第1接続点に接続され、前記第3スイッチング素子の第2接続点は第4スイッチング素子の第1接続点に接続され、前記第2スイッチング素子及び前記第4スイッチング素子の夫々の第2接続点は前記第2ブリッジ回路接続点に接続されており、
ストレージインダクタンス及び高電圧変圧器を備えており、前記高電圧変圧器は一次巻線及び2次巻線を有し、前記ストレージインダクタンス及び前記一次巻線は直列に接続された上で、前記第1スイッチング素子の第2接続点と前記第3スイッチング素子の第2接続点との間に接続され、前記二次巻線は該コンバータの出力部に接続されており、
スイッチング素子制御装置を備えており、該スイッチング素子制御装置は、1つのブリッジ枝路を構成する2つのスイッチング素子を制御する際に、それらのスイッチング制御の間にデッドタイムを挿入することにより、前記ブリッジ回路に短絡を発生させず、しかも、ゼロ電圧状態または最低電圧下でのスイッチング動作を可能にするように構成されており、また、該スイッチング素子制御装置は、第2ブリッジ枝路のスイッチング素子に対する制御よりも制御遅延時間(制御時間)だけ遅らせて第1ブリッジ枝路のスイッチング素子を導通状態及び非導通状態にする制御を行うように構成されている、
ことを特徴とするコンバータである。
図3に示した等価回路図を用いて、夫々の回路状態から、その回路状態に対応した微分方程式を導出することができる。また、微分方程式を導出する際には、夫々の回路状態における電流経路に含まれている回路部分だけを考慮すればよい。
図4に示した区間1aは、スイッチング素子SAが非導通状態とされることによって開始する区間であり、スイッチング素子SAが非導通状態とされることを記号「SA↓」で示した。スイッチング素子SAが非導通状態とされることにより、変圧器の一次電流が、またひいてはコイル電流ISが、その正の半周期から負の半周期への交代を開始する。この区間に関しては、この区間が開始する直前に存在していたコイル電流ISの値をもって最初の初期値とする。
基準時点:t0
区間終了時点:t1a
この区間の電流IS(t)は下式で表される。
区間2aは、区間1aに続く区間であり、コイルLSのフリーホイール動作の開始から終了までの全体に対応した区間である。このフリーホイール電流の電流経路は、変圧器の一次巻線を通ってダイオードDXへ至り、そこから更に、スイッチング素子SBのダイオードへ至る経路である。このときダイオードDXには、比較的大きな電流IKが流れている。このとき逆電圧として作用しているのは出力電圧VOUTの反射電圧だけである。この逆電圧のために、コイル電流は一次関数的に減少して行く。この区間2aの終了時点で、二次側への電力伝達も終了する。
区間3aは、電流ISがゼロクロスする時点をもって開始する区間である。この時点では、出力整流回路のダイオードは遮断状態にあり、補助コンデンサCRないしCR’は出力電圧にまで充電されている。そして、この時点から、回路素子LS及びCRが関与する共振による逆過程が開始される。その電流ISの電流経路はダイオードDXを通る経路であり、この時点では、電流IKの方向がまだ正方向のままであるため、ダイオードDXは順方向に電流を流している。電流ISは更に、スイッチング素子SBを通って流れる。スイッチング素子SBは、区間3aの開始時点で既に導通状態とされており、それは、スイッチング素子SAを非導通状態とした時点からデッドタイムtdが経過した時点で、このスイッチング素子SBを導通状態にするようにしているからである(このことを図4には記号「SB↑」で示した)。以上の構成によれば、コイルLSのインダクタンスと、二次側のキャパシタンスCRが一次側に換算されたキャパシタンスとで、共振回路が形成されている。
基準時点:t2a
区間終了時点:t3
この区間の電流IS(t)は下式で表される。
区間4は、電流ISと電流IKとが結合した時点をもって開始する区間である。スイッチング素子SC及びSBは既に導通状態とされているが、出力部への電力の伝達はまだ行われておらず、なぜならば、出力整流回路のダイオードがまだ電流を流していないからである。電圧源VZKから送出される電力は先ずコンデンサCRへ流入し、この時点では、既に逆過程が停止しているため、このコンデンサCRはフル充電状態に至っていない。そしてこの時点では、コンデンサCRの充電は依然として継続している。区間4は、コンデンサCRが出力電圧の負の電圧値にまでフル充電された時点で終了する。
基準時点:t3
区間終了時点:t4
この区間の電流IS(t)は下式で表される。
区間1bもまた、スイッチング素子SAが非導通状態とされることによって(図4にはこれを記号「SA↓」で示した)開始する区間である。このときコイルLSに逆電圧は作用しておらず、そのためコイルLSの電流は一定に維持される。この電流の電流経路は、ダイオードDX及びスイッチング素子SDを通る経路である。区間1bは、スイッチング素子SDが非導通状態とされた時点(図にはこれを記号「SD↓」で示した)をもって終了する。
区間2bは、区間1bに続く区間であり、制御遅延時間が経過した時点(即ち、スイッチング素子SDが非導通状態とされた時点)をもって開始する区間である。そのため、この時点から、コイル電流IKは、コンデンサCDへ流入し始める。この電流の流入によってコンデンサCDは、そのキャパシタ電圧VDが中間回路電圧に等しくなるまで充電される。そして、その時点をもって、区間2bは終了する。
基準時点:t1b
区間終了時点:t2b
この区間の電流IK(t)は下式で表される。
コンデンサCDがフル充電状態に達した時点をもって、区間3bが開始する。この時点で流れているフリーホイール電流IKの電流経路は、スイッチング素子SCのダイオードと、電圧源VZKと、ダイオードDXとを通る経路である。このコイルLKのフリーホイール動作は、電圧源VZKの電圧に抗して行われており、そのため、このコイルLKの電流は一次関数的に減少して行く。
コイル電流ISとIKとの合計電流の電流波形は、図4に示した個々の波形部分を重ね合わせることによって得られる。
制御遅延時間と初期値Iαとの関係は、様々な長さの制御遅延時間tcの夫々に対応したコミュテーション時の電流波形を夫々に評価することによって定量的に把握することができる。個々の区間の時間関数を見れば、初期値に対して影響を及ぼし得るパラメータは以下のものであることが分かる。
・直前の折曲点電流IS(t0−(T/2))
・中間回路電圧:VZK
・出力電圧VOUT(その反射電圧)
負荷が急激に変化するなどして出力電圧が変化したときには、電力伝達期間中にコイルLS及びLKに作用を及ぼしている差分電圧が、即ち中間回路電圧と出力電圧の反射電圧との差分電圧が、変化することがある。例えば出力電圧が低下した場合には、この差分電圧は正方向に変化し、そのために電力伝達期間中に電流が一次関数的に増大する。またそれによって電流×時間の面積が増大する(図6(b)を参照されたい)。その結果、より多くの電力が出力部へ伝達されるようになり、それによって、出力電圧が再び増加する。これとは逆に出力電圧が過大となった場合には、電流×時間の面積が減少する(図6(c)を参照されたい)。尚、それら2つの場合と比較するために、図6(a)に出力電圧と中間回路電圧との大きさが等しい場合を示した。
・このコンバータは、負荷変動に対する不感性を有する。
・このコンバータは、中間回路電圧の変化を出力部へ受渡すことができる。
・基礎的なカレント・モード・コントロールが不要である。
1.入力電流及び出力電流の電流波形は、連続する一連の電流パルスの形状を呈しており、パルス間のギャップは非常に狭い。そのため、入力フィルタ回路及び出力フィルタ回路のキャパシタンス及びインダクタンスを非常に小さなものとすることができる。
2.スイッチング周波数を低下させても、入力電流及び出力電流のリップル成分が増大することがない。そのため、フィルタ回路を構成する回路素子の素子定数や、ストレージコイルの素子定数を大きなものとすることなく、スイッチング周波数を低く設定することができる。そのため、周波数依存性損失を格段に低減することができる。
3.電流の形状ファクタが小さいことから、チョークコイルのオーミック損失並びに磁芯損失を低く抑えることができる。
4.このコンバータの伝達関数は、一次のローパスフィルタとなるが、そのカットオフ周波数の負荷依存性は非常に小さい。
IS チョークインダクタンスを流れる電流
IR 変圧器の二次側電流
IK 補助インダクタンスを流れる電流
IL 負荷電流
ICF 平滑化フィルタ回路を流れる電流
VZK 中間回路電圧
SA、SB、SC、SD スイッチング素子
LS チョークインダクタンス、チョークコイル
VB スイッチング素子SBの端子間電圧
VD スイッチング素子SDの端子間電圧
CB スイッチング素子SBに並列に接続したキャパシタンス
CD スイッチング素子SDに並列に接続したキャパシタンス
HVT 高電圧変圧器
DX ブリッジ回路のダイオード枝路の第1ダイオード
DY ブリッジ回路のダイオード枝路の第2ダイオード
LK 補助インダクタンス
CR”巻線容量のキャパシタンス
CR’巻線容量に付加する補助キャパシタンス
CR 反射による合成キャパシタンス
D1、D2、D3、D4 ブリッジ整流回路のダイオード
CF 平滑化フィルタ回路のキャパシタンス
RL 付加抵抗
VOUT 出力電圧
Iα 結合電流強度、折曲点電流
tc 制御遅延時間
td デッドタイム
D デューティ比
Claims (14)
- イオンエンジンなどに用いるコンバータにおいて、
第1ブリッジ回路接続点と第2ブリッジ回路接続点とを有するブリッジ回路を備えており、該ブリッジ回路は4個のスイッチング素子(SA、SB、SC、SD)を含み、それら4個のスイッチング素子の各々が第1接続点と第2接続点とを有しており、第1スイッチング素子(SA)及び第3スイッチング素子(SC)の夫々の第1接続点は前記第1ブリッジ回路接続点に接続され、前記第1スイッチング素子(SA)の第2接続点は第2スイッチング素子(SB)の第1接続点に接続され、前記第3スイッチング素子(SC)の第2接続点は第4スイッチング素子(SD)の第1接続点に接続され、前記第2スイッチング素子(SB)及び前記第4スイッチング素子(SD)の夫々の第2接続点は前記第2ブリッジ回路接続点に接続されており、
ストレージインダクタンス(LS)及び高電圧変圧器(HVT)を備えており、前記高電圧変圧器は一次巻線及び2次巻線を有し、前記一次巻線及び前記ストレージインダクタンス(LS)は直列に接続された上で、前記第1スイッチング素子(SA)の第2接続点と前記第4スイッチング素子(SD)の第1接続点との間に接続され、前記二次巻線は該コンバータの出力部に接続されており、
スイッチング素子制御装置(SCU)を備えており、該スイッチング素子制御装置は、前記第1スイッチング素子(SA)に対する制御よりも制御遅延時間(tc)だけ遅らせて前記第4スイッチング素子(SD)を導通状態及び非導通状態にする制御を行うように構成されている、
ことを特徴とするコンバータ。 - 前記スイッチング素子制御装置(SCU)は、前記第2スイッチング素子(SB)に対する制御よりもさらなる制御遅延時間だけ遅らせて前記第3スイッチング素子(SC)を導通状態及び非導通状態にする制御を行うように構成されていることを特徴とする請求項1記載のコンバータ。
- 前記高電圧変圧器(HVT)の前記一次巻線と前記第4スイッチング素子(SD)の第1接続点との間に補助インダクタンス(LK)が接続されていることを特徴とする請求項1又は2記載のコンバータ。
- 更に2個のダイオード(DX、DY)を備えており、第1ダイオード(DX)のカソードは前記高電圧変圧器(HVT)の前記一次巻線と前記第4スイッチング素子(SD)の第1接続点との間に接続され、該第1ダイオード(DX)のアノードは前記第2ブリッジ回路接続点に接続されており、第2ダイオード(DY)のカソードは前記第1ブリッジ回路接続点に接続され、該第2ダイオード(DY)のアノードは前記一次巻線と前記第4スイッチング素子(SD)の第1接続点との間に接続されていることを特徴とする請求項1乃至3の何れか1項記載のコンバータ。
- 前記第2スイッチング素子(SB)の第1接続点と第2接続点との間と、前記第4スイッチング素子(SD)の第1接続点と第2接続点との間とに、夫々にキャパシタンス(CB、CD)が接続されていることを特徴とする請求項1乃至4の何れか1項記載のコンバータ。
- 前記スイッチング素子(SA、SB、SC、SD)のいずれも、その各々のスイッチング素子の第1接続点と第2接続点との間に、夫々にダイオードが接続されていることを特徴とする請求項5記載のコンバータ。
- 前記スイッチング素子(SA、SB、SC、SD)はMOSFETトランジスタであることを特徴とする請求項1乃至6の何れか1項記載のコンバータ。
- 前記高電圧変圧器(HVT)の前記二次巻線に対して並列にキャパシタンス(CR”)が接続されていることを特徴とする請求項1乃至7の何れか1項記載のコンバータ。
- 前記スイッチング素子制御装置(SCU)は、前記制御遅延時間(tc)の長さを、制御対象のスイッチング素子(SA、SD)を導通状態にする時刻と非導通状態にする時刻との間の経過時間の10分の1以下の長さに定めるように構成されていることを特徴とする請求項1乃至8の何れか1項記載のコンバータ。
- 前記スイッチング素子制御装置(SCU)は、前記第1スイッチング素子(SA)が非導通状態となってからデッドタイム(td)が経過した時点で前記第2スイッチング素子(SB)を導通状態にし、また前記第1スイッチング素子(SA)が導通状態となってからデッドタイム(td)が経過した時点で前記第2スイッチング素子(SB)を非導通状態にし、且つ、前記第4スイッチング素子(SD)が非導通状態となってからデッドタイム(td)が経過した時点で前記第3スイッチング素子(SC)を導通状態にし、また前記第4スイッチング素子(SD)が導通状態となってからデッドタイム(td)が経過した時点で前記第3スイッチング素子(SC)を非導通状態にするように構成されていることを特徴とする請求項1乃至9の何れか1項記載のコンバータ。
- 前記スイッチング素子制御装置(SCU)は、前記スイッチング素子(SA、SB、SC、SD)のいずれについても、該コンバータの作動中に当該スイッチング素子を非導通状態に維持する期間と、導通状態に維持する期間とを、許容誤差5%以内の精度で互いに等しくするように構成されていることを特徴とする請求項1乃至10の何れか1項記載のコンバータ。
- 前記スイッチング素子制御装置(SCU)は、前記第1スイッチング素子(SA)を非導通状態にする制御に続いて前記第4スイッチング素子(SD)を非導通状態にする制御を反復実行するごとに、前記第4スイッチング素子(SD)を非導通状態にする制御を前回実行したときに用いた制御遅延時間に対して変更を加えた制御遅延時間(tc)を用いるように構成されていることを特徴とする請求項1乃至11の何れか1項記載のコンバータ。
- 前記スイッチング素子制御装置(SCU)は、前記補助インダクタンス(LK)を流れる電流の値がゼロになったときに、前記第3スイッチング(SC)を導通状態にする制御及び非導通状態にする制御を行うように構成されていることを特徴とする請求項3又は10記載のコンバータ。
- 請求項1乃至13の何れか1項記載のコンバータの作動方法において、前記第1スイッチング素子(SA)に対する制御より制御遅延時間(tc)だけ遅らせて前記第4スイッチング素子(SD)を導通状態及び非導通状態にする制御を行うことを特徴とする方法。
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