JP5311857B2 - イオンエンジンなどに用いるコンバータ - Google Patents

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Description

本発明は、イオンエンジンなどに用いる、請求項１に記載した種類のコンバータに関する。
イオンエンジンは、作動させるために、数千ボルトの電圧レンジの電圧を必要とする。またそのためには、高い比出力と高い効率とを同時に達成することのできる電源装置が必要である。高電圧を発生させるために、その電源装置はコンバータを備え、そのコンバータは、必要とされている高い比出力と高い効率と同時に達成する上で、できることなら、コンバータ段を一段しか備えていない単段式のものとすることが望まれる。ただし、その場合に、その単段式コンバータは、プリレギュレータ段を持たないものとなるため、プリレギュレータ段なしでも完璧な制御が可能なものでなければならず、ここでいう完璧な制御とは、無負荷時でも、また最大負荷時でも、その出力電圧を許容誤差の範囲内に収めることができなければならないということである。
以上に加えて、イオンエンジンは、そのオーミック負荷が一定していないということがある。グリッドレス型のイオンエンジンでは、プラズマ振動のために周期的なインピーダンス変動を生じることがある。一方、グリッドを備えた型式のものでは、そのグリッドにおいて放電が発生することがあり、放電が発生したならば、それによって過渡現象である短期閉塞（ビーム・アウト）が生じる。従って、イオンエンジンの陽極電源は、このようなイオンエンジンのインピーダンス変動に対して、不感性を有するものでなければならない。更に、通常、低電圧側と高電圧側との間を絶縁しておく必要もある。そのためには、変圧器を備えていなければならない。そして、その変圧器の変圧比が大きいため、その変圧器の巻線容量に対して、特別の考慮を払わねばならない。
これまでイオンエンジンに用いられていた従来のコンバータは、二段式コンバータであって、プリレギュレータ段と後続段とで構成されており、プリレギュレータ段は、絶縁機能を持たず、可変の中間回路電圧または可変の中間回路電流を発生させる回路段であり、一方、後続段はレギュレータを持たない回路段であって、絶縁機能を提供すると共に、必要とされる電圧値にまで電圧を昇圧する機能を提供するものであった。更に、このレギュレータを持たない後続段は、全共振形ブリッジ回路として、または、プッシュプル段として設計されていた。また、いずれの場合も、ゼロ電圧スイッチング駆動方式ないしゼロ電流スイッチング駆動方式（ＺＶＳ：Zero Voltage Switching、ＺＣＳ：Zero Current Switching）で駆動するようにしていた。
非特許文献１には、プッシュプル段を改良した単段回路構成が提案されている。しかしながら、この回路構成を採用する場合には、その前段に使用するチョークコイルは大型のままとなる。
非特許文献２には、また別の単段回路構成が提案されており、この回路構成は三相全共振形コンバータを基礎としたものである。しかしながら、全共振形コンバータは、そのスイッチング周波数をある限度範囲内で偏位させない限り、制御することができない。
非特許文献３には、準共振スイッチングが行われるメインコンバータとしてのプッシュプル段が記載されており、これはＺＶＳ／ＺＣＳ駆動方式で駆動されるものである。その制御レンジを拡大するために、このメインコンバータの一次電圧を、同種の小さなコンバータで変化させるようにしている。それによって、より広い調節領域に亘ってＺＶＳ／ＺＣＳ駆動方式を維持できるようにしている。
"Isolated DC-DC Converters with High-Output Voltage for TWTA Telecommunication Satellite Applications", Ivo Barbi, Roger Gules, IEEE Transactions on Power Electronics, Vol. 18, No. 4, July 2003 "Ion and Plasma Thruster Test Console Based on Three-Phase Resonant Conversion Power Modules", Geoffrey N. Drummond, John D. Williams, 42nd AIAA/ASME/SAE/ASEE Joint Propulsion Conference & Exhibit, 9-12 July 2006, Sacramento, California "A New High-Efficiency Zero-Voltage, Zero-Current Switching Topology", S.H. Weinberg, European Space Agency. TEC-EPC, Postbus 299, 2200AG Noordwijk, The Netherlands
以上に列挙した従来の解決手段に共通しているのは、高電圧変圧器の巻線容量に適切に対応できるようにするということである。そのため、二次側の電流を均一化することについては一切考慮されていない。
これに対して、本発明の目的は、イオンエンジンなどに用いる、改良したコンバータを提供することにある。本発明は特に、コンバータを用いた電圧変換の手段を提供するものであり、この電圧変換の手段は、一方では高い変圧比を実現可能としつつ、それと同時に他方では、簡明で、それゆえ容易で、しかも低コストの、大きなリップル成分を発生するおそれのない、負荷電流を調節する手段となり得るものである。
この目的は、請求項１に記載した特徴を備えたコンバータにより達成される。従属請求項は、本発明の具体的な実施の形態における特徴を記載したものである。
本発明の基礎を成す基本的概念は、高精度でしかも簡明な方式で負荷電流調節を行うことのできる電圧変換が実現可能であり、これを実現するためには、所要の回路技術処置をコンバータの一次回路及び二次回路に施して、変圧比が大きいために必然的に発生せざるを得ない二次巻線の（大きな）巻線容量が、その電圧変換に悪影響を及ぼさないようにすればよいということである。更に加えて、ブリッジ回路を構成している複数のスイッチング素子を非導通状態及び導通状態にする制御を互いに時間をずらして実行することによって、その制御により形成される電流経路が分離と結合とを周期的に反復するようになり、そして、ブリッジ回路の複数のスイッチング素子を非導通状態及び導通状態にする制御を互いにずらすその時間の長さを調節することによって、その電流経路の結合点の位置を調節することが可能である。そして、電流経路の結合点（結合時刻）の位置は、電圧変換の定常動作の期間中における電流振幅に直接的に影響を及ぼすため、この電流経路の結合点の位置を調節することによって、電圧変換期間中に発生する高電圧の大きさも間接的に制御することが可能である。
従って本発明によれば、以下の利点が得られる。先ず、従来のものと比べた場合、簡明な構成手段によって、負荷電流の良好な制御性と高い変圧比とを同時に達成することができ、またそれらに加えて、電圧を供給している負荷のインピーダンス変動に適合するように、伝達電力を適切に調節することができる。更に、この伝達電力の調節は、このコンバータの１回のスイッチング動作に伴う電流導入動作の中だけで完了するため、デューティ比を殆ど変化させずに済む。そのため、スイッチング周波数を低い周波数に設定した場合でも（それによってフィルタ回路の回路素子やストレージチョークコイルにおける周波数依存性損失を低く抑えることができる）、コンバータの内部を流れる電流並びに負荷電流における残留リップル成分に関する要求条件を、比較的簡単なフィルタ回路によって満足することができる。
本発明の１つの実施の形態によれば、イオンエンジンなどに用いるコンバータが提供され、このコンバータは、
第１ブリッジ回路接続点と第２ブリッジ回路接続点とを有し２つのブリッジ枝路を有するブリッジ回路を備えており、該ブリッジ回路は４個のスイッチング素子を含み、それら４個のスイッチング素子の各々が第１接続点と第２接続点とを有しており、第１スイッチング素子及び第３スイッチング素子の夫々の第１接続点は前記第１ブリッジ回路接続点に接続され、前記第１スイッチング素子の第２接続点は第２スイッチング素子の第１接続点に接続され、前記第３スイッチング素子の第２接続点は第４スイッチング素子の第１接続点に接続され、前記第２スイッチング素子及び前記第４スイッチング素子の夫々の第２接続点は前記第２ブリッジ回路接続点に接続されており、
ストレージインダクタンス及び高電圧変圧器を備えており、前記高電圧変圧器は一次巻線及び２次巻線を有し、前記ストレージインダクタンス及び前記一次巻線は直列に接続された上で、前記第１スイッチング素子の第２接続点と前記第３スイッチング素子の第２接続点との間に接続され、前記二次巻線は該コンバータの出力部に接続されており、
スイッチング素子制御装置を備えており、該スイッチング素子制御装置は、１つのブリッジ枝路を構成する２つのスイッチング素子を制御する際に、それらのスイッチング制御の間にデッドタイムを挿入することにより、前記ブリッジ回路に短絡を発生させず、しかも、ゼロ電圧状態または最低電圧下でのスイッチング動作を可能にするように構成されており、また、該スイッチング素子制御装置は、第２ブリッジ枝路のスイッチング素子に対する制御よりも制御遅延時間（制御時間）だけ遅らせて第１ブリッジ枝路のスイッチング素子を導通状態及び非導通状態にする制御を行うように構成されている、
ことを特徴とするコンバータである。
本発明の１つの実施の形態における更なる特徴として、前記一次巻線と前記第３スイッチング素子の第２接続点との間に補助インダクタンスを接続するということがある。
本発明の１つの実施の形態における更なる特徴として、前記補助インダクタンスを備えることに替えて、或いは、前記補助インダクタンスを備えることに加えて、更に、２つのダイオードで構成されたダイオード枝路を備えるようにするのもよく、その場合、第１ダイオードのカソードは前記高電圧変圧器の前記一次巻線と前記補助インダクタンスとの間に接続され、この第１ダイオードのアノードは前記第２ブリッジ回路接続点に接続されているようにする。また、第２ダイオードのカソードは前記第１ブリッジ回路接続点に接続され、この第２ダイオードのアノードはこれもまた前記一次巻線と前記補助インダクタンスとの間に接続されているようにする。この実施の形態における特徴は、スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴトランジスタを用いる場合に適したものであり、その場合、これによってそのＭＯＳＦＥＴのボディダイオードが過酷なスイッチング条件下で駆動されずに済むようになるため、それを原因とするコンバータの故障を回避することができる。
また、本発明の１つの実施の形態における特徴として、前記第２、第４スイッチング素子のいずれも、その各々のスイッチング素子の第１接続点と第２接続点との間に、夫々にキャパシタンスが接続されているようにするのもよい。これによって、４個のスイッチング素子のいずれも、当該スイッチング素子を導通状態とするスイッチング制御を行う際の電圧負荷を低減すること（ゼロ電圧スイッチング）が可能となり、それによって、スイッチング素子を導通状態とする際の損失を可及的に低く抑えることが可能となる。
また、本発明の別の１つの実施の形態における特徴として、内部ダイオードを備えていない回路素子を前記スイッチング素子として使用する場合には、前記スイッチング素子の各々に、夫々にダイオードが接続されているようにするのもよく、その場合、そのダイオードのアノードが当該スイッチング素子の第１接続点に接続され、そのダイオードのカソードが当該スイッチング素子の第２接続点に接続されているようにする。
本発明の更に別の１つの実施の形態における特徴として、前記高電圧変圧器の前記二次巻線に対して並列にキャパシタンスが接続されているようにするのもよい。共振によってインダクタンスに電流導入を行うため、及び、電力の中間蓄積を行うために、二次側のキャパシタンスが許容下限値を下回らないことが要求条件とされているが、このようにキャパシタンスを接続することにより、その許容下限値を下回るのを回避することができる。
本発明の更に別の１つの実施の形態における特徴として、前記スイッチング素子制御装置が、前記制御遅延時間の長さを、制御対象のスイッチング素子を導通状態にする時刻と非導通状態にする時刻との間の経過時間の１０分の１以下の長さに定めるように構成されているようにするのもよい。これによって、デューティ比を、可及的に大きくし、しかもほとんど変化しないものとすることができ、ひいては、高電圧変圧器が発生する電流パルスの形状を略々矩形の形状にすることができる。そして、これによって、整流回路を通した後の電流波形が、形状ファクタの小さな波形になる（このことはオーミック損失に関して重要な点である）という利点と、パルス間ギャップの狭い波形になる（このことは電流のリップル成分量に関して重要であり、ひいては接続するフィルタ回路の複雑度にとって重要な点である）という利点とが得られる。
また、本発明の更に別の１つの実施の形態における特徴として、前記スイッチング素子制御装置が、前記第１スイッチング素子を非導通状態にする制御に続いて前記第４スイッチング素子を非導通状態にする制御を反復実行するごとに、前記第４スイッチング素子を非導通状態にする制御を前回実行したときに用いた制御遅延時間に対して変更を加えた制御遅延時間を用いるように構成されているようにするのもよい。これによって、コンバータの動作中に用いる制御遅延時間の長さを様々に変化させることができ、それによって、このコンバータが伝達する電力を様々な大きさにすることができる。本発明のその他の利点並びに利用可能性については、添付図面に示した実施形態に即した以下の説明の中で明らかにして行く。尚、明細書、特許請求の範囲、要約書、及び図面に使用する用語、参照番号、及び記号については、後掲の一覧に示した通りである。
以下の説明では、同一の構成要素及び／または同一の機能を有する構成要素には、同一の参照符号を付すことにする。また、以下の説明において提示する具体的な数値及び素子定数の値は、あくまでも具体例としての値であり、本発明はそのような値を有するものに限定されない。
図１に示したように、本発明の１つの実施形態に係るコンバータは、Ｈブリッジ形のブリッジ回路と、このブリッジ回路に付加されたダイオード枝路とを備えている。ブリッジ回路を構成している左側の枝路ＳＡ、ＳＢと、ダイオード枝路ＤＸ、ＤＹとの間に高電圧変圧器が接続されており、この高電圧変圧器の一次巻線に直列にストレージチョークコイルＬＳが介挿されている。これとは別のストレージチョークコイルＬＫが、ダイオード枝路と、ブリッジ回路を構成している右側の枝路ＳＣ、ＳＤとの間に接続されている。更に、スイッチング素子ＳＢ及びＳＤには、それらに並列にＺＶＳコンデンサＣＢ及びＣＤが介挿されている（ＺＶＳとはゼロ電圧スイッチングを意味している）。
高電圧変圧器ＨＶＴは、中間回路電圧ＶＺＫを所要の電圧値にまで昇圧する機能を提供すると共に、更に絶縁機能を提供している。高電圧変圧器ＨＶＴの変圧比は、中間回路電圧（公称値）ＶＺＫと出力電圧ＶＯＵＴとの電圧比に対応した値に選定されている。高電圧変圧器ＨＶＴの巻線容量を、図には集中定数素子ＣＲ”として模式的に示してある。この巻線容量のキャパシタンスは最小許容限度値を下回ってはならず、そのため、場合によってはこのキャパシタンスに更に外部キャパシタンス（ＣＲ’）を接続することが必要なこともあり、その場合の合成キャパシタンスをＣＲで表す。ブリッジ回路を構成している２つの枝路の各々は、その上側のスイッチング素子と下側のスイッチング素子とが交互に導通状態とされ、また、導通状態にある期間が互いに略々同一となるように制御される。各々のスイッチング素子は、１回のスイッチングサイクルの中で、デッドタイム（休止時間）を差し引いたサイクル時間の約５０％の長さに亘って導通状態とされる。また、スイッチング素子制御装置ＳＣＵは、スイッチング素子ＳＡ、ＳＢ、ＳＣ、及びＳＤの各々を個別にスイッチング制御することができ、しかも、それらスイッチング素子の夫々をスイッチング制御する時刻の間隔を正確に定めることができるように構成されている。
このブリッジ回路の出力電流の調節は、以下のようにして行われている。先ず、右側のブリッジ枝路（ＳＣ、ＳＤ）の制御を行う上で、このブリッジ枝路の２個のスイッチング素子ＳＣ、ＳＤを制御する制御信号の全てのエッジを、左側のブリッジ枝路（ＳＡ、ＳＢ）の２個のスイッチング素子を制御する制御信号のエッジより所定の時間ｔｃだけ遅れさせている。この時間的なずれの大きさを以下の説明では制御遅延時間ｔｃと称する。また、この制御遅延時間ｔｃの長さは、スイッチング周波数によって決まる１回のスイッチングサイクルの全体の長さ（即ち一周期の長さ）のうちの、ほんの一部分に相当するだけの長さであり、それゆえこの制御遅延時間ｔｃの長さが変化しても、変圧器電流のデューティ比には僅かな影響しか及ぼさない。
このコンバータの特性上の重要な特徴として、このコンバータが定常状態で動作しているときには、電力伝達期間中における高電圧変圧器の一次電流及び二次電流の振幅に非常に小さな変動しか生じないということがある。そのため、それらの電流波形は図２に示したように略々矩形の形状となる。更に、電流振幅の大きさと制御遅延時間ｔｃの長さとの間には明確な相関関係が存在しており、これについては後に更に詳細に説明する。以上により、１回ずつのスイッチングサイクルごとに、制御遅延時間を変化させることによって、電流振幅の大きさを新たに設定し直すことが可能になっている。
電流の正の半周期と負の半周期との間の交代は、共振による逆過程によって行われる。そのため、スイッチング素子を導通状態にする制御は、電圧最小点において行うことができ、その場合、その最小電圧は、負荷電流が中電流または大電流である場合にはゼロボルトとなるようにし、負荷電流が小電流である場合には中間回路電圧の何分の１かの電圧となるようにするのがよい。
原理的には、図１に示したような、ブリッジ回路に付加したダイオード枝路とチョークコイルＬＫとは、それらが装備されていなくても以上に述べた機能を実現し得るものである。しかしながら、それらが装備されていない場合には、変圧器の一次電流を正の半周期と負の半周期との間で切り換えるスイッチングを行う際に、ブリッジ枝路（ＳＣ、ＳＤ）に介挿されているダイオードに対して電流が過酷に作用する。即ち、それらダイオードが遮断している電圧が急激に上昇することによって、大きな逆電流が流れるおそれがあり、これは特に、スイッチング素子としてＭＯＳＦＥＴを使用し、そのＭＯＳＦＥＴに付随する（動作速度の遅い）ボディダイオードを利用している場合に起こりがちなことである。もしそのような大きな逆電流が流れたならば、回路素子の破損を招来するおそれがある。
入力電流と出力電流とのいずれも、その電流波形は、矩形または略々矩形の形状の電流パルスが連続する波形となる。入力部のフィルタ段も、また出力部のフィルタ段も、連続するパルスの間の比較的狭いギャップ部分を埋めることができるように設計するだけでよい。また、電流波形がこのような形状であるため、スイッチング周波数を低下させた場合でも、電流振幅や電流のリップル成分が増大するということがない。
スイッチング周波数を低下させた場合にも、使用する変圧器の磁芯は大きなものであっても問題がなく、フィルタ段の回路素子並びにコイルＬＳ及びＬＫの素子定数は、変更する必要はない。それゆえ、スイッチング周波数はできるだけ低い周波数とすることが望ましく、なぜならば、それによって磁性素子の渦電流損失（近接効果）を格段に低減することができるからである。
図１に示した本発明の実施形態について以下に説明して行く上では、その説明をより簡明なものとするために、スイッチング素子及び整流ダイオードはいずれも理想的な素子であるものとして論を進めて行く。
電力のソース（中間回路）とシンク（負荷回路）とは、それらの間に接続される１つまたは複数のチョークコイルを介して互いに結合されている。電力伝達期間中は、ソースからシンクへ電流が流れている。その電流が流れる際に、電力の一部がチョークコイル（即ちインダクタンス）に蓄積される。残りの電力は負荷へ伝達される。スイッチング期間中に、チョークコイルに蓄積された電力の一部が負荷回路へ伝達され、残りはソースへ戻される。電流の方向は、ブリッジ回路によって、１回のスイッチングサイクルにつき２回切換えられる。
スイッチングサイクルの第１半周期における電力伝達期間中の電流経路は、スイッチング素子ＳＡを通り、また更に、ストレージチョークコイルＬＳ、変圧器の一次巻線、及び補助チョークコイルＬＫから成る直列回路を通る経路となっている。またこのとき、ダイオードＤＸ及びＤＹには電流が流れていない。更に、この電流経路はスイッチング素子ＳＤを通っており、それによって閉じた電流回路が形成されている。スイッチングサイクルの第２半周期における電力伝達期間中の電流経路は、これと同様の経路であるが、ただし、スイッチング素子ＳＣ及びＳＢの方を通る経路となっている。
このとき変圧器の二次側では、電流が整流回路を通って出力部フィルタ回路へ流れている。また、出力電圧が変圧器の一次側に写像されている（反射されている）。変圧器の変圧比を選定する際には、この出力電圧の反射電圧と中間回路電圧とが、できるだけ一致するような変圧比を選定するとよい。
設計に際して変圧器の変圧比を選定する際には更に、ダイオード、スイッチング素子、及び配線における電圧降下も考慮に入れるようにするとよい。
電力伝達期間中は、中間回路電圧と出力電圧の反射電圧とが相殺しているため、チョークコイルＬＳ及びＬＫはいずれも、その両端子間に電圧差が作用していない。そのため、それらチョークコイルＬＳ及びＬＫを流れている電流は変動せず、その結果、その電流波形には、図２に示したような水平部分が形成されている。
中間回路電圧と出力電圧とのいずれかに変動が生じたならば、この平衡状態は、もはや持続し得なくなる。そのため、電流波形における水平部分は傾斜部分へと変化する。これについては後の説明の中で詳述する。
回路状態は、スイッチング素子（ＳＡ〜ＳＤ）の夫々の状態と、電力蓄積素子（チョークコイル）の電流状態と、それらの結果として形成される回路内の電流経路とを含むものである。夫々の回路状態は、スイッチングサイクルのうちの所定の期間だけ存続する。この所定の期間を以下の説明では「区間」と称する。
微分方程式の導出
図３に示した等価回路図を用いて、夫々の回路状態から、その回路状態に対応した微分方程式を導出することができる。また、微分方程式を導出する際には、夫々の回路状態における電流経路に含まれている回路部分だけを考慮すればよい。
導出した微分方程式の解を区間ごとに求めることによって、このコンバータの全ての回路素子の電流波形及び電圧波形が得られる。それら波形は、図１に示した実施形態の場合には、図４に詳細に図示したような波形となる。更に、それら波形を、区間ごとにつなぎ合わせて行き、その際に、先行区間の終値を、後続区間の微分方程式を解くための初期値として使用する。スイッチングサイクルは対称性を有するため、以下の説明では、スイッチングサイクルの第１半周期についてのみ考察する。また、使用する数値はいずれも、変圧器の一次側に関係した数値である。
変圧器の巻線のオーミック抵抗、二次側の散乱、それに磁芯損失は、電流波形及び電圧波形に殆ど影響を及ぼさないため、それらは考慮の対象外とする。
区間１ａ
図４に示した区間１ａは、スイッチング素子ＳＡが非導通状態とされることによって開始する区間であり、スイッチング素子ＳＡが非導通状態とされることを記号「ＳＡ↓」で示した。スイッチング素子ＳＡが非導通状態とされることにより、変圧器の一次電流が、またひいてはコイル電流ＩＳが、その正の半周期から負の半周期への交代を開始する。この区間に関しては、この区間が開始する直前に存在していたコイル電流ＩＳの値をもって最初の初期値とする。
コイルＬＳを流れる電流ＩＳは次第に減少して行き、その間、コンデンサＣＢにそれまで蓄積されていた電力が、電圧源に代わってその電流ＩＳを駆動している。出力側の整流ダイオードは依然として導通状態にあり、そのためコイルＬＳ及びコンデンサＣＢから出力側へ電力が伝達されている。コンデンサＣＢが完全放電状態になったならば、即ち、ＶＢ＝０になったならば、スイッチング素子ＳＢのフリーホイール用ダイオードに電流が流れるようになる。この時点で区間１ａは終了する。
区間１ａ：この区間は、コンデンサＣＢが放電し、ＶＢ＝０となるまでの区間である。
基準時点：ｔ０
区間終了時点：ｔ１ａ
この区間の電流ＩＳ（ｔ）は下式で表される。
Figure 0005311857
 この区間の電圧ＶＢ（ｔ）は下式で表される。
Figure 0005311857
 これらの式中のパラメータωは下式で表される。
Figure 0005311857
区間２ａ
区間２ａは、区間１ａに続く区間であり、コイルＬＳのフリーホイール動作の開始から終了までの全体に対応した区間である。このフリーホイール電流の電流経路は、変圧器の一次巻線を通ってダイオードＤＸへ至り、そこから更に、スイッチング素子ＳＢのダイオードへ至る経路である。このときダイオードＤＸには、比較的大きな電流ＩＫが流れている。このとき逆電圧として作用しているのは出力電圧ＶＯＵＴの反射電圧だけである。この逆電圧のために、コイル電流は一次関数的に減少して行く。この区間２ａの終了時点で、二次側への電力伝達も終了する。
区間２ａ：この区間は、コイルＬＳが電圧ＶＯＵＴに抗してフリーホイール動作を行い、ＩＳ＝０となるまでの区間である。
基準時点：ｔ１ａ
区間終了時点：ｔ２ａ
この区間の電流ＩＳ（ｔ）は下式で表される。
Figure 0005311857
区間３ａ
区間３ａは、電流ＩＳがゼロクロスする時点をもって開始する区間である。この時点では、出力整流回路のダイオードは遮断状態にあり、補助コンデンサＣＲないしＣＲ’は出力電圧にまで充電されている。そして、この時点から、回路素子ＬＳ及びＣＲが関与する共振による逆過程が開始される。その電流ＩＳの電流経路はダイオードＤＸを通る経路であり、この時点では、電流ＩＫの方向がまだ正方向のままであるため、ダイオードＤＸは順方向に電流を流している。電流ＩＳは更に、スイッチング素子ＳＢを通って流れる。スイッチング素子ＳＢは、区間３ａの開始時点で既に導通状態とされており、それは、スイッチング素子ＳＡを非導通状態とした時点からデッドタイムｔｄが経過した時点で、このスイッチング素子ＳＢを導通状態にするようにしているからである（このことを図４には記号「ＳＢ↑」で示した）。以上の構成によれば、コイルＬＳのインダクタンスと、二次側のキャパシタンスＣＲが一次側に換算されたキャパシタンスとで、共振回路が形成されている。
電流ＩＳの流れの方向が負方向に転じることによって逆過程が開始され、これ以後、電流ＩＳはその絶対値が増大して行く。またこれに伴って、コイル電流ＩＫは更に減少して行き、ついにはその流れの方向が負方向に転じる。これについては区間３ｂを参照されたい。電流ＩＳの大きさと電流ＩＫの大きさとが等しくなった時点で、ダイオードＤＸには電流が流れなくなる。即ち、その時点で、それら２つの電流が結合する。そして、その共通電流ＩＳ＝ＩＫが流れる電流経路が新たに形成され、この電流経路はスイッチング素子ＳＣ及びＳＢを通る経路である。共振による逆過程はこれにより終了する。また、２つの電流が結合する時点であるこの結合点をもって、区間３ａ及び３ｂは終了する。
区間３ａ：この区間は、コイルＬＳがキャパシタ電圧ＶＲに抗して電流を駆動し、ＩＳ＝ＩＫとなるまでの区間である。
基準時点：ｔ２ａ
区間終了時点：ｔ３
この区間の電流ＩＳ（ｔ）は下式で表される。
Figure 0005311857
 この区間の電圧ＶＲ（ｔ）は下式で表される。
Figure 0005311857
 これらの式中のパラメータωは下式で表される。
Figure 0005311857
区間４
区間４は、電流ＩＳと電流ＩＫとが結合した時点をもって開始する区間である。スイッチング素子ＳＣ及びＳＢは既に導通状態とされているが、出力部への電力の伝達はまだ行われておらず、なぜならば、出力整流回路のダイオードがまだ電流を流していないからである。電圧源ＶＺＫから送出される電力は先ずコンデンサＣＲへ流入し、この時点では、既に逆過程が停止しているため、このコンデンサＣＲはフル充電状態に至っていない。そしてこの時点では、コンデンサＣＲの充電は依然として継続している。区間４は、コンデンサＣＲが出力電圧の負の電圧値にまでフル充電された時点で終了する。
区間４：この区間は、電圧ＶＺＫ＋ＶＲによって、キャパシタンスＣＲの充電とコイルＬＳ＋ＬＫへの電流導入とが行われ、ＶＲ＝ＶＯＵＴとなるまでの区間である。
基準時点：ｔ３
区間終了時点：ｔ４
この区間の電流ＩＳ（ｔ）は下式で表される。
Figure 0005311857
 この区間の電圧ＶＲ（ｔ）は下式で表される。
Figure 0005311857
 これらの式中のパラメータωは下式で表される。
Figure 0005311857
区間１ｂ
区間１ｂもまた、スイッチング素子ＳＡが非導通状態とされることによって（図４にはこれを記号「ＳＡ↓」で示した）開始する区間である。このときコイルＬＳに逆電圧は作用しておらず、そのためコイルＬＳの電流は一定に維持される。この電流の電流経路は、ダイオードＤＸ及びスイッチング素子ＳＤを通る経路である。区間１ｂは、スイッチング素子ＳＤが非導通状態とされた時点（図にはこれを記号「ＳＤ↓」で示した）をもって終了する。
区間１ｂ：この区間は、コイルＬＫがフリーホイール動作を行っている区間である。
基準時点：ｔ０
区間終了時点：ｔ１ｂ
この区間の電流ＩＫ は下式で表される。
Figure 0005311857
区間２ｂ
区間２ｂは、区間１ｂに続く区間であり、制御遅延時間が経過した時点（即ち、スイッチング素子ＳＤが非導通状態とされた時点）をもって開始する区間である。そのため、この時点から、コイル電流ＩＫは、コンデンサＣＤへ流入し始める。この電流の流入によってコンデンサＣＤは、そのキャパシタ電圧ＶＤが中間回路電圧に等しくなるまで充電される。そして、その時点をもって、区間２ｂは終了する。
区間２ｂ：この区間は、コンデンサＣＤが充電され、そのキャパシタ電圧がＶＤ＝ＶＺＫとなるまでの区間である。
基準時点：ｔ１ｂ
区間終了時点：ｔ２ｂ
この区間の電流ＩＫ（ｔ）は下式で表される。
Figure 0005311857
 この区間の電圧ＶＤ（ｔ）は下式で表される。
Figure 0005311857
 これらの式中のパラメータωは下式で表される。
Figure 0005311857
区間３ｂ
コンデンサＣＤがフル充電状態に達した時点をもって、区間３ｂが開始する。この時点で流れているフリーホイール電流ＩＫの電流経路は、スイッチング素子ＳＣのダイオードと、電圧源ＶＺＫと、ダイオードＤＸとを通る経路である。このコイルＬＫのフリーホイール動作は、電圧源ＶＺＫの電圧に抗して行われており、そのため、このコイルＬＫの電流は一次関数的に減少して行く。
そして、そのコイル電流ＩＫがゼロクロスする前にスイッチング素子ＳＣを導通状態とするように（図４に示したように、スイッチング素子ＳＣを導通状態にする時点は、スイッチング素子ＳＤを非導通状態にした時点からデッドタイムｔｄが経過した時点であり、これを記号「ＳＣ↑」で示した）、スイッチング素子の制御を行う。この制御を行うことによって、コイル電流ＩＫは、その流れの方向が負方向に転じた後に、その絶対値が一次関数的に増大して行くように変化することができる。尚、コイル電流ＩＫがそのように変化する際にも、その電流経路は変化しない。コイル電流ＩＫがゼロクロスする時点では、コイル電流ＩＳは既に負電流に転じており、これについては区間３ａを参照されたい。コイル電流ＩＳの方がコイル電流ＩＫより更に負側にある間は、必然的にそれら電流の差分に相当する電流がダイオードＤＸを流れることになる。従って、このときダイオードＤＸは順方向に電流を流している。
共振による逆過程の変化特性のために、電流ＩＳと電流ＩＫとは次第に互いに近付いて行く。結合点において両者の大きさが同じになる。そして、ダイオードＤＸが遮断状態になる。これによって区間３ｂは終了する。
区間３ｂ：この区間は、電圧ＶＺＫによって、コイルＬＫへの電流ＩＫの導入が行われ、ＩＳ＝ＩＫとなるまでの区間である。
基準時点：ｔ２ｂ
区間終了時点：ｔ３
この区間の電流ＩＫ（ｔ）は下式で表される。
Figure 0005311857
コミュテーション実行時の電流波形
コイル電流ＩＳとＩＫとの合計電流の電流波形は、図４に示した個々の波形部分を重ね合わせることによって得られる。
それら２つのコイル電流ＩＳとＩＫとは、分離点に至るまでは互いに大きさが等しい。そして、制御遅延時間の条件が存在するため、コイル電流ＩＫはコイル電流ＩＳより遅れて減少し始める。そのため、それら２つのコイル電流の差分電流がダイオード枝路を流れ始める。結合点において、それら２つの電流は再び結合する。これによってコミュテーションは終了し、電力伝達が行われるようになる。即ち、出力整流回路が導通状態になる。こうして電力伝達が行われるようになるのは、時点ｔ４に至ったときである。
この時点で、制御遅延時間ｔｃを設定することによって、変圧器電流ＩＳの新たな初期値を選定することができる。この初期値は、折曲点電流Ｉαと呼ばれるものであり、このように呼ばれるのは、それが、変圧器電流の電流波形における、コミュテーション過程の急勾配のエッジから水平部分へ移行する転換点だからである。
制御遅延時間の長さを変更することによる影響は以下の通りである。制御遅延時間ｔｃを長くすると、電流ＩＳと電流ＩＫとの結合も遅れて生じるようになる。そのため共振による逆過程（図４の区間３ａ）が終了する時点も遅くなる。電流波形の区間３ａから先の部分がこの調子のまま変化して行くものとすれば、逆過程が終了する時点が遅くなることによって、結合点の電流値は、ゼロ電流を表す直線に近付いて行くことになる。そのため電力伝達の開始時の電流である折曲点電流もより小さなものとなる。これとは逆に、制御遅延時間を短くしたならば、初期値（即ち折曲点電流）は増大する。
制御遅延時間と変圧器電流との関係
制御遅延時間と初期値Ｉαとの関係は、様々な長さの制御遅延時間ｔｃの夫々に対応したコミュテーション時の電流波形を夫々に評価することによって定量的に把握することができる。個々の区間の時間関数を見れば、初期値に対して影響を及ぼし得るパラメータは以下のものであることが分かる。
・直前の折曲点電流ＩＳ（ｔ０−（Ｔ／２））
・中間回路電圧：ＶＺＫ
・出力電圧ＶＯＵＴ（その反射電圧）
コイル電流ＩＳ及びＩＫの電流波形を見れば、直前に用いた初期値が新たな初期値に影響を及ぼすことはないということが分かる。即ち、ゼロクロスに至るまでは、２つのコイル電流ＩＳ及びＩＫの電流波形は略々同一形状であり、単に時間的に前後にずれているだけである。そして、それらの電流波形の時間的なずれの大きさは、初期値によって影響されない。そのため、結合点の電流振幅には影響が及ばないのである。
一方、コイルＬＳのフリーホイール動作は出力電圧の反射電圧に抗して行われるのに対して、コイルＬＫのフリーホイール動作は中間回路電圧に抗して行われ、そのため、折曲点電流Ｉαはそれら２つの電圧の差分電圧によって実質的な影響を受けることになる。そこで、制御遅延時間を第１のパラメータとし、中間回路電圧を第２のパラメータとして、それら２つのパラメータに対する折曲点電流Ｉαの値をプロットすることによって、このコンバータの出力電圧を所与の電圧値とする際の制御特性曲線領域が得られ、これを図５に詳細に示した。
以上の説明は、コイル電流ＩＳ及びＩＫが正の半周期から負の半周期へ移行する過程に関するものであったが、これとは逆方向へ移行する過程も、即ち、正の半周期へ移行する過程も、以上と同様にして行われる。
コンバータの制御系モデル
負荷が急激に変化するなどして出力電圧が変化したときには、電力伝達期間中にコイルＬＳ及びＬＫに作用を及ぼしている差分電圧が、即ち中間回路電圧と出力電圧の反射電圧との差分電圧が、変化することがある。例えば出力電圧が低下した場合には、この差分電圧は正方向に変化し、そのために電力伝達期間中に電流が一次関数的に増大する。またそれによって電流×時間の面積が増大する（図６（ｂ）を参照されたい）。その結果、より多くの電力が出力部へ伝達されるようになり、それによって、出力電圧が再び増加する。これとは逆に出力電圧が過大となった場合には、電流×時間の面積が減少する（図６（ｃ）を参照されたい）。尚、それら２つの場合と比較するために、図６（ａ）に出力電圧と中間回路電圧との大きさが等しい場合を示した。
一方、中間回路電圧が変動した場合にも、同様に電流×時間の面積が変化する。その場合に、このコンバータは、出力電圧が中間回路電圧に近付いて行くように反応する。電力伝達期間中に整流回路によって平均化されて出力される電流の大きさは、下式で与えられる。
Figure 0005311857
上式では、式を簡明にするために式中の全ての数値を変圧器の一次側に関する数値とした。また、Ｔはスイッチング周波数ｆＳにおけるスイッチングサイクルの１周期の長さ、Ｄは電流パルスのデューティ比であり、このデューティ比を導入することによって、負パルスの期間と正パルスの期間とを総合的に考慮した式とした。更に、ラプラス領域における出力フィルタ回路の動的挙動は下式で与えられる。
Figure 0005311857
更に、下式で表される虚数抵抗ＲＭを代入する。
Figure 0005311857
この代入により、出力電圧ＶＯＵＴが下式で与えられる。
Figure 0005311857
上式からは、このコンバータの動的挙動のモデル（即ち、このコンバータの動的挙動を表したブロック線図）を導出することができ、それを図７に示した。このモデルは、電力伝達期間中の平均値に基づいたものであるため、スイッチング周波数の略々４分の１以下の周波数に対して適用されるものである。
また、抵抗ＲＭは、負荷抵抗ＲＬに並列に接続された抵抗として機能している。コイルＬＳ及びＬＫの素子定数とスイッチング周波数ｆＳとを適当な値に選定することによって、この抵抗ＲＭの値を、このコンバータの出力限界によって規定される負荷抵抗の許容最小値より明確に小さな値に設定することができる。例えば、この抵抗ＲＭの値を、負荷抵抗ＲＬの値より１桁小さく設定することも可能である。
また、キャパシタンスで構成した出力フィルタ回路の極点が変化することは、もはや殆どあり得ず、なぜならば、フィルタ回路のキャパシタンスＣＦが極点の位置を左右することは周知の通りであるが、ここではフィルタ回路のキャパシタンスＣＦのみならず、更に、フィルタ回路に並列に接続されたに抵抗ＲＭ及びＲＬも（即ち、抵抗ＲＬだけではない）極点の位置の決定要因となっているからである。また、そのために、被制御系が負荷依存性を持たないものとなっている。それゆえ、制御装置の伝達関数のゼロ点によって、極点の補償を容易に行えるものとなっている。
更に、従来の電流コンバータ方式と異なり、ストレージチョークコイルＬＳ及びＬＫの使用によって被制御系に極点及びゼロ点が発生するということもなく、これは、それらストレージチョークコイルの電流状態が毎回の電力伝達期間ごとに新たに設定されるからである。そのため、基礎的なカレント・モード・コントロールによって極点及びゼロ点を除去する必要がないのである。
このコンバータの動的挙動に関する特性は、以下のように要約することができる。
・このコンバータは、負荷変動に対する不感性を有する。
・このコンバータは、中間回路電圧の変化を出力部へ受渡すことができる。
・基礎的なカレント・モード・コントロールが不要である。
以上の要約について更に説明を加えると、以下の通りである。本発明はコンバータ方式に関するものであり、このコンバータ方式は特に、作動させるために数千ボルトもの高電圧を必要とする電気推進イオンエンジンに用いるのに適した設計とし得るものである（即ち、高電圧変圧器を例えば１：２０という高い変圧比のものとすることができる）。このコンバータ方式は、広い負荷レンジに亘って出力電圧を一定に維持し得るものである。これが可能であるのは、連続した一連の電流パルスの振幅を、直接的に、且つ、各々のパルスごとに個別に調節できるからである。そのため、（中間回路電圧の）プリコントロールのための付加的な装置を必要としない。
このコンバータは、略々矩形の形状の電流パルスによって動作するものであり、しかもそのデューティ比は略々一定とされる。そのため、高電圧変圧器の寄生素子の意図的な利用が可能である。
以上に提案したコンバータは、システムのバス電圧が制御されている（即ち、定常状態ではバス電圧が略々一定とされている）ような、電気推進イオンエンジンの陽極電源として案出されたものである。このコンバータは、イオンエンジンの負荷インピーダンスの変動に対して不感性を有している。更に、回路素子の電流負荷が比較的小さく、また、フィルタ回路の回路素子の素子定数も小さいため、高い比出力を達成することができる。
以上によって特に、以下の利点が得られるものとなっている。
１．入力電流及び出力電流の電流波形は、連続する一連の電流パルスの形状を呈しており、パルス間のギャップは非常に狭い。そのため、入力フィルタ回路及び出力フィルタ回路のキャパシタンス及びインダクタンスを非常に小さなものとすることができる。
２．スイッチング周波数を低下させても、入力電流及び出力電流のリップル成分が増大することがない。そのため、フィルタ回路を構成する回路素子の素子定数や、ストレージコイルの素子定数を大きなものとすることなく、スイッチング周波数を低く設定することができる。そのため、周波数依存性損失を格段に低減することができる。
３．電流の形状ファクタが小さいことから、チョークコイルのオーミック損失並びに磁芯損失を低く抑えることができる。
４．このコンバータの伝達関数は、一次のローパスフィルタとなるが、そのカットオフ周波数の負荷依存性は非常に小さい。
本発明に係るコンバータの第１の実施形態のブロック図であり、この実施形態は二次側の枝路にブリッジ整流回路を備えた構成例を示したものである。 図１中に記号を付して示した幾つかの電流の夫々の電流波形を示した波形図である。 図１に示した本発明に係るコンバータの実施形態における出力回路の等価回路図である。 図１に示した本発明に係るコンバータの実施形態におけるコミュテーション波形を示した波形図である。 図１に示した本発明の実施形態に関する制御特性曲線領域を示した図である。 図１に示した実施形態に関する出力電圧の変圧器電流に対する影響を説明するための図である。 図１に示した本発明のコンバータの実施形態における制御系を示したブロック線図である。
符号の説明
ＩＺＫ 中間回路電流
ＩＳ チョークインダクタンスを流れる電流
ＩＲ 変圧器の二次側電流
ＩＫ 補助インダクタンスを流れる電流
ＩＬ 負荷電流
ＩＣＦ 平滑化フィルタ回路を流れる電流
ＶＺＫ 中間回路電圧
ＳＡ、ＳＢ、ＳＣ、ＳＤ スイッチング素子
ＬＳ チョークインダクタンス、チョークコイル
ＶＢ スイッチング素子ＳＢの端子間電圧
ＶＤ スイッチング素子ＳＤの端子間電圧
ＣＢ スイッチング素子ＳＢに並列に接続したキャパシタンス
ＣＤ スイッチング素子ＳＤに並列に接続したキャパシタンス
ＨＶＴ 高電圧変圧器
ＤＸ ブリッジ回路のダイオード枝路の第１ダイオード
ＤＹ ブリッジ回路のダイオード枝路の第２ダイオード
ＬＫ 補助インダクタンス
ＣＲ”巻線容量のキャパシタンス
ＣＲ’巻線容量に付加する補助キャパシタンス
ＣＲ 反射による合成キャパシタンス
Ｄ１、Ｄ２、Ｄ３、Ｄ４ ブリッジ整流回路のダイオード
ＣＦ 平滑化フィルタ回路のキャパシタンス
ＲＬ 付加抵抗
ＶＯＵＴ 出力電圧
Ｉα 結合電流強度、折曲点電流
ｔｃ 制御遅延時間
ｔｄ デッドタイム
Ｄ デューティ比

Claims (11)

  1. コンバータにおいて、
    第１ブリッジ回路接続点と第２ブリッジ回路接続点とを有するブリッジ回路を備えており、該ブリッジ回路は４個のスイッチング素子（ＳＡ、ＳＢ、ＳＣ、ＳＤ）を含み、それら４個のスイッチング素子の各々が第１接続点と第２接続点とを有しており、第１スイッチング素子（ＳＡ）及び第３スイッチング素子（ＳＣ）の夫々の第１接続点は前記第１ブリッジ回路接続点に接続され、前記第１スイッチング素子（ＳＡ）の第２接続点は第２スイッチング素子（ＳＢ）の第１接続点に接続され、前記第３スイッチング素子（ＳＣ）の第２接続点は第４スイッチング素子（ＳＤ）の第１接続点に接続され、前記第２スイッチング素子（ＳＢ）及び前記第４スイッチング素子（ＳＤ）の夫々の第２接続点は前記第２ブリッジ回路接続点に接続されており、
    ストレージインダクタンス（ＬＳ）及び高電圧変圧器（ＨＶＴ）を備えており、前記高電圧変圧器は一次巻線及び二次巻線を有し、前記一次巻線及び前記ストレージインダクタンス（ＬＳ）は直列に接続された上で、前記第１スイッチング素子（ＳＡ）の第２接続点と前記第４スイッチング素子（ＳＤ）の第１接続点との間に接続され、前記二次巻線は該コンバータの出力部に接続されており、
    前記高電圧変圧器（ＨＶＴ）の前記一次巻線と前記第４スイッチング素子（Ｓ Ｄ ）の第１接続点との間に補助インダクタンス（Ｌ Ｋ ）が接続されており、
    ２個のダイオード（Ｄ Ｘ 、Ｄ Ｙ ）を備えており、第１ダイオード（Ｄ Ｘ ）のカソードは前記高電圧変圧器（ＨＶＴ）の前記一次巻線と前記第４スイッチング素子（Ｓ Ｄ ）の第１接続点との間に接続され、該第１ダイオード（Ｄ Ｘ ）のアノードは前記第２ブリッジ回路接続点に接続されており、第２ダイオード（Ｄ Ｙ ）のカソードは前記第１ブリッジ回路接続点に接続され、該第２ダイオード（Ｄ Ｙ ）のアノードは前記一次巻線と前記第４スイッチング素子（Ｓ Ｄ ）の第１接続点との間に接続されており、
    スイッチング素子制御装置（ＳＣＵ）を備えており、該スイッチング素子制御装置は、前記第１スイッチング素子（ＳＡ）に対する制御よりも制御遅延時間（ｔｃ）だけ遅らせて前記第４スイッチング素子（ＳＤ）を導通状態及び非導通状態にする制御を行うように構成されており、
    前記スイッチング素子制御装置（ＳＣＵ）は、前記制御遅延時間（ｔ ｃ ）の長さを、制御対象のスイッチング素子（Ｓ Ａ 、Ｓ Ｄ ）を導通状態にする時刻と非導通状態にする時刻との間の経過時間の１０分の１以下の長さに定めるように構成されており、
    これにより、前記ストレージインダクタンス（Ｌ Ｓ ）を通過する電流経路及び前記補助インダクタンス（Ｌ Ｋ ）を通過する電流経路が分離と結合を周期的に反復し、前記ストレージインダクタンス（Ｌ Ｓ ）を通過する電流（Ｉ ｓ ）及び前記補助インダクタンス（Ｌ Ｋ ）を通過する電流（Ｉ ｋ ）が同じであり、且つそれらの電流経路が互いに結合する結合点を前記制御遅延時間（ｔ ｃ ）によって調節することができる、
    ことを特徴とするコンバータ。
  2. 前記スイッチング素子制御装置（ＳＣＵ）は、前記第２スイッチング素子（ＳＢ）に対する制御よりもさらなる制御遅延時間だけ遅らせて前記第３スイッチング素子（ＳＣ）を導通状態及び非導通状態にする制御を行うように構成されていることを特徴とする請求項１記載のコンバータ。
  3. 前記第２スイッチング素子（ＳＢ）の第１接続点と第２接続点との間と、前記第４スイッチング素子（ＳＤ）の第１接続点と第２接続点との間とに、夫々にキャパシタンス（ＣＢ、ＣＤ）が接続されていることを特徴とする請求項１又は２記載のコンバータ。
  4. 前記スイッチング素子（ＳＡ、ＳＢ、ＳＣ、ＳＤ）のいずれも、その各々のスイッチング素子の第１接続点と第２接続点との間に、夫々にダイオードが接続されていることを特徴とする請求項３記載のコンバータ。
  5. 前記スイッチング素子（ＳＡ、ＳＢ、ＳＣ、ＳＤ）はＭＯＳＦＥＴトランジスタであることを特徴とする請求項１乃至４の何れか１項記載のコンバータ。
  6. 前記高電圧変圧器（ＨＶＴ）の前記二次巻線に対して並列にキャパシタンス（ＣＲ”）が接続されていることを特徴とする請求項１乃至５の何れか１項記載のコンバータ。
  7. 前記スイッチング素子制御装置（ＳＣＵ）は、前記第１スイッチング素子（ＳＡ）が非導通状態となってからデッドタイム（ｔｄ）が経過した時点で前記第２スイッチング素子（ＳＢ）を導通状態にし、また前記第１スイッチング素子（ＳＡ）が導通状態となってからデッドタイム（ｔｄ）が経過した時点で前記第２スイッチング素子（ＳＢ）を非導通状態にし、且つ、前記第４スイッチング素子（ＳＤ）が非導通状態となってからデッドタイム（ｔｄ）が経過した時点で前記第３スイッチング素子（ＳＣ）を導通状態にし、また前記第４スイッチング素子（ＳＤ）が導通状態となってからデッドタイム（ｔｄ）が経過した時点で前記第３スイッチング素子（ＳＣ）を非導通状態にするように構成されていることを特徴とする請求項１乃至６の何れか１項記載のコンバータ。
  8. 前記スイッチング素子制御装置（ＳＣＵ）は、前記スイッチング素子（ＳＡ、ＳＢ、ＳＣ、ＳＤ）のいずれについても、該コンバータの作動中に当該スイッチング素子を非導通状態に維持する期間と、導通状態に維持する期間とを、許容誤差５％以内の精度で互いに等しくするように構成されていることを特徴とする請求項１乃至７の何れか１項記載のコンバータ。
  9. 前記スイッチング素子制御装置（ＳＣＵ）は、前記第１スイッチング素子（ＳＡ）を非導通状態にする制御に続いて前記第４スイッチング素子（ＳＤ）を非導通状態にする制御を反復実行するごとに、前記第４スイッチング素子（ＳＤ）を非導通状態にする制御を前回実行したときに用いた制御遅延時間に対して変更を加えた制御遅延時間（ｔｃ）を用いるように構成されていることを特徴とする請求項１乃至８の何れか１項記載のコンバータ。
  10. 前記スイッチング素子制御装置（ＳＣＵ）は、前記補助インダクタンス（ＬＫ）を流れる電流の値がゼロになったときに、前記第３スイッチング素子（ＳＣ）を導通状態にする制御及び非導通状態にする制御を行うように構成されていることを特徴とする請求項１乃至９の何れか１項記載のコンバータ。
  11. 請求項１乃至１０の何れか１項記載のコンバータの作動方法において、前記第１スイッチング素子（ＳＡ）に対する制御より制御遅延時間（ｔｃ）だけ遅らせて前記第４スイッチング素子（ＳＤ）を導通状態及び非導通状態にする制御を行うことを特徴とする方法。
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