CN110800203A - 混合谐振转换器 - Google Patents

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Abstract

混合谐振DC到DC转换器在初级侧使用LLC或其它谐振结构，将双态波形应用到所述谐振结构的一端，并将多态波形应用到所述谐振结构的另一端。所述波形处于或接近所述谐振谐振频率，并且通过改变用于生成多态波形的开关的占空比来改变所述多态波形的形状来调节所述输出电压电平。这允许所述转换器在其最佳谐振点附近或在其最佳谐振点操作，从而在大范围内的调节输出电压电平上产生更高的效率。

Description

混合谐振转换器
交叉申请
本申请要求于2017年7月14日提交的美国临时专利申请第62/532,789号的优先权和于2018年6月13日提交的美国专利申请第16/007,273号的优先权，其全部内容以引用的方式并入本文中。
技术领域
以下一般涉及直流到直流(direct current to direct current，DC to DC)转换器领域，更具体地，涉及谐振转换器。
背景技术
谐振转换器是一种直流到直流(direct current to direct current，DC to DC)电力转换器，其包括电容器的网络和被调谐为以特定频率谐振的电感器。谐振转换器可能需要处理大范围内的输入电压和大范围内的输出电压。图1A示出谐振转换器的示例。
在此示例中，变压器T102具有次级绕组103，该次级绕组103连接有中心抽头c，以利用DC到DC转换器的输出节点处的输出电压VO来驱动由电阻RL 109表示的负载，其中VO用于表示输出节点和该节点处的电压电平。中心抽头c还通过电容器105接地。次级绕组的上下抽头通过一端上的二极管D1 138和另一端上的二极管D2139接地。二极管D1 138和D2139也可以用主动控制的MOSFET或其它开关代替。
在初级侧，谐振槽的LLC(电感器-电感器-电容器)元件是串联在节点a和地面之间的电感器Lr 131和Lm 133以及电容器Cr 135。电感器Lm 133与变压器T 102的初级绕组101并联。在此示例中，电感器Lm 133在一侧通过电容器Cr 135连接，而在另一侧通过电感器Lr131连接到节点a。开关Q1 121和Q2 122连接在DC输入电压源Vin 107的+端子和-端子之间，并且交替地接通以在节点a处生成双态波形。例如，开关Q1 121和Q2 122可以实现为MOSFET或其它晶体管。
图1B示出节点a处的波形11。通过改变波形的频率来调节输出电压VO，该频率通常显著不同于电感器Lr 131和Lm 133以及电容器Cr 135的谐振槽的谐振频率。例如，在作为用于电动车辆的电池充电器的应用中，输入电压Vin可以在680-800伏特之间变化，而DC输出电压应当在400-750伏特范围内变化。在如此大范围内的输入和输出电压上操作时，典型的谐振转换器通常远离其最佳谐振点，导致低效率。
发明内容
根据本公开的一个方面，提供了一种包括DC到DC电压转换器的设备，所述DC到DC电压转换器具有用于接收输入电压的输入电压节点、第一桥式电路、第二桥式电路和中间电路。所述第一桥式电路连接到所述输入电压节点和接地节点，并且用于向第一内部节点提供第一波形。所述第二桥式电路连接到所述输入电压节点、中间电压节点和所述接地节点，并且用于向第二内部节点提供第二波形，其中所述第二波形是多态波形。所述中间电路包括连接在所述第一内部节点和所述第二内部节点之间的电感器。所述第一电感器用于由所述第一和第二波形驱动以向输出电压节点提供输出电压。
可选地，在前述方面中，所述方面的另一实施方式提供：所述DC到DC转换器还包括具有初级线圈和次级线圈的变压器，其中初级线圈和次级线圈具有公共磁芯，所述输出电压节点连接到所述次级线圈的第一端子，并且其中所述第一电感器与所述初级线圈并联。
可选地，在前述方面中，所述方面的另一实施方式提供：中间电路是谐振槽。
可选地，在前述方面中，所述方面的另一实施方式提供：所述DC到DC电压转换器的所述谐振槽包括：串联在所述第一内部节点和所述第二内部节点之间的所述第一电感器、第二电感器和第一电容器。
可选地，在前述方面中，所述方面的另一实施方式提供：所述DC到DC电压转换器的所述第一桥式电路包括：第一开关，所述第一开关连接在所述第一内部节点和所述输入电压节点之间；以及第二开关，所述第二开关连接在所述第一内部节点和所述接地节点之间。
可选地，在任一前述方面中，所述方面的另一实施方式提供：在所述DC到DC电压转换器中，所述第二桥式电路包括：第三开关，所述第三开关连接在所述第二内部节点和所述输入电压节点之间；第四开关，所述第四开关连接在所述第二内部节点和所述接地节点之间；以及中间电压开关，所述中间电压开关连接在所述中间电压节点和所述第二内部节点之间。
可选地，在前述方面中，所述方面的另一实施方式提供：在所述DC到DC电压转换器中，所述中间电压开关包括串联在所述中间电压节点和所述第二内部节点之间的第五开关和第六开关。
可选地，在任一前述方面中，所述方面的另一实施方式提供：在所述DC到DC电压转换器中，所述中间电压开关包括：第五开关，通过所述第五开关，所述第三开关通过第三内部节点连接到所述第二内部节点；第六开关，通过所述第六开关，所述第四开关通过第四内部节点连接到所述第二内部节点；第一二极管，所述第一二极管连接在所述第三内部节点和所述中间电压节点之间；以及第二二极管，所述第二二极管连接在所述第四内部节点和所述中间电压节点之间。
可选地，在任一前述方面中，所述方面的另一实施方式提供：在所述DC到DC电压转换器中，所述中间电压开关包括：第五开关，通过所述第五开关，所述第三开关通过第三内部节点连接到所述第二内部节点；第六开关，通过所述第六开关，所述第四开关通过第四内部节点连接到所述第二内部节点；第七开关，所述第七开关连接在所述第三内部节点和所述中间电压节点之间；以及第八开关，所述第八开关连接在所述第四内部节点和所述中间电压节点之间。
可选地，在任一前述方面中，所述方面的另一实施方式提供：在所述DC到DC电压转换器中，还包括控制电路，所述控制电路连接到所述第一桥式电路和所述第二桥式电路，并且用于向其提供具有第一频率的周期的一组控制信号。所述控制电路用于提供一组控制信号，由此所述第一桥式电路生成具有所述第一频率并且具有至少高值和低值的所述第一波形，由此所述第二桥式电路生成具有所述第一频率并且具有至少高值、中间值和低值、中间值和低值的所述第二波形，并且其中所述第一内部节点和所述第二内部节点不同时处于任一所述相应高值或任一所述相应低值。
可选地，在前述方面中，所述方面的另一实施方式提供：在所述DC到DC电压转换器中，所述控制电路用于向所述第二桥式电路提供具有可调占空比的控制信号，并且所述控制电路还用于在保持所述第一频率的同时，通过改变所述占空比的持续时间来调节所述输出电压的值。
根据本公开的另一方面，提供了一种包括DC到DC电压转换系统的系统，所述DC到DC电压转换系统包括DC到DC转换电路和控制电路。所述DC到DC转换电路包括输入电压节点、第一桥式电路、第二桥式电路以及中间电路。所述第一桥式电路连接到所述输入电压节点和接地节点，并且用于向第一内部节点提供第一波形。所述第二桥式电路连接到所述输入电压节点、中间电压节点和所述接地节点，并且用于向第二内部节点提供第二波形，其中所述第二波形是多态波形。所述中间电路包括连接在所述第一内部节点和所述第二内部节点之间的电感器。所述第一电感器用于由所述第一和第二波形驱动以向输出电压节点提供输出电压。所述控制电路用于提供一组控制信号，由此所述第一桥式电路将所述第一频率的所述第一波形应用到所述第一内部节点，并且所述第一波形具有至少高值和低值，由此所述第二桥式电路将具有至少高值、中间值和低值的所述第二波形应用到所述第二内部节点应用，并且其中所述第一内部节点和所述第二内部节点不同时处于任一所述相应高值或任一所述相应低值。
可选地，在任一前述方面中，所述方面的另一实施方式提供：所述系统电路的所述控制电路用于向所述第二桥式电路提供具有可调占空比的控制信号。
可选地，在任一前述方面中，所述方面的另一实施方式提供：所述系统电路的所述控制电路用于在保持所述第一频率的同时，通过改变所述占空比的所述持续时间来调节所述输出电压的值。
根据本公开的另一方面，提供一种方法，其包括根据DC输入电压生成DC输出电压。所述方法包括接收输入电压和根据所述输入电压生成第一波形和第二波形。所述第一波形和所述第二波形分别在DC到DC电压转换器的第一节点和第二节点处被接收。所述DC到DC电压转换器包括谐振槽，所述谐振槽连接在所述第一节点和所述第二节点之间；以及输出电压节点，所述输出电压节点连接到所述谐振槽。所述DC到DC电压转换器根据所述第一和第二波形生成所述输出电压节点处的输出电压。所述第一波形具有第一频率的周期，所述第一波形在所述周期的第二部分中具有高值并且在所述周期的第一部分中具有低值。所述第二波形是所述第一频率的多电平波形，所述第二波形具有用于所述周期的所述第一部分的第一部分的所述高值和用于所述周期的所述第一部分的第二部分的中间值，并且具有用于所述周期的所述第二部分的第一部分的所述低值和用于所述周期的所述第二部分的第二部分的中间值，所述中间值在所述高值和所述低值之间。
可选地，在任一前述方面中，所述方面的另一实施方式提供：所述方法还包括：所述周期的所述部分的所述第一部分具有与所述周期的所述第二部分的所述第一部分基本上相同的持续时间。
可选地，在任一前述方面中，所述方面的另一实施方式提供：所述方法还包括：在保持所述第一频率的同时，通过改变所述周期的所述第一部分或所述周期的所述第二部分中的一个或两个的所述第一部分的所述持续时间来调节所述输出电压的值。
可选地，在任一前述方面中，所述方面的另一实施方式提供：生成所述第二波形的所述方法包括：分别在第一、第二、第三和第四开关处接收第一、第二、第三和第四控制波形，其中所述第一开关连接在所述输入电压和所述第二节点之间，所述第二开关连接在地面和所述第二节点之间，并且所述第三和第四开关串联在所述第二节点和用于提供所述中间值的中间节点之间。
可选地，在任一前述方面中，所述方面的另一实施方式提供：所述方法包括：所述第一和第三控制波形不重叠，所述第一控制波形在所述周期的所述第二部分的所述第一部分期间是高的，并且其中所述第二和第四控制波形不重叠，所述第二控制波形在所述周期的所述第一部分的所述第一部分期间是高的。
可选地，在任一前述方面中，所述方面的另一实施方式提供：所述方法提供所述第一和第二控制波形具有基本上相等的占空比以及所述方法还包括调节所述输出电压的值，所述调节包括在保持所述第一频率的同时，改变所述第一和第二控制波形的所述占空比的持续时间。
提供此发明内容以通过简化形式介绍一些概念，这些概念将在下文的具体实施方式中进一步描述。此发明内容并不意图识别所主张标的物的关键特征或基本特征，并且也不意图用于辅助确定所主张标的物的范围。所主张的标的物不限于解决背景技术中指出的任何或所有缺点的实施方式。
附图说明
图1A和1B示出谐振转换器和相应波形的现有技术示例；
图2A示出混合谐振转换器系统的实施例；
图2B和2C示出用于图2A的系统的混合谐振转换器和控制块的实施例；
图2D示出应用到图2B的谐振转换器的元件的多态和双态波形的示例；
图3是在图2B的电路中生成图2D的波形的开关顺序的示例；
图4-6是示出针对不同Vin、VO组合的图2B的电路的操作的波形集合；
图7是示出图2A的系统的一个实施例的操作的各方面的流程图；
图8A、8B、9A和9B示出更具一般性的上下文中的DC到DC电压转换器的实施例；以及
图10-12示出使用扩展拓扑结构的谐振转换器的替代实施例。
具体实施方式
以下给出了可以在大范围内的输入和输出电平上在转换器的谐振点或谐振点附近操作的多电平混合DC到DC转换器的示例。第一组实施例使用LLC谐振转换器拓扑结构，但是其中串联的LLC元件由来自一端的双态波形和来自另一端的多态(即，多于两个状态)波形的混合组合来驱动。DC转换器电路通过改变多态波形的占空比来调节输出电压，同时将波形的频率保持在谐振点或谐振点附近，从而导致高效率的操作。所提出的多电平混合转换器的实施例可用于大范围内的电压电平，包括高电压电平。例如，其可以应用于需要调节输出电压电平的电源系统。特定示例可包括具有可在几百伏范围内的输入和输出电压的电池充电电路，例如用于电动车辆的电池充电器，其中输入电压可在680-800伏范围内，且输出电压可在400-750伏范围内。这些应用仅作为示例，并且应当理解，本技术的多电平混合转换器可用于其它应用。
图2A示出多电平混合谐振转换器系统180的第一实施例，包括控制块190以及混合谐振转换器100。谐振转换器100连接到DC电压源Vin 107，并且在输出节点(也标记为VO)处生成DC输出电压VO，可以连接该输出节点以驱动电阻负载RL 109。连接混合谐振转换器100以从控制块190接收可用于调节输出电压VO的一组控制信号。连接控制块190的电路以接收DC输出电压VO和DC输入电压Vin。可以调节控制块190，例如通过用户输入来调节，以生成混合谐振转换器系统180用来相对于输入电压电平Vin调节输出电压电平VO的控制信号。
图2B示出多电平混合谐振转换器电路100的一个实施例。在多电平混合谐振转换器电路100的此实施例中，变压器T102具有次级绕组103，该次级绕组103连接有中心抽头c，以利用输出电压VO驱动由电阻RL 109表示的负载。中心抽头c还通过电容器105接地。次级绕组103的上下抽头通过一端上的开关S1 151和另一端上的开关S2 152连接到电路低电压电平(这里称为接地)。在一些实施例中，开关S1 151和S2 152可以实现为二极管。有源开关或同步整流也可用于减少传导损耗，在一些实施例中开关S1 151和S2 152实现为MOSFET。以电池充电器应用为例，电阻RL 109表示被充电的一个或多个电池的负载，且VO是经过调节的充电电压。
在图2B中变压器T 102左侧的初级侧上，谐振槽195的LLC元件是串联在节点a和节点b之间的电感器Lr 131和Lm 133以及电容器Cr 135。电感器Lm 133与变压器T 102的初级绕组101并联。在此示例中，电感器Lm 133在一侧通过电容器Cr 135连接，并且在另一侧通过电感器Lr 131连接到节点a，但是在其它实施例中可以使用LLC元件的其它串联设置。
开关Q5 145和Q6 146形成第一桥式电路桥B 193的一个实施例。节点b通过开关Q6146接地并通过开关Q5 145连接到输入电压的高值，其中输入电压表示为电压源Vin107。如下文进一步描述，开关Q5 145和Q6 146在节点b处生成处于或接近谐振槽195的谐振频率的双态波形。这类似于上文参照图1A和1B描述的操作类型，但是可以使用固定频率作为输出VO的电压电平，其可以通过改变节点a处的波形的占空比来调节。在一些实施例中，开关Q5145和Q6 146实现为MOSFET。
开关Q1 141、Q2 142、Q3 143和Q4 144形成第二桥结构桥A 191的实施例。谐振转换器100是混合转换器，其中，尽管节点b使用由桥B193生成的双态波形，但是节点a使用多态波形，其中该多态波形由桥A 191根据输入电压的高值和低值以及例如可以由分压器提供的中间电压电平使用开关Q1 141、Q2 142、Q3 143和Q4 144生成。电容器115和117形成分压器的一个实施例。节点a通过Q3 143和Q4 144连接到由电容器115和117形成的分压器的中间电压节点M，电容器115和117又串联在Vin 107和地面之间。在本文的示例中，认为电容器115和117具有基本上相等的(即，在几个百分比内)电容值，使得中间电压节点将处于Vin/2。节点a通过开关Q1 141连接到Vin 107，并通过开关Q2 142连接到地面。尽管在本文讨论的示例中，电容器115和117采用相同的电容，使得中间节点M处于或接近Vin/2，但是如果需要，通过改变分压器中的相对电容，可以在中间节点M处获得其它电压值。
图2C是控制电路块190提供开关波形以控制多电平混合谐振转换器系统180的开关Q1-Q6 141-146的实施例的框图。在一些实施例中，开关Q1-Q6 141-146可以实现为MOSFET。选择为开关生成的控制信号波形VQ1、VQ2、VQ3、VQ4、VQ5和VQ6来向所有操作范围内的功率半导体提供软开关。(对于下文参照图10-12讨论的实施例，控制电路将类似地提供附加控制信号VQ7、VQ8、VQ9、VQ10、VQ11和VQ12)。在初级侧，开关Q1-Q6 141-146具有零电压开关(zerovoltage switching，ZVS)，并且在次级侧，开关S1 151和S2 152具有零电流开关(zerocurrent switch，ZCS)。通过改变开关Q1-Q4 141-144上的占空比，同时保持这些开关的控制波形的频率，LLC谐振转换器100可以在谐振槽195的谐振点于广泛的范围内操作。控制电路190可将Vin和VO两者作为输入来确定适当的开关波形以获得期望的VO/Vin比率，其中可使用可来自较大系统中其它元件或通过直接控制的用户输入来设定VO与Vin的比率。
图2D示出节点a和b处的波形，该波形分别由桥A 191和桥B基于来自开关顺序的控制电路190的一组控制波形生成，如下面参照图3所示。在顶部，图2D示出Va，以及在节点a的桥A 191电压点处的多态波形201(在本文示例中为三态)，其具有高值Vin、中间值Vin/2和接地低值。这些电平对应于Vin电压源107的+端子、115和117之间的分压器的中间节点M，以及Vin 107的-端子(或接地)，其中节点a分别通过开关对(Q1 141，Q3 143)和(Q4 144，Q2142)连接到这些电平，如关于图3的进一步描述。在其它实施例中，通过使用不同的桥结构，可以使用具有多于三个状态的多态波形。在底部，图2D具有Vb的双态波形203，其处于对应于Vin电压源107的+端子或Vin 107的-端子(或接地)的电平。开关顺序可以在DC到DC转换器的谐振频率附近或在DC到DC转换器的谐振频率处操作以实现最佳的操作效率，而开关Q1-Q4 141-144的占空比的控制用于调节输出电压VO。
图3示出用于开关Q1-Q6 141-146以生成图2D的Va和Vb波形的一组控制波形VQ1、VQ2、VQ3、VQ4、VQ5和VQ6的一个实施例。从图3的底部开始，这表明开关Q5 145和Q6 146的控制电压VQ5和VQ6是不重叠的，并且都具有0.5的固定占空比。当控制波形VQ6高时，Q6 146导通，Vb处于其低状态；当控制波形VQ5高时，Q5 145导通，Vb处于其高状态。对于此处所示的表示，这些设置使得开关Q6 146在第一半周期期间接通，而开关Q5 145在第二半周期期间接通。在节点b上得到的双态Vb波形如图2D的底部轨迹203所示。
为了在节点a处生成三电平波形，开关Q1 141和Q2 142分别在第一和第二半周期的开始处接通，这两个半周期都具有相同的占空比D(或者，更一般地，基本上相同，其中这些相差百分之几，例如+/-10％)，其范围可以从0到0.5。开关Q3 143具有与开关Q1 141的VQ1不重叠的开关波形VQ3；开关Q4 144具有与开关Q2 142的VQ2不重叠的开关波形VQ4。开关Q3143和Q4 144因此具有基本上相同的占空比(1-D)，如图3的顶部和中部所示。
所得到的桥A 191电压点波形Va是图2D中的顶部轨迹201的多态波形。在此设置下，
VO/Vin＝2D+(1-2D)/2＝(1+2D)/2。
因此，可以通过在0-0.5的范围内改变D来调节VO，以生成VO/Vin＝0.5-1的比率。本文的示例是在固定频率的上下文中讨论的，以便保持效率；然而，如果需要，例如，如果需要更大范围内的VO/Vin比率，波形也可以具有可变频率。注意，在D＝0的限制情况下，Va在Vin/2处恰好平坦且Vo＝1/2Vin；并且对于D＝0.5，Va将变成如Vb的两个状态波形，但是偏移半个周期，并且VO＝Vin。在图3所示的开关顺序下，在所有输入电压范围和所有负载条件下，该电路实现所有初级侧MOSFET开关(Q1-Q6)的零电压开关(zero voltage switching，ZVS)和次级侧开关S1 151和S2 152的零电流开关(zero current switching，ZCS)。再次使频率处于或接近电路的谐振频率。
考虑到用于实施的一个实施例，开关Q1 141、Q2 142、Q5 145和Q6 146连接在一侧的节点a或节点b中的一个之间，并且连接到另一侧的地面或Vin。这些开关电压箍到Vin，并且可以使用例如100V MOSFET。次级侧电压上的开关S1 151和S2 152箍到2Vo，并且可以实现为40V设备。将节点a连接到中电平电压的开关Q3 143和Q4 144箍到Vin/2，并且可以实现为60V MOSFET。返回参考图3，在此类实施例中，在占空比D的持续时间期间，100V MOSFET中的两个导通。在0.5-D持续时间的剩余周期期间，两个60V MOSFET和一个100V MOSFET导通。
图4A-4D和5A-5D是用于图2B的电路的附加模拟波形，但用于Vin和VO的不同组合。对于图4A-4D，Vin＝600V且VO＝400V。在图4A中，节点a和b处的电压Va和Vb分别在轨迹401和403处示出。对于600V的Vin和400V的调节VO，D＝1/6，并且轨迹401中的Va在Vin/2处是低或高值的两倍长。图4B-4D分别示出全负载(图4B)、半负载(图4C)和10％负载(图4D)下的通过Lr 131的电流ILr 411以及通过Lm 133的电流ILm411。在满负载(图4B)下，通过Lr 131的电流411是相对正弦的，并且通过Lm 133的电流413是相对平坦的，具有线性上升和下降，因为更大量的电流流过变压器的初级线圈并且被传递到负载。随着负载减小到半负载(图4C)和10％负载(图4D)，使得初级线圈101汲取更少的电流，图4C和4D中分别通过Lm 133的电流ILm 423和ILm 433增加到更接近分别通过Lr 131的电流ILr 421和ILr 431。
在图5A-5D中，Vin＝800V且VO＝400V。对于图5A，VO＝1/2Vin且D＝0，使得如在501处所示，Va在1/2Vin处是平坦的，而Vb仍然是双态波形503。因此，在此限制下，图2B的电路趋向于双态模式。位于下面的接下来的三组轨迹(图5B-5D)再次示出满负载(图5B，分别为511、513)、半负载(图5C，分别为521、523)和10％负载(图5D，分别为531、533)下通过Lr 131的电流ILr 511和通过Lm 133的电流ILm 511。针对该VO/Vin比率，通过Lr 131的电流保持相对正弦，但是随着负载减小，变压器T 102的初级线圈101汲取更少的电流，并且更多的电流流过Lm 133，ILm 511更接近地跟踪ILr 513。
图6示出另一组仿真波形，在此情况下，用于Vin＝680V和VO＝400V。Va和Vb波形(分别为601、603)分别在第一波形和第二波形中，示出相对小但非零的占空比。再次示出通过Lr 131的电流波形605(中间波形)和通过Lm 133的电流波形607(第四波形)，以及具有提供给负载RL 109的波形609的电流IR(底部)。该示例处于或接近满负载，使得ILm相对平坦，并且ILr 605的变化大部分通过变压器T102的初级线圈101发送。在次级侧，电流被传送到负载，如底部的IR波形609所示。
图7是示出图2A-2D的系统的操作的流程图。在701，接收输入电压Vin。为了根据Vin生成VO，在703，控制电路在第一桥(桥B193)处生成节点b的双态波形和在第二桥(桥A191)处生成节点a的多态波形，如上文关于图3所述。在705，在Lr 131、Lm 133和Cr 135的谐振槽195接收波形，在707生成负载的输出电压VO。通过继续在谐振频率处或附近(例如在百分之几内，例如在+/-10％内)操作以在709处调节输出电压VO，但是改变了用于在节点a处生成波形的占空比。占空比可以如上文关于图3所述的那样改变，以保持调节VO/Vin比率，从而在Vin值的范围上提供期望的VO。
图8A提供了图2B的混合谐振转换器的概括。在DC到DC电压转换器100的此类实施例中，Lr 131、Lm 133和Cr 135的LLC部分可以如框805所示由电感器和电容(例如LC、LCL、LCLC等)的组合的更具一般性的谐振槽代替，或者由脉宽调制(pulse width modulation，PWM)电感器代替，例如单个电感器或者一个或多个电感器和DC阻塞电容器的组合。在任一情况下，谐振槽或PWM电感器805连接在桥B 803和桥A 801之间，其中电感器与初级线圈101并联。桥B 803是开关Q5145和Q6146的概括，向谐振槽或PWM电感器805的上部输入节点提供两个电平(Vin的顶部轨上的电平1或接地的底部轨上的电平2)。桥A 801是开关Q1-Q4 141-144的概括，并且向谐振槽或PWM电感器805的下输入节点提供三电平(在中间节点M处1/2Vin的电平1、电平2或电平3)。如上文关于图2-7所述，可以通过改变桥A 801内的占空比来调节由输出部分809提供的输出电压VO。
在其它实施例中，桥B还可以生成用于谐振槽或PWM电感器805的上输入的3电平波形，如图9A中针对桥B 833所示。在图9A的实施例中，桥A 801和其它元件可以具有与关于图9A所述的实施例类似的结构。与图9A不同，在图9B中，桥B 833现在也连接到中间节点M以接收中间电压电平。这允许桥B 833也向谐振槽或PWM电感器805提供多态波形。
图10示出两个桥式电路都使用3电平波形的实施例的示例。相对于图2B，图10的实施例利用控制信号VQ7和VQ8增加了附加的一对开关Q7 147和Q8 148，这对开关Q7 147和Q8148可以实现为MOSFET，类似于上文对于Q3 143和Q4 144所述。将Q7 147和Q8 148包括在内使多态波形也得以应用到节点b，其中这可以由开关Q5-Q8145-148生成，类似于由Q1-Q4141-144生成Va，如关于图3所述。通过使用与Q1-Q4 141-144的占空比D无关的Q5-Q8 145-148的可变占空比D′，可以通过另外改变D′以及D将VO/Vin范围扩展到从0到1。
到目前为止所描述的所有实施例都包括隔离，其中输入通过变压器T 102连接到输出，以隔离来自输入侧的任何DC偏移。这在图8A和9A中示出，其中输入侧连接到变压器T102的初级线圈101，并且输出侧连接到次级线圈103。还可以提供没有隔离的实施例，其中输出连接到谐振槽，而不用介入变压器。这在图8B和9B的实施例中示出，图8B和9B分别对应于图8A和9A，但没有由变压器T 102提供的隔离。
在图8B中，移除了图8A的变压器T 102。不像图8A中那样具有通过变压器T102连接到谐振槽或PWM电感器805的中间电路的输出节点，在图9B中，输出或负载821现在没有隔离地连接到谐振槽或PWM电感器805。在图8B的示例中，输出或负载821通过谐振槽或PWM电感器805连接到一侧的桥B 803，并且连接到另一侧的桥A 801。例如，负载可以是电阻负载，例如电池或电阻负载和整流器的组合。通过负载的电流随后将对应于通过图8A中的初级线圈101的负载。
类似地，相对于图9A，在图9B中，移除了图9A的变压器T102。在该示例中，输出节点或负载821再次连接三电平桥A 801和三电平桥B 833。谐振槽或脉宽调制(pulse widthmodulation，PWM)电感器805的中间电路，例如单个电感器或电感器和DC阻塞电容器的组合，连接在桥B 833和负载821之间。通过负载的电流随后将对应于通过图9A中的初级线圈101的负载。
在图8A、8B、9A和9B的每个实施例中，桥A 801生成三电平波形，如图2D中Va的201所示。在其它实施例中，可以使用具有多于三个状态的多态桥式电路。类似地，尽管图9A和9B的桥B 833生成三电平波形，但在其它实施例中可使用具有多于三个状态的多态桥电路。
考虑图8A、8B、9A和9B，这些图的DC到DC转换器包括第一桥式电路模块(桥A 801)，其连接在输入电压源107的+端子和-端子之间并且还连接到中间电压电平。在此示例中，中间电压电平由电容器115和117的分压器的中间节点M提供，电容器115和117也连接在输入电压源107的+端子和-端子之间，但更一般地，其它装置可提供此中间电压电平。然后，桥式电路生成应用到谐振槽或负载的多态波形。在本文给出的示例中使用开关和二极管的具体设置；但是也可以使用由开关、二极管或其它装置组成的其它多态桥结构。类似地，对于桥B，尽管本文示出特定的例子，但是更一般地，也可以使用由开关、二极管或其它电路元件组成的其它装置来提供双态或多态桥结构。
这里用于谐振槽的实施例是LLC结构，其部件以特定配置设置，但是可以使用其它谐振槽或脉宽调制(pulse width modulation，PWM)电感器结构或类似装置。负载可以通过变压器连接，如图8A和9A所示，或者不与变压器或其它隔离装置隔离，如图8B或9B所示。如参照图8B或9B所讨论的，负载可以是电阻性的，电阻性负载和整流器的组合，或其它负载类型。
在图8A和9A中，输出部分809可以使用具有中心抽头c和一对二极管或开关S1 151和S2 152的次级线圈，如图2B所示，但是可以使用次级线圈、开关、二极管或其它装置的其它形式和设置来驱动输出侧的负载。图11和12是使用扩展拓扑结构的替代实施例，同样是在节点b上提供双态波形和节点a上提供多态波形的混合配置中，但是具有用于桥A 801的替代结构。
图11和12示出了扩展实施例，类似于图2B中的实施例，但提供节点a上的波形的桥上有变动。图11的变动是重复了图2B的许多元件，但是对节点a的连接使用中性点箝位。更具体地，在图11中，开关Q5 145、Q6 146、LLC谐振槽(Lr 131、Lm 133和Cr 135)、变压器T102，以及开关S1 151、S2 152和负载连接的次级侧上的其它元件都如图2B所示。节点a现在通过串联的开关Q1 141和Q9 161连接到Vin，其中这两个开关之间的节点通过二极管D3163连接到中间电压节点，二极管D3 163定向为允许电流从中间电压节点流出。另一方面，节点a现在也通过串联的开关Q2 142和Q10 162接地，其中这两个开关之间的节点通过二极管D4 164连接到中间电压节点，二极管D4 164定向为允许电流流向中间电压节点。相对于图2B的开关Q1 141和Q2 142，在图11中，具有较低电压额定值的MOSFET可以用于开关Q1141、Q2 142、Q9 161和Q10 162，因为节点a和电源电平之间的电压降现在在两个方向上跨越一对开关。Q9 161和Q10 162的控制信号表示为VQ9和VQ10。
在图11中，二极管D3 163和D4 164的使用可以使节点a一侧的Q1 141和Q9 161之间的节点以及节点a另一侧的Q2 142和Q10 162之间的节点浮动。图12的实施例具有与图11类似的拓扑结构，但是二极管D3 163和D4 164分别由开关Q11 165和Q12 166代替，开关Q11165和Q12 166由相应的控制信号VQ11和VQ12控制。这允许对Q1 141和Q9 161之间的节点上以及Q2 142和Q10 162之间的节点上的电压电平进行更多控制，因为开关Q11 165和Q12 166分别允许这些节点被箝位到中间电压节点M上的电平。开关Q11 165和Q12 166可以实现为MOSFET。虽然针对节点a上的三电平波形和节点b上的二电平波形的混合设置再次描述了图11和12，但是对应的桥结构中的任一个可以使用具有更多电平的波形。
应理解，本发明标的物可以多种不同形式体现，不应理解为限于本文所阐述的实施例。更确切地说，提供这些实施例是为了使得标的物详尽且完整，并向本领域技术人员充分传达本公开。实际上，本发明标的物旨在覆盖这些实施例的替代方案、修改和等效方案，这些替代方案、修改和等效方案包括在由所附权利要求限定的标的物的范围和精神内。此外，在本标的物的以下详细描述中，阐述了许多特定细节以便提供对本标的物的透彻理解。然而，本领域的普通技术人员将清楚，可以在没有这些具体细节的情况下实践本主题。
本文结合本公开实施例的方法、装置(系统)和计算机程序产品的流程图说明和/或框图描述了本公开的各方面。应当理解，流程图说明和/或框图的每个框，以及流程图说明和/或框图中的框的组合可以通过由控制电路元件执行的计算机程序指令来实现。这些计算机程序指令可以提供给通用计算机、专用计算机或其它可编程数据处理设备的处理器以产生一机器，以便计算机处理器或其它可编程指令执行设备执行这些指令，以创建用于实施流程图和/或框图的一个或多个方框中指定的功能/动作的机构。
本公开的描述是出于说明和描述的目的而呈现的，但并非旨在穷举或以所公开的形式限于本公开。在不偏离本公开的范围和精神的前提下，多种修改和改变对本领域技术人员而言是显而易见的。选择和描述的本公开各个方面以便更好地解释本公开的原理和实际应用，并且使本领域技术人员能够理解本公开适合预期特定用途的各种修改。
已结合各种实施例描述了本公开。然而，通过研究附图、公开内容和所附权利要求，可以理解和实现对所公开的实施例的其它变更和修改，并且这些变更和修改将被解释为由所附权利要求所涵盖。在权利要求书中，词语“包括”不排除其它元素或步骤，不定冠词“a”或者“an”不排除多个。
出于本文的目的，应注意，图中所描绘的各种特征的尺寸未必按比例绘制。
出于本文的目的，说明书中对“实施例”、“一个实施例”、“一些实施例”或“另一实施例”的引用可用于描述不同的实施例或相同的实施例。
出于本文的目的，连接可以是直接连接或间接连接(例如，经由一个或多个其它部分)。在一些情况下，当元件被称为连接或耦合到另一元件时，该元件可以直接连接到另一元件或经由介入元件间接连接到另一元件。当一个元件被称为直接连接到另一个元件时，则在该元件和另一个元件之间没有介入元件。如果两个设备直接或间接连接，使得这两个设备之间可以传送电子信号，则这两个设备是“连通的”。
出于本文的目的，术语“基于”可以被理解为“至少部分基于”。
出于本文的目的，在没有其它上下文的情况下，诸如“第一”对象、“第二”对象和“第三”对象这样的数字术语的使用可以不暗示对象的排序，而是可以用于标识目的以标识不同的对象。
已出于说明和描述的目的提供以上描述。其并非旨在穷举或限制发明主题为所公开的精确形式。根据上述教导，许多修改和变更是可能的。选出和描述的各个实施例的目的是为了更好地解释公开技术的原理和其实际应用，因而使本领域技术人员能够更好利用各个实施例的技术和适合预期特定用途的各种变更。本公开的范围由所附权利要求书限定。
虽然已经以特定于结构特征和/或方法动作的语言描述了主题，但是应该理解的是，权利要求书定义的主题不必局限于上面描述的具体特征或动作。更确切地说，公开以上描述的具体特征和动作作为实施权利要求的实例形式。

Claims (20)

1.一种直流到直流(direct current to direct current，DC to DC)电压转换器，其特征在于，包括：
输入电压节点，用于接收输入电压；
第一桥式电路，所述第一桥式电路连接到所述输入电压节点和接地节点，并且用于向第一内部节点提供第一波形；
第二桥式电路，所述第二桥式电路连接到所述输入电压节点、中间电压节点和所述接地节点，并且用于向第二内部节点提供第二波形，所述第二波形是多态波形；以及
中间电路，所述中间电路包括连接在所述第一内部节点和所述第二内部节点之间的第一电感器，所述第一电感器用于由所述第一和第二波形驱动以向输出电压节点提供输出电压。
2.权利要求1所述的DC到DC转换器，其特征在于，还包括：
具有初级线圈和次级线圈的变压器，其中初级线圈和次级线圈具有公共磁芯，所述输出电压节点连接到所述次级线圈的第一端子，并且其中所述第一电感器与所述初级线圈并联。
3.根据权利要求1或2所述的的DC到DC转换器，其特征在于，所述中间电路是谐振槽。
4.根据权利要求3所述的DC到DC电压转换器，其特征在于，所述谐振槽包括：
串联在所述第一内部节点和所述第二内部节点之间的所述第一电感器、第二电感器和第一电容器。
5.根据权利要求1-4中任一项所述的DC到DC电压转换器，其特征在于，所述第一桥式电路包括：
第一开关，所述第一开关连接在所述第一内部节点和所述输入电压节点之间；以及
第二开关，所述第二开关连接在所述第一内部节点和所述接地节点之间。
6.根据权利要求5所述的DC到DC电压转换器，其特征在于，所述第二桥式电路包括：
第三开关，所述第三开关连接在所述第二内部节点和所述输入电压节点之间；
第四开关，所述第四开关连接在所述第二内部节点和所述接地节点之间；以及
中间电压开关，所述中间电压开关连接在所述中间电压节点和所述第二内部节点之间。
7.根据权利要求6所述的DC到DC电压转换器，其特征在于，所述中间电压开关包括串联在所述中间电压节点和所述第二内部节点之间的第五开关和第六开关。
8.根据权利要求6所述的DC到DC电压转换器，其特征在于，所述中间电压开关包括：
第五开关，通过所述第五开关，所述第三开关通过第三内部节点连接到所述第二内部节点；
第六开关，通过所述第六开关，所述第四开关通过第四内部节点连接到所述第二内部节点；
第一二极管，所述第一二极管连接在所述第三内部节点和所述中间电压节点之间；以及
第二二极管，所述第二二极管连接在所述第四内部节点和所述中间电压节点之间。
9.根据权利要求6所述的DC到DC电压转换器，其特征在于，所述中间电压开关包括：
第五开关，通过所述第五开关，所述第三开关通过第三内部节点连接到所述第二内部节点；
第六开关，通过所述第六开关，所述第四开关通过第四内部节点连接到所述第二内部节点；
第七开关，所述第七开关连接在所述第三内部节点和所述中间电压节点之间；以及
第八开关，所述第八开关连接在所述第四内部节点和所述中间电压节点之间。
10.根据权利要求1-9中任一项所述的DC到DC电压转换器，其特征在于，还包括：
控制电路，所述控制电路连接到所述第一桥式电路和所述第二桥式电路，并且用于向其提供具有第一频率的周期的一组控制信号，其中所述控制电路用于提供一组控制信号，由此所述第一桥式电路生成具有所述第一频率并且具有至少高值和低值的所述第一波形，由此所述第二桥式电路生成具有所述第一频率并且具有至少高值、中间值和低值的所述第二波形，并且其中所述第一内部节点和所述第二内部节点不同时处于任一所述相应高值或任一所述相应低值。
11.根据权利要求10所述的DC到DC电压转换器，其特征在于，所述控制电路用于向所述第二桥式电路提供具有可调占空比的控制信号，并且其中所述控制电路还用于在保持所述第一频率的同时，通过改变所述占空比的持续时间来调节所述输出电压的值。
12.一种直流到直流(direct current to direct current，DC to DC)电压转换系统，其特征在于，包括：
DC到DC转换电路，包括：
输入电压节点；
第一桥式电路，所述第一桥式电路连接到所述输入电压节点和接地节点，并且用于向第一内部节点提供第一波形；
第二桥式电路，所述第二桥式电路连接到所述输入电压节点、中间电压节点和所述接地节点，并且用于向第二内部节点提供第二波形，所述第二波形是多态波形；
中间电路，所述中间电路包括连接在所述第一内部节点和所述第二内部节点之间的第一电感器，所述第一电感器用于由所述第一和第二波形驱动以向输出电压节点提供输出电压；以及
控制电路，所述控制电路连接到所述第一桥式电路和所述第二桥式电路，并且用于向其提供具有第一频率的周期的一组控制信号；
其中所述控制电路用于向所述DC到DC转换电路提供一组控制信号，由此所述第一桥式电路将所述第一频率的所述第一波形应用到所述第一内部节点，并且所述第一波形至少具有高值和低值，由此所述第二桥式电路将具有至少高值、中间值和低值的所述第二波形应用到所述第二内部节点应用，并且其中所述第一内部节点和所述第二内部节点不同时处于任一所述相应高值或任一所述相应低值。
13.根据权利要求12所述的DC到DC电压转换系统，其特征在于，所述控制电路用于向所述第二桥式电路提供具有可调占空比的控制信号。
14.根据权利要求12或13所述的DC到DC电压转换系统，其特征在于，所述控制电路还用于在保持所述第一频率的同时，通过改变所述可调占空比的持续时间来调节所述输出电压的值。
15.一种根据DC输入电压生成直流(direct current，DC)输出电压的方法，其特征在于，包括：
接收输入电压；
根据所述输入电压生成第一波形；
根据所述输入电压生成第二波形；
在DC到DC电压转换器的第一节点和第二节点分别接收所述第一波形和所述第二波形，所述DC到DC电压转换器包括：
谐振槽，所述谐振槽连接在所述第一节点和所述第二节点之间；以及
输出电压节点，所述输出电压节点连接到所述谐振槽；以及
由所述DC到DC电压转换器根据所述第一和第二波形生成所述输出电压节点处的输出电压，
其中所述第一波形具有第一频率的周期，所述第一波形在所述周期的第二部分中具有高值并且在所述周期的第一部分中具有低值，以及
其中所述第二波形是所述第一频率的多电平波形，所述第二波形具有用于所述周期的所述第一部分的第一部分的所述高值和用于所述周期的所述第一部分的第二部分的中间值，并且具有用于所述周期的所述第二部分的第一部分的所述低值和用于所述周期的所述第二部分的第二部分的中间值，所述中间值在所述高值和所述低值之间。
16.根据权利要求15所述的方法，其特征在于，所述周期的所述部分的所述第一部分具有与所述周期的所述第二部分的所述第一部分基本上相同的持续时间。
17.根据权利要求15或16所述的方法，其特征在于，还包括：
在保持所述第一频率的同时，通过改变所述周期的所述第一部分或所述周期的所述第二部分中的一个或两个的所述第一部分的持续时间来调节所述输出电压的值。
18.根据权利要求中15-17中任一项所述的方法，其特征在于，生成所述第二波形包括：
分别在第一、第二、第三和第四开关处接收第一、第二、第三和第四控制波形，其中所述第一开关连接在所述输入电压和所述第二节点之间，所述第二开关连接在地面和所述第二节点之间，并且所述第三和第四开关串联在所述第二节点和用于提供所述中间值的中间节点之间。
19.根据权利要求18所述的方法，其特征在于，所述第一和第三控制波形不重叠，所述第一控制波形在所述周期的所述第二部分的所述第一部分期间是高的，并且其中所述第二和第四控制波形不重叠，所述第二控制波形在所述周期的所述第一部分的所述第一部分期间是高的。
20.根据权利要求18所述的方法，其特征在于，所述第一和第二控制波形具有基本上相等的占空比，所述方法还包括：
调节所述输出电压的值，所述调节包括在保持所述第一频率的同时，改变所述第一和第二控制波形的所述占空比的持续时间。
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