CN111697852A - 用于操作功率转换器的方法 - Google Patents

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Abstract

提供了一种用于操作功率转换器的方法。该方法包括以减少开关模式操作功率转换器(10)。功率转换器包括：三个输入节点(A、B、C)，每个输入节点被配置为接收三个输入电压(V1、V2、V3)中相应的一个；两个DC链路节点(X、Z)，被配置为提供DC链路电压(V4)；中点(Y)，耦合到两个DC链路节点(X、Z)中的每一个；三个电感器(L1、L2、L3)，每个电感器连接到三个输入节点(A、B、C)中相应的一个；以及整流器桥(1)，包括三个桥臂(11、12、13)，每个桥臂通过三个电感器(L1、L2、L3)中相应的一个耦合到三个输入节点(A、B、C)中相应的一个，并在相应的开关节点(A'、B'、C')处连接到三个电感器(L1、L2、L3)中相应的一个，其中，三个桥臂(11、12、13)中的每一个还连接到两个DC链路节点(X、Z)和中点(Y)，并且包括至少一个电子开关(Q1、Q2、Q3)。以减少开关模式操作功率转换器包括在预定义的时间段内停用三个桥臂(11、12、13)中的至少一个。

Description

用于操作功率转换器的方法
技术领域
本公开内容总体上涉及用于操作功率转换器的方法。
背景技术
利用电子功率转换器进行有效的功率转换是许多电子应用中的重要问题。例如，为电动车辆的电池进行充电需要有效的功率转换，并且随着各种电动车辆(汽车、自行车、踏板车等)的数量预计在未来几年内增加，而变得越来越重要。在这种类型的应用中，以及在任何其他类型的功率转换应用中，希望尽可能低地保持与功率转换相关联的损耗，即，尽可能低地保持功率转换器中发生且与操作功率转换器相关联的损耗。
发明内容
一个示例涉及一种方法。该方法包括以减少开关模式操作功率转换器。功率转换器包括三个输入节点，每个输入节点被配置为接收三个输入电压中相应的一个；两个DC链路节点，被配置为提供DC链路电压；以及中点，耦合到两个DC链路节点中的每一个。此外，功率转换器包括三个电感器，每个电感器连接到三个输入节点中相应的一个；以及整流器桥，包括三个桥臂。每个桥臂通过三个电感器中相应的一个耦合到三个输入节点中相应的一个，并在相应的开关节点处连接到三个电感器中相应的一个。三个桥臂中的每一个还连接到两个DC链路节点和中点，并且包括至少一个电子开关。以减少开关模式操作功率转换器包括在预定义的时间段内停用三个桥臂中的至少一个。
附图说明
下面参考附图来解释示例。这些图用于说明某些原理，因此只说明用于理解这些原理所必需的方面。这些附图没有按比例绘制。在图中，相同的附图标记表示相似的特征。
图1示出了具有维也纳(Vienna)整流器拓扑的功率转换器的电路图；
图2示出了根据一个示例的功率转换器的输入电压的信号图；
图3更详细地示出了图1所示类型的功率转换器的一个示例；
图4示出了信号图，其示出了以常规方式操作功率转换器；
图5示出了可在图3所示的功率转换器中使用的双向闭塞开关的一个示例；
图6示出了被配置为根据图4所示的方法来操作功率转换器的控制电路的一个示例；
图7A-7F示出了图1所示类型的功率转换器中的桥式整流器的桥臂的不同示例；
图8示出了信号图，其示出了根据一个示例以减少开关模式(1/3模式)操作功率转换器；
图9示出了具有第一功率转换器和第二功率转换器的功率转换器装置，其中根据图8和图9所示的方法操作第二功率转换器；
图10示出了控制电路的一个示例，该控制电路被配置为操作功率转换器装置，使得根据图8和图9所示的方法操作第一功率转换器；
图11示出了包括两个转换器级的第二功率转换器的示例；
图12示出了被配置为操作根据图11的第二功率转换器的控制电路的一个示例；
图13示出了信号图，其更详细地示出了以图9所示的减少开关模式操作功率转换器；
图14示出了图13所示的控制电路的修改；
图15示出了信号图，其示出了以全1/3模式、部分升压模式和全3/3模式操作图10所示的功率转换器装置；
图16示出了图15中所示的不同操作模式，其取决于在六个操作阶段中的一个期间所需的DC链路电压；
图17示出了被配置为操作根据图11的第二功率转换器的控制电路的另一示例；
图18示出了包括平衡电路的功率转换器装置的示例；
图19示出了平衡电路的一个示例；
图20示出了信号图，其示出了以2/3模式或3/3模式操作功率转换器；
图21示出了图20中所示的不同操作模式，其取决于在六个操作阶段中的一个期间的DC链路电压；
图22示出了在不同DC链路电压下以2/3模式或3/3模式操作的功率转换器的信号图；
图23示出了被配置为以2/3模式或3/3模式操作功率转换器的控制电路的一个示例；
图24示出了取决于六个操作阶段中的一个期间的DC链路电压以1/3模式、2/3模式或3/3模式中的一个模式操作功率转换器；以及
图25示出了在不同DC链路电压下以1/3模式、2/3模式或3/3模式操作的功率转换器的信号图。
具体实施方式
在以下具体实施方式中，参考了附图。附图构成说明书的一部分，并且出于说明的目的，附图示出了如何使用和实现本发明的示例。应当理解，除非另有具体说明，否则本文所描述的各种实施例的特征可以彼此组合。
图1示出了被称为维也纳整流器的功率转换器10的电路图，该功率转换器是开关模式三相(3Ф)AC-DC功率转换器。功率转换器包括：具有三个输入节点A、B、C的输入，每个输入节点被配置为接收三个输入电压V1、V2、V3中相应的一个；两个DC链路节点X、Z，被配置为在其间提供DC链路电压V4；以及中点Y，耦合到两个DC链路节点X、Z中的每一个。三个输入电压V1、V2、V3中的每一个都是在相应的输入节点A、B、C和公共接地节点N之间的电压。功率转换器还包括三个电感器L1、L2、L3，每个电感器耦合到三个输入节点A、B、C中相应的一个。在图1所示的示例中，电感器L1、L2、L3直接耦合到输入A、B、C。然而，这仅是一个示例。根据另一示例(未示出)，输入滤波器连接在输入A、B、C和电感器L1、L2、L3之间。
参考图1，功率转换器还包括具有三个桥臂11、12、13的整流器桥1。仅在图1中示意性地示出的三个桥臂11、12、13中的每一个包括至少一个电子开关Q1、Q2、Q3，并且连接到三个电感器L1、L2、L3中相应的一个，使得桥臂11、12、13中的每一个通过三个电感器L1、L2、L3中相应的一个耦合到三个输入节点A、B、C中相应的一个。另外，三个桥臂11、12、13中的每一个连接到两个DC链路节点X、Z和中点Y。
如图所示，中点Y可以经由第一电容器C1耦合到两个DC链路节点X、Z中的第一DC链路节点X，并且经由第二电容器C2耦合到两个DC链路节点X、Z中的第二DC链路节点Z。在下文中，跨第一电容器C1两端的电压VC1被称为第一电容器电压，并且跨第二电容器C2两端的电压VC2被称为第二电容器电压。
根据一个示例，由功率转换器接收的输入电压V1、V2、V3是诸如正弦输入电压的交流输入电压。这些输入电压V1、V2、V3中的每对之间的相移可以是120°。图2示出了在这些输入电压V1、V2、V3的每个的一个周期期间正弦输入电压V1、V2、V3的信号图。在本例中，这些输入电压V1-V3中的每对之间的相移为120°(2π/3)。三个正弦输入电压V1-V3中的每一个周期性地在最小电压电平和最大电压电平之间变化，其中在这个示例中最大电压电平是正电压电平，并且最小电压电平是负电压电平。根据一个示例，最小电平的幅值基本上等于最大电平的幅值，并且三个输入电压V1-V3具有基本上相同的最小电压电平和相同的最大电压电平。此外，三个输入电压V1-V3可以具有基本上相同的频率，其中该频率例如在50Hz到60Hz之间。
图2示出了取决于相位角的输入电压V1、V2、V3。在下文中，将多个输入电压V1、V2、V3也称为输入电压系统。此外，出于说明的目的，假设输入电压系统的特定相位角α对应于第一输入电压V1的相位角α，其中α＝0是第一输入电压V1的正半波开始时的相位角。
也可以将每个输入电压V1、V2、V3的最大电压电平和最小电压电平的幅值A1、A2、A3称为相应输入电压V1、V2、V3的振幅。输入电压的均方根(RMS)值A1RMS、A2RMS、A3RMS由振幅除以2的平方根得出，即
Figure BDA0002410099770000041
其中，A表示三个输入电压V1、V2、V3中任何一个的振幅，并且其中，ARMS表示各自的RMS值。根据一个示例，三个输入电压V1、V2、V3中的每一个是230VRMS电网电压，即ARMS＝A1RMS＝A2RMS＝A3RMS＝230VRMS。在本例中，振幅由A＝A1＝A2＝A3＝325V给出。
在三个输入电压V1、V2、V3的一个周期的每个阶段，三个输入电压中的一个具有三个输入电压V1、V2、V3的最高(正)电压电平，并且三个输入电压中的一个具有三个输入电压V1、V2、V3的最低(负)电压电平，其中，在每个周期中，在特定时间段中，三个输入电压V1、V2、V3中的每一个具有最高电平，并且三个输入电压V1、V2、V3中的每一个具有最低电平。最高电压电平和最低电压电平之间的差称为线间电压VLL。与图2中所示的输入电压V1、V2、V3相关联的线间电压VLL也在图2中示出。可见，线间电压是周期性的，其中线间电压VLL的一个周期的持续时间是输入电压V1、V2、V3的一个周期的持续时间的1/6。换言之，输入电压V1、V2、V3的一个周期包括0°到360°(0to2π)的相位角，而线间电压VLL的一个周期的范围在输入电压V1、V2、V3的一个周期的60°内。线间电压的最大值VLL_MAX，在下文中也称为最大线间电压，由三个输入电压的振幅A乘以3的平方根给出，即
Figure BDA0002410099770000051
例如，在具有三个230VRMS输入电压V1、V2、V3的输入电压系统中，最大的线间电压VLL_MAX为563V。
操作图1所示类型的功率转换器可以包括(a)调节DC链路电压V4，使其具有预定义的电压电平，以及(b)调节三个输入电流I1、I2、I3中的每一个，使其具有基本上与各自输入电压V1、V2、V3的波形相同的电流波形。因此，当输入电压V1、V2、V3为正弦电压时，这些输入电流I1、I2、I3基本上具有正弦波形。调节每个输入电流I1、I2、I3可以包括调节在相应电感器L1、L2、L3两端的电感器电压VL1、VL2、VL3，其中调节电感器电压VL1、VL2、VL3可以包括调节布置在电感器L1、L2、L3和桥臂11、12、13之间的电路节点A'、B'、C'处的电压VA'、VB'、VC'。在下文中，这些电路节点A'、B'、C'被称为桥臂11、12、13的开关节点，并且在这些开关节点A'、B'、C'处的电压VA'、VB'、VC'被称为开关节点电压，其中这些电压VA'、VB'、VC是以公共接地节点N为参照的。在下文中参考图3和图4解释用于调节电感器电压VL1、VL2、VL3以便调节输入电流I1、I2、I3的方法的一个示例。
图3示出了图1所示类型的功率转换器，其中根据一个具体示例实现桥臂11、12、13。(本文在下面进一步解释用于实现电感器电压VL1、VL2、VL3的进一步示例)。图4示出了在输入电压V1、V2、V3的一个周期期间在功率转换器中出现的信号的信号图。在图3所示的示例中，每一个桥臂11、12、13包括连接在相应开关节点A'、B'、C'和中点Y之间的电子开关Q1、Q2、Q3、连接在相应开关节点A'、B'、C'和第一DC链路节点X之间的第一整流器元件D11、D21、D31、以及第二整流器元件D12、D22、D32。电子开关Q1、Q2、Q3可以实现为双向闭塞开关。“双向闭塞开关”是一种能够不取决于施加在电子开关上的电压的极性来阻塞电流的开关。
图5中示出了双向闭塞开关的一个示例。在这个示例中，电子开关Q(其中Q表示开关Q1、Q2、Q3中的任意一个)包括串联连接的两个MOSFET(金属氧化物半导体场效应晶体管)，使得集成的体二极管以背对背的配置连接。即，这些MOSFET串联连接，使得集成在这些MOSFET中的体二极管或者将它们的阳极进行连接，或者将它们的阴极进行连接。两个MOSFET可以由相同的驱动信号S驱动(其中S表示由开关Q1、Q2、Q3接收的驱动信号S1、S2、S3中的任意一个)。然而，以图5所示的方式实现双向开关Q1、Q2、Q3仅是一个示例。也可以使用任何其他类型的双向电子开关，例如HEMT(高电子迁移率晶体管)。
参考图3，可以将第一和第二整流器元件D11-D32实现为诸如二极管的无源整流器元件。然而，这仅是一个示例。也可以使用有源整流器元件，例如作为同步整流器操作的MOSFET。
在图3所示的示例中，第一整流器元件D11、D21、D31被配置为实现从相应的开关节点A'、B'、C'向第一DC链路节点X的(正)电流流动，并且第二整流器元件D12、D22，D32被配置为实现从第二DC链路节点Z向相应的开关节点A'、B'、C'的(正)电流流动。即，在图3所示的示例中，形成第一整流器元件D11、D21、D31的二极管的阴极连接到第一DC链路节点X，并且其阳极连接到相应的开关节点A'、B'、C'，并且形成第二整流器元件D12、D22、D32的二极管的阳极连接到第二DC链路节点Z，并且其阴极连接到相应的开关节点A'、B'、C'。
参考上述内容，控制通过每个电感器L1、L2、L3的电流I1、I2、I3包括控制在各个电感器L1、L2、L3两端的电压VL1、VL2、VL3。每个电感器电压VL1、VL2、VL3由相应的输入电压V1、V2、V3减去相应的开关节点电压VA'、VB'、VC'给出。输入电压V1、V2、V3由电压源(例如电网)预先定义，并且可以测量，从而可以通过调节开关节点电压VA'、VB'、VC'来调节电感器电压VL1、VL2、VL3以及因此调节电感器电流I1、I2、I3。下面将参考图4对此进行解释。
图4示出了电子开关Q1、Q2、Q3的驱动信号S1、S2、S3、正弦输入电压V1、V2、V3和相应的输入电流I1、I2、I3，它们基本上是正弦形的。图4进一步示出了通过桥臂11、12、13中的第一桥臂11中的第一整流器元件D11和第二整流器元件D12的电流ID11、ID12、通过第一桥臂11中的电子开关Q1的电流IQ1和在第一桥臂11中的电子开关Q1两端的电压VQ1。
出于解释的目的，假设功率转换器处于稳态，其中，DC链路电压V4已经达到期望电压电平，并且连接到DC链路节点X、Z的负载Z(如图3中的虚线所示)的功耗恒定。该负载可以是任意负载，包括包含另一功率转换器的负载。参考图4，功率转换器可以以连续导通模式(CCM)操作，即，在相应输入电压V1、V2、V3的正半波和负半波中的每一个期间，电感器电流I1、I2、I3不减小到零。(当相应输入电压V1、V2、V3过零时，输入电流I1、I2、I3仅在短时间段内变零)。
电感器电流I1、I2、I3的电流流向取决于输入电压V1、V2、V3和中点电压VY的瞬时电压电平。“中点电压”VY是中点Y处的电压，该中点Y不直接连接到接地节点N，“中点电压”VY是以接地节点N为参照的。中点电压VY或中点电压的负值-VY在下文中也可称为共模电压VCM。仅出于说明的目的，在下文中，将中点电压VY的负值称为共模电压VCM＝-VY。可以调节共模电压VCM使其为零，使得中点的电位等于接地节点的电位。可替换地，可以调节共模电压VCM以使其不同于零并且在输入电压V1、V2、V3的一个周期内变化。在这些情况的每一个中，可以调节电感器电流，使得每个电感器电流I1、I2、I3在相应输入电压V1、V2、V3的正半波期间为正，并在相应输入电压V1、V2、V3的负半波期间为负。下面将进一步详细解释用于调节共模电压VCM的示例。
下面参考控制通过电感器L1、L2、L3中的第一电感器L1(其是连接到第一桥臂11的电感器)的电流I1来解释控制输入电流I1、I2、I3。以相同的方式实现调节输入电流I1、I2、I3中的另外两个输入电流I2、I3。在下文中，将耦合到第一桥臂11的输入A称为第一输入，将在该输入处接收的电压V1称为第一输入电压，将第一桥臂11的开关节点A'称为第一开关节点，将连接到第一开关节点A'的电感器L1称为第一电感器，并且将第一电感器L1两端的电压VL1称为第一电感器电压VL1。
在第一输入电压V1的正半波期间，第一电感器电流I1为正，即，电感器电流沿如图3中箭头所示的方向流动。在这种情况下，电感器电流I1在第一开关Q1的关断时间段期间(即，在已经关断第一开关Q1之后)流过第一整流器元件D11。在电子开关Q1的关断时间段期间，第一开关节点A'处的电压VA'由第一DC链路节点X处的电压VX减去第一整流器元件D11两端的压降给出。然而，第一整流器元件两端的这个压降是可以忽略的，使得在第一电子开关Q1的关断时间段期间，第一开关节点A'处的电位基本上被钳位在第一DC链路节点X处的电压VX。该电压VX是以接地节点为参照的，并且在下文中被称为第一DC链路节点电压。
在第一输入电压V1的负半波期间，第一电感器电流I1为负，即，电感器电流沿如图3中箭头所示方向的相反方向流动。在这种情况下，电感器电流I1在第一开关Q1的关断时间段期间流过第二整流器元件D12。在电子开关Q1的关断时间段期间，第一开关节点A'处的电位由第二DC链路节点Z处的电压VZ减去第二整流器元件D12两端的压降给出。然而，第二整流器元件两端的这个压降是可以忽略的，使得在第一电子开关Q1的关断时间段期间，第一开关输入节点A'处的电位基本上被钳位在第二DC链路节点Z处的电压VZ。该电压VZ是以接地节点为参照的，并且在下文中被称为第二DC链路节点电压。
在图3所示的功率转换器中，取决于第一输入电压V1的极性和第一电子开关Q1的开关状态，第一开关节点A'(以及其他两个开关节点B'、C')处的电压VA'可以具有三个不同的电平：(1)在电子开关Q1的导通时间段期间VA'＝VY；(2)在电子开关Q1的关断时间段期间且当第一输入电压V1为正时，即在第一输入电压V1的正半波期间VA'＝VX；以及(3)在电子开关Q1的关断时间段期间且当第一输入电压V1为负时，即在第一输入电压V1的负半波期间VA'＝VZ。
第一DC链路节点电压VX由第一电容器电压VC1减去共模电压VCM给出，
VX＝VC1-VCM(1a)，
并且第二DC链路节点电压VZ由共模电压VCM乘以负1减去第二电容器电压VC2给出，
VZ＝-VC2-VCM＝-(VC2+VCM)(1b)，
其中，仅出于说明的目的，假设共模电压VCM是VN-VY，其中VN是接地节点N处的电位，并且VY是中点处的电位。
共模电压VCM可以为正，也可以为负。在每种情况下，共模电压VCM的幅值低于第一和第二电容器电压中每一个的幅值，使得第一DC链路节点电压VX为正，而第二DC链路节点电压VZ为负。
第一电感器L1两端的电压VL1由
Figure BDA0002410099770000091
给出，其中L1表示第一电感器L1的电感。因此，当电感器电压VL1为正时，电感器电流I1增大；当电感器电压VL1为负时，电感器电流I1减小；并且当电感器电压VL1为零时，电感器电流I1保持恒定。通过在这三个电压电平VX、VY、VZ中的两个电压电平之间适当地切换第一开关节点A'处的电压VA'，可以生成第一输入电流I1，使得其遵循正弦波形。在第一输入电压V1的正半波期间，(a)电感器电流I1在第一开关Q1的导通时间段期间增大，并且(b)电感器电流I1在第一开关Q1的关断时间段期间减小。在第一输入电压V1的负半波期间，(c)电感器电流I1在第一开关Q1的导通时间段期间增大，并且(d)电感器电流I1在第一开关Q1的关断时间段期间减小。在每种情况下，当电感器电压VL1在第一开关Q1的一个导通时间段和一个关断时间段内的平均值为正时，电感器电流I1增大；并且当电感器电压VL1在第一开关Q1的一个导通时间段和一个关断时间段内的平均值为负时，电感器电流I1减小。
电子开关Q1(以及其他开关Q2、Q3)可以在固定开关频率fSW下以脉冲宽度调制(PWM)方式操作，固定开关频率fSW明显高于第一输入电压V1的频率。例如，开关频率fSW在几kHz到几十kHz之间，并且其范围可达几百kHz。为了调整第一开关节点电压VA'，操作第一开关Q1的占空比d1变化，其中，在每个驱动循环中，占空比d1由电子开关Q1的导通时间段的持续时间TON或电子开关Q1的关断时间段的持续时间TOFF中的一个与一个驱动循环的持续时间T之间的关系给出，其中，驱动循环的持续时间T由开关频率的倒数(T＝1/fSW)给出。电子开关Q1的关断时间段的持续时间TOFF由驱动循环的持续时间T减去导通时间段的持续时间TON给出，即TOFF＝T-TON。仅出于说明的目的，假设占空比d1的幅值|d1|由关断时间段的持续时间TOFF和驱动循环的持续时间T之比给出，即
Figure BDA0002410099770000101
此外，假设占空比d1可以为正或负，其中占空比d1在第一输入电压V1的正半波期间为正，并且在第一输入电压V1的负半波期间为负。例如，占空比d1＝0表示在相应驱动循环期间第一开关Q1导通；占空比d1＝1表示在第一输入电压V1的正半波中的相应驱动循环期间第一开关Q1关断；并且占空比d1＝-1表示在第一输入电压V1的负半波中的相应驱动循环期间第一开关Q1关断。与一(1)或零(0)不同的正占空比d1表示在第一输入电压V1的正半波中的驱动循环中的导通时间段和关断时间段的持续时间之比。同样地，与1或0不同的负占空比d1表示在第一输入电压V1的负半波中的驱动循环中的导通时间段和关断时间段的持续时间之比。
参考上述内容，通过在第一DC链路节点电压VX和中点电压VY之间或者在第二DC链路节点电压VZ和中点电压VY之间切换来获得第一开关节点电压VA'。因此，第一开关节点电压VA'由一个驱动循环中第一开关节点A'处的平均电压给出。例如，在输入电压V1的正半波期间，第一开关节点电压VA'由以下给出
Figure BDA0002410099770000111
并且例如，在输入电压V1的负半波期间，第一开关节点电压VA'由以下给出
Figure BDA0002410099770000112
因此，通过适当地调整第一电子开关Q1的占空比d1，可以调整第一开关节点电压VA'，并由此可以调整第一电感器电压VL1。另一方面，基于期望的第一开关节点电压VA'和共模电压VCM，可以计算占空比d1。参考上述内容，占空比d1由关断时间段的持续时间TOFF与一个驱动循环的持续时间T之比给出，并且占空比d1在第一输入电压V1的正半波中为正，而在第一输入电压V1的负半波中为负。因此，在方程(2a)中
Figure BDA0002410099770000113
而在方程(2b)中
Figure BDA0002410099770000114
因此，在正半波期间，基于方程(2a)，占空比d1由以下给出
Figure BDA0002410099770000115
并且，在负半波期间，基于方程(2b)，占空比d1由以下给出
Figure BDA0002410099770000116
可以调节电容器电压VC1、VC2，使得这些电压中的每一个都是DC链路电压V4的50％，使得VC1＝VC2＝V4/2。在这种情况下，可根据方程(3a)和(3b)如下计算占空比d1，
Figure BDA0002410099770000117
参考图1和图3，功率转换器包括控制电路2，其被配置为操作桥臂11、12、13中的每个桥臂中的至少一个电子开关Q1、Q2、Q3。更具体地，该控制电路2可被配置为生成由电子开关Q1、Q2、Q3接收的驱动信号S1、S2、S3，使得DC链路电压V4具有预定义的电压电平，并且使得电感器电流(输入电流)I1、I2、I3基本上具有与输入电压V1、V2、V3相同的波形。为此，控制电路2接收DC链路电压信号SV4，其中DC链路电压信号SV4表示DC链路电压V4。DC链路电压V4可以通过任何种类的电压测量电路(未示出)以常规方式测量，以获得DC链路电压信号SV4。此外，控制电路2接收输入电压信号SV1、SV2、SV3，各自表示输入电压V1、V2、V3中相应的一个，以及接收输入电流信号SI1、SI2、SI3，各自表示输入电流I1、I2、I3中相应的一个。可以用常规方式测量输入电压V1、V2、V3以获得输入电压信号SV1、SV2、SV3。此外，可以用常规方式测量输入电流I1、I2、I3，以获得输入电流信号SI1、SI2、SI3。图6示出了被配置为生成驱动信号S1-S3的控制电路2的一个示例。
图6中所示的控制电路2包括接收DC链路电压信号SV4和DC链路电压参考信号SV4_REF的第一滤波器21，其中DC链路电压参考信号SV4_REF表示DC链路电压V4的期望电压电平。滤波器21从DC链路电压信号SV4中减去DC链路电压参考信号SV4_REF，并对差进行滤波以生成DC链路电压误差信号SV4_ERR。滤波器(或控制器)可以具有比例(P)特性、比例-积分(PI)特性、比例-积分-微分(PID)特性等之一。乘法器22接收DC链路电压误差信号SV4_ERR和DC链路电压参考信号SV4_REF，其中乘法器22的输出信号S22表示功率转换器的期望输出功率。除法器23将乘法器输出信号S22除以表示输入电压V1、V2、V3的振幅平方的1.5倍的信号
Figure BDA0002410099770000121
除法器23的输出信号S23表示功率转换器的总期望输入电流，其中总期望输入电流是功率转换器为了实现由DC链路电压参考信号SV4_REF所定义的DC链路电压V4的期望电压电平所需的输入电流。
参考图6，控制电路2还包括三个支路，其中这些支路中的每个支路接收除法器输出信号S23并生成三个驱动信号S1、S2、S3中相应的一个。这些支路中的每个支路包括乘法器241、242、243，其将除法器输出信号S23与相应的输入电压信号SV1、SV2、SV3相乘，其中，这些乘法器241、242、243中的每一个的输出信号是输入电流参考信号SI1_REF、SI2_REF、SI3_REF，即，这些信号SI1_REF、SI2_REF、SI3_REF中的每一个表示输入电流I1、I2、I3中相应一个的期望电流水平。用连接在相应乘法器241、242、243下游的相应减法器251、252、253从这些参考信号SI1_REF、SI2_REF、SI3_REF中的每一个中减去相应的输入电流信号SI1、SI2、SI3。这些减法器251、252、253中的每一个的输出信号由连接在相应减法器251、252、253下游的相应滤波器261、262、263进行滤波，其中，相应滤波器261、262、263的输出信号SVL1_REF、SVL2_REF、SVL3_REF表示三个电感器电压VL1、VL2、VL3中相应的一个的期望电压电平。另一减法器271、272、273从相应的电感器电压参考信号SVL1_REF、SVL2_REF、SVL3_REF中减去输入电压信号SV1、SV2、SV3，以获得开关节点电压参考信号SVA'_REF、SVB'_REF、SVC'_REF，其中这些开关节点电压参考信号SVA'_REF、SVB'_REF、SVC'_REF中的每一个表示三个桥臂输入电压VA'、VB'、VC'中相应一个的期望电压电平。
参考图6，生成驱动信号S1、S2、S3的三个支路中的每个支路包括PWM调制器281、282、283，其接收相应的一个桥臂输入电压参考信号SVA'_REF、SVB'_REF、SVC'_REF，其中这些调制器281、282、283中的每一个被配置为基于相应的参考信号SVA'_REF、SVB'_REF、SVC'_REF生成驱动信号S1、S2、S3中相应的一个，使得在至少一个电子开关Q1、Q2、Q3的每个驱动循环中，相应桥臂输入电压VA'、VB'、VC'的平均值等于由相应桥臂输入电压参考信号SVA'_REF、SVB'_REF、SVC'_REF所定义的电压电平。PWM调制器281、282、283的具体实现方式取决于功率转换器中使用的桥臂11、12、13的类型。
在三电平功率转换器中，即用图3和图7A-7C所示的桥臂实现的功率转换器，例如，每个PWM调制器281、282、283可被配置为基于方程(3a)、(3b)或(3c)中的一个来计算驱动信号S1、S2、S3的占空比d1、d2、d3，并根据计算的占空比生成驱动信号S1、S2、S3。
参考这些方程，通过适当地调整占空比d1、d2、d3，不仅可以调整开关节点电压VA'、VB'、VC'，而且还可以调整共模电压VCM。基本上，为了获得正弦电流波形，第一DC链路节点电压VX必须等于或高于三个输入电压V1、V2、V3的最高电压电平，并且第二DC链路节点电压VZ必须等于或低于三个输入电压V1、V2、V3的最低电压电平。例如，如果期望共模电压VCM为零，则每个电容器电压VC1、VC2必须高于三个输入电压的振幅。因此，当输入电压V1、V2、V3为230VRMS电压时，每个电容器电压必须高于325V，使得DC链路电压必须高于650V(＝2×325V)。例如，如果DC链路电压是输入电压振幅的两倍，并且共模电压VCM为零，则在稳态下，由方程(3a)、(3b)和(3c)定义的占空比d1、d2、d3基本上遵循相应的输入电压V1、V2、V3。
然而，在一些情况下，可能期望将DC链路电压V4调节到低于输入电压V1、V2、V3的振幅两倍的电压电平。这可以通过适当调整共模电压VCM来实现。在图4所示的示例中，已经选择了共模电压VCM(未示出)，使其等于-(Vmax'+Vmin')/2，其中Vmax'表示在特定时刻三个开关节点电压VA'、VB'、VC'中最高的一个的电压电平，即Vmax'＝max{VA'；VB'；VC'}，而Vmin'表示在特定时刻三个开关节点电压中最低的一个，即Vmin'＝min{VA'；VB'；VC'}。在稳态下，开关节点电压VA'、VB'、VC'遵循输入电压V1、V2、V3，并且可以认为基本上等于输入电压V1、V2、V3(与输入电压V1、V2、V3相比，电感器电压VL1、VL2、VL3较低)。为了调整占空比，PWM调制器281、282、283可各自接收表示期望共模电压的共模电压信号SVCM。该共模信号SVCM可由中央控制器(未示出)提供。该中央控制器可以是微控制器等。
在图4所示的方法中，在输入电压V1、V2、V3的整个周期期间以PWM模式操作在每个桥臂11、12、13中的电子开关Q1、Q2、Q3。这种类型的操作模式在下面也被称为3/3模式。
参考上述内容，桥臂11、12、13可以通过各种方式实现。下面参考第一桥臂11来解释用于实现各个桥臂11-13的一些示例。第二和第三桥臂12、13可采用与第一桥臂11相同的方式实现。图7A示出了第一桥臂11的第一示例。在该示例中，第一桥臂11以参考图3所述的方式来实现。即，桥臂11包括连接在第一开关节点A'和中点Y之间的双向闭塞开关Q1、连接在第一开关节点A'和第一DC链路节点X之间的第一整流器元件D11、以及连接在第二DC链路节点Z和第一开关节点A'之间的第二整流器元件D12。
图7B示出了用于实现第一桥臂11的第二示例。在该示例中，桥臂11包括连接到第一DC链路节点X的第一整流器元件D211、连接到第二DC链路节点Z的第二整流器元件D212、连接在开关节点A'和第一整流器元件D211之间的第三整流器元件D213、连接在开关节点A'和第二整流器元件D212之间的第四整流器元件D214、连接在中点Y和第一整流器元件D211之间的第五整流器元件D215、以及连接在中点Y和第二整流器元件D212之间的第六整流器元件D216。此外，电子开关Q1连接在第一整流器元件D211和第二整流器元件D212之间。该电子开关Q1可以是单向电子开关，例如MOSFET。参考图7B，整流器元件D211-D216可以实现为二极管。这些整流器元件D211-D216连接为使得在第一输入电压V1的正半波期间，当电子开关Q1导通时，电感器电流I1可以从第一开关节点A'经由第三整流器元件D213、电子开关Q1和第六整流器元件D216流向中点Y。当电子开关Q1关断时，电感器电流I1经由第三整流器元件D213和第一整流器元件D211流动。在输入电压V1的负半波期间，当电子开关Q1导通时，电流从中点Y经由第五整流器元件D215和第四整流器元件D214流向第一开关节点A'。当电子开关Q1关断时，电流从第二DC链路节点Z经由第二整流器元件D212和第四整流器元件D214流向第一开关节点A'。
图7C示出了第一桥臂11的第三示例。在该示例中，第一桥臂11包括连接到第一DC链路节点X的第一整流器元件D311、连接到第二DC链路节点Z的第二整流器元件D312、连接在第一开关节点A'和第一整流器元件D311之间的第一开关Q311、连接在第一开关节点A'和第二整流器元件D312之间的第二开关Q312、连接在中点Y和第一整流器元件D311之间的第三整流器元件D313、以及连接在中点Y和第二整流器元件D312之间的第四整流器元件D314。
例如，电子开关Q311、Q312可以是单向闭塞开关，例如MOSFET。电子开关Q311、Q312和整流器元件D311-D314可以连接为使得在输入电压V1的正半波期间，当第二电子开关Q312导通时，电感器电流I1经由开关节点A'经由第二电子开关Q312和第四整流器元件D314流向中点Y。当第二电子开关Q312关断时，电感器电流I1经由第一电子开关Q311和第一整流器元件D311流向第一DC链路节点X。第一电子开关Q311、Q312可以同时导通和关断。在这种情况下，在关断时间段期间，电感器电流I1经由形成第一电子开关Q311的MOSFET的体二极管和第一整流器元件D311流动。根据另一示例，以互补方式操作第一电子开关Q311和第二电子开关Q312，使得同一时间只有一个开关导通。在这种情况下，当第二开关Q312关断时，第一开关Q311导通，使得电感器电流I1经由导通的第一电子开关Q311和第一整流器元件D311流动。
在输入电压V1的负半波期间，当第一电子开关Q311导通时，电感器电流I1从中点Y经由第三整流器元件D313和第一电子开关Q311流向第一开关节点A'。当第一电子开关Q311关断时，电感器电流I1从第二DC链路节点Z经由第二整流器元件D312和第二电子开关Q312流向第一开关节点A'。
图7D示出了对图7C所示的桥臂11的修改。在图7D所示的示例中，第一开关Q311连接在中点Y和第一整流器元件D311之间，第二开关Q312连接在中点Y和第二整流器元件D312之间，第三整流器元件D313连接在开关节点A'和第一整流器元件D311之间，并且第四整流器元件D314连接在开关节点A'和第二整流器元件D312之间。
图7A、7B、7C和7D中所示的每一个桥臂11被配置为在第一开关节点A'处提供三个不同的电压电平。使用图7A至7D中所示的桥臂11中的一个，在一个驱动循环期间的第一开关节点A'处的平均电位由两个电压电平生成，即在输入电压V1的正半波期间第一DC链路节点X处的电位VX和中点Y处的电位VY，以及在输入电压V1的负半波期间第二DC链路节点Z处的电位VZ和中点Y处的电位VY。
图7E和图7F示出了第一桥臂11的另外示例。在这些示例中，桥臂11还包括除了DC链路电容器C1、C2之外的电容器。在这些示例中，在输入电压V1的正半波和负半波中的每一个中，有多于两个的不同的电压电平可用于生成开关节点电压VA'，使得其呈现期望值。图7E和图7F中所示的桥臂11是所谓的多电平桥臂，其中图7E中所示的桥臂11是混合有源中性点箝位转换器桥臂，而图7F中所示的桥臂11是堆叠多单元转换器桥臂。这些桥臂是已知的(例如，参见G.Gateau,T.A.Meynard,H.Foch:“Stacked Multicell Converter(SMC):Properties and design”，2001IEEE 32nd Annual Power Electronics SpecialistsConference，第3卷，1583-1588页)，因此无需对此作做进一步解释。基本上，这些桥臂中的每一个都能提供多于三个不同的电压电平，即三个电压电平VX、VY、VZ和用于生成开关节点电压VA'的附加电压电平。
在图7A-7F所示的示例中，整流器元件可以实现为二极管(如图所示)。然而，这仅是一个示例。根据另一示例(未示出)，这些整流器元件可以实现为同步整流器元件。
参考上述内容，操作图1和图3所示类型的功率转换器可以包括在操作的每个时间对桥臂11、12、13中的每个桥臂中的至少一个电子开关中的每个电子开关的PWM(脉冲宽度调制)操作。然而，以PWM模式操作开关Q1、Q2、Q3与开关损耗相关联。“开关损耗”是指在导通和关断相应开关Q1、Q2、Q3情况下发生的损耗。为了提高功率转换器的效率，期望降低这些开关损耗。
根据一个示例，降低开关损耗包括以减少开关模式操作功率转换器，其中以减少开关模式操作功率转换器包括停用在桥臂11、12、13中的一个或两个中的至少一个开关Q1、Q2、Q3达明显长于一个驱动循环的持续时间T的时间段。根据一个示例，停用至少一个开关包括停用至少一个开关超过10个、超过100个或甚至超过1000个驱动循环。在下文中，将其中停用至少一个开关的桥臂称为停用桥臂。参考上述内容，桥臂11、12、13的“至少一个电子开关”可以包括一个电子开关或几个电子开关。图7A中示出了具有一个电子开关的桥臂11，其中，如图5所示，一个开关可以包括两个晶体管。图7B-7F中示出了具有几个(单向闭塞)开关的桥臂11。在具有几个开关的桥臂中，“停用至少一个开关”包括停用几个开关中的每一个。此外，如本文所用的，“至少一个电子开关”是在相应的桥臂中用于将开关节点连接到中点Y或连接到所具有的电压处于中点Y处的电压与第一DC链路节点电压VX和第二DC链路节点电压VZ中的一个之间的电路节点的开关。例如，图7E和图7F所示的桥臂中提供了中点Y处的电压与第一DC链路节点电压VX和第二DC链路节点电压VZ中的一个之间的电压。参考上述内容，将开关节点A'、B'、C'耦合到第一DC链路节点X和第二DC链路节点Z的整流器元件可以包括电子开关。因此，“停用至少一个开关”不包括停用用作(同步)整流器的电子开关。
图8示出了以减少开关模式操作功率转换器的一个示例，其中图8示出了驱动信号S1、S2、S3、输入电压V1、V2、V3、DC链路电压V4、输入电流I1、I2、I3、第一桥臂11中的电流ID11、ID12、IQ11和第一桥臂11中的第一开关Q1两端的电压VQ1的信号图。在下文将图8所示的操作模式称为1/3模式。在该操作模式下，存在以PWM模式操作三个桥臂11、12、13中的仅一个而停用桥臂11、12、13中的另两个的时间段，即，桥臂11、12、13中的另两个中的至少一个电子开关Q1、Q2、Q3关断。在下文中，将其中以PWM模式操作至少一个电子开关的桥臂称为“启用桥臂”，并且将其中停用至少一个电子开关的桥臂称为“停用桥臂”，尽管电流当然可以在停用桥臂中在相应的开关节点与第一DC链路节点X和第二DC链路节点Z中的一个之间流动。
在图8所示的示例中，功率转换器在输入电压V1、V2、V3的整个周期中以1/3模式操作。即，在输入电压V1、V2、V3的周期的每个时间，仅启用一个桥臂11、12、13，而停用另外两个桥臂。这种类型的操作模式在下文被称为全1/3模式。然而，这仅是一个示例。根据下面进一步解释的另一示例，也可以操作功率转换器，使得仅在一些时间段(在输入电压V1、V2、V3的一个周期的一些相位角处)功率转换器以1/3模式操作。
参考上述内容，将停用桥臂的开关节点电压钳位在第一DC链路节点X处的DC链路电压VX或第二DC链路节点Z处的DC链路电压VZ。因此，在1/3模式下，将一个桥臂的开关节点电压钳位在第一DC链路节点电压VX，而将另一桥臂的开关节点电压钳位在第二DC链路节点电压VZ。停用的桥臂在输入电压系统的一个周期内变化。这将在下面进一步参考图13所示的信号图来解释。
根据一个示例，通过由连接到功率转换器的DC链路节点X、Z的另一功率转换器5适当地调节DC链路电压V4来调节通过连接到停用桥臂的两个电感器的电流。图9中示出了一种功率转换器装置，其具有先前解释的类型的功率转换器和连接到功率转换器的DC链路节点X、Z的另一功率转换器5。在下文中，将功率转换器10也称为第一功率转换器，而将另一功率转换器5也称为第二功率转换器。第二功率转换器5可被配置为提供与DC链路电压V4不同的恒定输出电压VOUT或恒定输出电流IOUT。当第二功率转换器5通过适当地调节DC链路电压V4来帮助调节第一功率转换器10中的电感器电流I1、I2、I3时，在第二功率转换器5中发生的损耗不会增加。然而，第一功率转换器中的开关损耗显著降低。因此，第一功率转换器的控制与第二功率转换器5的控制之间存在协同配合。
图10示出了被配置为操作图9所示类型的具有第一功率转换器和第二功率转换器的功率转换器装置的控制电路4的一个示例。图10中所示的控制电路4包括两个主支路(或子电路)，即被配置为操作第一功率转换器的第一支路40和被配置为操作第二功率转换器5的第二支路6。应当注意，图10所示的框图示出了控制电路4的功能块，而不是具体的实现方式。可以以各种方式实现这些功能块。根据一个示例，使用专用电路来实现这些功能块。根据另一示例，使用硬件和软件来实现控制电路4。例如，第一控制电路包括微控制器和由微控制器执行的软件。
出于解释的目的，假设在图9所示的功率转换器装置中，调节第二功率转换器5的输出电流IOUT，并且由接收输出电流的负载(未示出)定义输出电压VOUT。负载可以是接收输出电流IOUT并定义输出电压VOUT的电池。
图10所示的控制电路4的第一支路40基于图6所示的控制电路，其中相同的元件具有相同的附图标记。参考图10，控制电路4接收输出电流信号SIOUT，其中输出电流信号SIOUT表示输出电流IOUT。为了获得输出电流信号SIOUT，可以通过任何种类的电流测量电路(未示出)以常规方式测量输出电流IOUT。控制电路4包括接收输出电流信号SIOUT和输出电流参考信号SIOUT_REF的第一滤波器41，其中输出电流参考信号SIOUT_REF表示输出电流IOUT的期望电流水平。例如，第一滤波器41从输出电流信号SIOUT中减去输出电流参考信号SIOUT_REF，并对差进行滤波以生成输出信号SV51_REF。根据一个示例，该输出信号SV51_REF表示第二功率转换器5中的电感器51两端的期望电压V51，其中，该电感器51携带输出电流IOUT。图9示出了这种电感器51的一个示例。
滤波器可以具有比例(P)特性、比例-积分(PI)特性、比例-积分-微分(PID)特性等之一。加法器42接收滤波器输出信号SV51_REF和表示输出电压VOUT的输出电压信号SVOUT，其中乘法器43接收加法器42的输出信号S42和输出电流参考信号SIOUT_REF。乘法器43的输出信号S43表示功率转换器装置的期望输出功率。借助图6已经解释的除法器23将乘法器输出信号S43除以表示输入电压V1、V2、V3的振幅平方的1.5倍的信号
Figure BDA0002410099770000201
除法器23的输出信号S23表示第一功率转换器的总期望输入电流。为了生成三个开关节点电压参考信号SVA'_REF、SVB'_REF、SVC'_REF，由之前参考图6解释的三个支路处理除法器输出信号S23。应注意，当前控制环路是在图10的上下文中解释的控制环路中最慢的一个。
通过控制电路4控制输出电流IOUT仅是一个示例。根据另一示例，控制输出电压VOUT。在该示例中(未示出)，滤波器41接收输出电压信号SVOUT和表示输出电压VOUT的期望电压电平的输出电压参考信号SVOUT_REF。此外，省略加法器42，并且乘法器43接收来自滤波器41的输出信号和输出电压参考信号SVOUT_REF。
参考图10，PWM调制器44接收开关节点电压参考信号SVA'_REF、SVB'_REF、SVC'_REF。从这些开关节点电压参考信号SVA'_REF、SVB'_REF、SVC'_REF中，PWM调制器44(a)选择最大的并停用与最大电压参考信号相关联的桥臂；(b)选择最小的并停用与最小电压参考信号相关联的桥臂；以及(c)以PWM模式操作剩余桥臂。“剩余桥臂”是与在最大和最小开关节点电压参考信号之间的开关节点参考信号相关联的桥臂。在下文中将该开关节点电压参考信号称为中间开关节点电压参考信号。
控制电路的第二支路6也接收三个开关节点电压参考信号SVA'_REF、SVB'_REF、SVC'_REF，并且被配置为基于这些信号SVA'_REF、SVB'_REF、SVC'_REF来控制第二功率转换器5的操作。下面进一步详细解释控制电路的第二支路6的一个示例。
图11示出了第二功率转换器5的一个示例。在该示例中，第二功率转换器5包括第一转换器级51和第二转换器级52，其中第一转换器级51和第二转换器级52中的每一个包括第一输入节点511、521、第二输入节点512、522、第一输出节点513、523和第二输出节点514、524。第一转换器级51的第一输入节点511可以连接到第一DC链路节点X，第二转换器级52的第二输入节点522可以连接到第二DC链路节点Z，并且第一转换器级51的第二输入节点512和第二转换器级52的第一输入节点521可以彼此连接并连接到中点Y。此外，第一转换器级51的第二输出节点514和第二转换器级52的第一输出节点523可以彼此连接。输出电压VOUT是第一转换器级51的第一输出节点513和第二转换器级52的第二输出节点524之间的电压。
转换器级51、52可各自使用各种不同转换器拓扑中的一种来实现。根据一个示例，将转换器级51、52中的每一个实现为隔离DC-DC转换器，即DC-DC转换器包括在相应的输入511、512或521、522和相应的输出513、514或523、534之间的变压器。根据另一示例，将转换器级51、52中的每一个实现为非隔离DC-DC转换器，即，DC-DC转换器不包括在相应的输入511、512或521、522和相应的输出513、514或523、534之间的变压器。适合用作第一转换器级51和第二转换器级52的不同类型DC-DC转换器的示例包括但不限于：反激转换器(隔离)、LLC转换器(隔离)、双有源桥(DAB)转换器(隔离)、移相全桥转换器(隔离)、降压升压转换器，升压降压转换器等。这些类型的转换器是已知的，因此对此不需要进一步的解释。
图12中示出了被配置为控制图11所示类型的第二功率转换器5的操作的第二控制电路支路6的一个示例。该控制电路6包括最大和最小选择器61，其接收三个开关节点电压参考信号SVA'_REF、SVB'_REF、SVC'_REF。该最大和最小选择器61被配置为选择开关节点电压参考信号SVA'_REF、SVB'_REF、SVC'_REF中的最大值和开关节点电压参考信号SVA'_REF、SVB'_REF、SVC'_REF中的最小值，并输出等于开关节点电压参考信号SVA'_REF、SVB'_REF、SVC'_REF中的最大值的第一信号SMAX'、以及等于开关节点电压参考信号SVA'_REF、SVB'_REF、SVC'_REF中的最小值的第二信号SMIN'，使得SMAX'＝max{SVA'_REF,SVB'_REF,SVC'_REF}且SMIN'＝min{SVA'_REF,SVB'_REF,SVC'_REF}。第一信号SMAX'也称为最大开关节点电压参考信号SMAX'，而第二信号SMIN'也称为最小开关节点电压参考信号。中间开关节点电压参考信号在下文中也被称为SINT'。
第二控制电路支路6被配置为以DC链路电压V4等于由最大开关节点电压参考信号SMAX'和最小开关节点电压参考信号SMIN'之间的差表示的电压的方式来操作第二功率转换器5。参考上述内容，将停用的桥臂的开关节点分别钳位到第一DC链路节点电压VX和第二DC链路节点电压VZ。通过调整DC链路电压V4，使其等于由最大开关节点电压参考信号SMAX'和最小开关节点电压参考信号SMIN'之间的差所表示的电压，被箝位到第一DC链路节点X和第二DC链路节点Z的开关节点接收由第一控制电路支路40计算的开关节点电压。因此，连接到停用桥臂的那些电感器的电感器电流具有以由第一控制电路支路40计算的相应输入电流参考信号表示的电流水平。
参考图12，第二控制电路支路6包括减法器62，该减法器62从最大开关节点电压参考信号SMAX'中减去最小开关节点电压参考信号SMIN'，其中乘法器63将减法器的输出信号与0.5相乘。乘法器的输出信号形成第一电容器电压参考信号SVC1_REF和第二电容器电压参考信号SVC2_REF，其中第一电容器电压参考信号SVC1_REF表示第一电容器电压VC1的期望值，并且第二电容器电压参考信号SVC2_REF表示第二电容器电压VC2的期望值。第二控制电路支路6包括第一支路和第二支路。第一支路接收第一电容器电压参考信号SVC1_REF，并被配置为提供第一输入电流参考信号SI51_REF，其中第一输入电流参考信号SI51_REF表示第一转换器级51的期望输入电流I51。第二支路接收第二电容器电压参考信号SVC2_REF，并被配置为提供第二输入电流参考信号SI52_REF，其中第二输入电流参考信号SI52_REF表示第二转换器级52的期望输入电流I52。
第一支路包括减法器641，该减法器641从第一电容器电压参考信号SVC1_REF中减去表示第一电容器电压VC1的第一电容器电压信号SCV1。该减法器的输出信号被滤波器651滤波，其中，滤波器的输出信号SIC1_REF表示进入第一电容器C1的电流IX的期望电流水平。通过表示进入第一DC链路节点X的电流(其中，该电流IX由第一功率转换器提供)的电流信号SIX和滤波器输出信号SIC1_REF之间的差来给出第一输入电流参考信号SI51_REF。
第二支路包括减法器642，该减法器642从第二电容器电压参考信号SVC2_REF中减去表示第二电容器电压VC2的第二电容器电压信号SCV2。该减法器的输出信号被滤波器652滤波，其中，滤波器的输出信号SIC2_REF表示进入第二电容器C2的电流IZ的期望电流水平。通过表示进入第二DC链路节点Z的电流(其中，该电流IZ由第一功率转换器提供)的电流信号SIZ和滤波器输出信号SIC2_REF之间的差来给出第二输入电流参考信号SI52_REF。
参考图12，第一PWM调制器671接收第一输入电流参考信号SI51_REF和第一输入电流信号SI51，其中后者表示第一输入电流I51，并且被配置为控制包括在第一转换器级51中的一个或多个开关(图中未示出)的操作，使得第一输入电流I51具有由第一输入电流参考信号SI51_REF所表示的电流水平。同样地，第二PWM调制器672接收第二输入电流参考信号SI52_REF和第二输入电流信号SI52，其中后者表示第二输入电流I52，并且被配置为控制包括在第二转换器级52中的一个或多个开关(图中未示出)的操作，使得第二输入电流I52具有由第二输入电流参考信号SI52_REF所表示的电流水平。PWM调制器671、672的具体实现方式取决于用于实现第一转换器级51和第二转换器级52的特定类型的功率转换器。然而，被配置用于控制各种DC-DC转换器中的输入电流的PWM调制器是已知的，因此对此不需要进一步的解释。
参考上述内容，在1/3模式下，由PWM调制器44启用三个桥臂11、12、13中的一个并停用三个桥臂11、12、13中的另外两个取决于开关节点电压参考信号SVA'_REF、SVB'_REF、SVC'_REF。这些开关节点电压参考信号SVA'_REF、SVB'_REF、SVC'_REF中的两个相等的时刻可以忽略，使得在每一时间，从这些开关节点电压参考信号SVA'_REF、SVB'_REF、SVC'_REF中，一个形成最大开关节点电压参考信号SMAX'，一个形成中间开关节点电压参考信号SINT'，并且一个形成最小开关节点电压参考信号SMIN'。这将参考图13进行更详细的解释。
图13示出了开关节点电压参考信号SVA'_REF、SVB'_REF、SVC'_REF的信号图，其中这些信号中的每个表示相应开关节点电压VA'、VB'、VC'的期望电压值。图13进一步示出了在哪个时间或相位角以PWM模式操作哪个桥臂。参考上述内容并如图13所示，在稳态下，每个开关节点电压参考信号SVA'_REF、SVB'_REF、SVC'_REF遵循相应的输入电压。
参考图13，各个开关节点电压参考信号SVA'_REF、SVB'_REF、SVC'_REF之间的关系在一个周期内变化数次。“关系”是指相对于开关节点电压参考信号SVA'_REF、SVB'_REF、SVC'_REF中的另两个的信号电平的、开关节点电压参考信号SVA'_REF、SVB'_REF、SVC'_REF中的一个的信号电平。在图13所示的示例中，存在六个时间段P1-P6，在下文中也被称为操作阶段，其中在这些时间段P1-P6中的每一个中，开关节点电压参考信号SVA'_REF、SVB'_REF、SVC'_REF之间的关系不改变。(但是，开关节点电压参考信号SVA'_REF、SVB'_REF、SVC'_REF的信号电平在各个操作阶段P1-P6中改变。)
例如，在第一操作阶段P1中，第一开关节点电压参考信号SVA'_REF具有最高电压电平。即，第一开关节点电压参考信号SVA'_REF的电压电平高于开关节点电压参考信号SVA'_REF、SVB'_REF、SVC'_REF中的第二开关节点电压参考信号SVB'_REF的电压电平和开关节点电压参考信号SVA'_REF、SVB'_REF、SVC'_REF中的第三开关节点电压参考信号SVC'_REF的信号电平。此外，在第一操作阶段P1中，第二开关节点电压参考信号SVB'_REF具有最低电压电平。即，第二开关节点电压参考信号SVB'_REF的电压电平低于第一开关节点电压参考信号SVA'_REF的信号电平和第三开关节点电压参考信号SVC'_REF的信号电平。此外，第三开关节点电压参考信号SVC'_REF具有在第一开关节点电压参考信号SVA'_REF的信号电平与第二开关节点电压参考信号SVB'_REF的信号电平之间的信号电平。因此，在第一操作阶段P1中，第一开关节点电压参考信号SVA'_REF是最大开关节点电压参考信号SMAX'，第二开关节点电压参考信号SVB'_REF是最小开关节点电压参考信号SMIN'，并且第三开关节点电压参考信号SVC'_REF是中间开关节点电压参考信号SINT'。例如，在第二操作阶段P2中，第一开关节点电压参考信号SVA'_REF是最大开关节点电压参考信号SMAX'，第二开关节点电压参考信号SVB'_REF是中间开关节点电压参考信号SINT'，并且第三开关节点电压参考信号SVC'_REF是最小开关节点电压参考信号SMIN'。
在下文中，将具有最高电压电平的输入电压称为最大输入电压Vmax，将具有最低电压电平的输入电压称为最小输入电压Vmin，并且将具有最高电压电平和最低电压电平之间的电压电平的输入电压称为中间输入电压VINT。那么，上述线间电压VLL由VLL＝Vmax-Vmin给出。参考上述内容，在稳态下，开关节点电压参考信号SVA'_REF、SVB'_REF、SVC'_REF基本上遵循输入电压V1、V2、V3，因此图12所示减法器62的输出信号SMAX'-SMIN'基本上表示线间电压VLL。图13中也示出了减法器输出信号SMAX'-SMIN'。
参考图13，以1/3模式操作功率转换器包括启用与中间电压参考信号SINT'相关联的桥臂并停用与最大开关节点电压参考信号SMAX'和最小开关节点电压参考信号SMIN'相关联的桥臂。即，在第一操作阶段P1中，例如，启用第三桥臂13，在第二操作阶段P2中启用第二桥臂12，依此类推。
参考上述内容，由控制电路4中的PWM调制器44启用和停用桥臂11、12、13。根据一个示例，PWM电路44被配置为基于以下方程来计算占空比d1、d2、d3：
Figure BDA0002410099770000251
Figure BDA0002410099770000252
Figure BDA0002410099770000253
这些方程基于方程(3c)。此外，在1/3模式下，选择由PWM调制器接收的共模信号SVCM表示的共模电压VCM，使得
Figure BDA0002410099770000254
图13还在输入电压的一个周期内示出了表示该共模电压VCM的共模电压信号SVCM。当根据方程(4A)-(4C)和(5)调整占空比d1、d2、d3时，与最大开关节点电压参考信号SMAX'相关联的桥臂的占空比在相应操作阶段中始终被“自动地”设置为+1，从而将相应的开关节点箝位到VX。此外，与最小开关节点电压参考信号SMIN'相关联的桥臂的占空比在相应操作阶段中始终被“自动地”设置为-1，从而将相应的开关节点箝位到VZ。下面将对此进行解释。
在下文中，dmax表示与在相应的操作阶段中的最大开关节点电压参考信号SMAX'相关联的桥臂的占空比，而dmin表示与在相应的操作阶段中的最小开关节点电压参考信号SMIN'相关联的桥臂的占空比。此外，Vmax'表示由最大开关节点电压参考信号SMAX'表示的期望开关节点电压，而Vmin'表示由最小开关节点电压参考信号SMIN'表示的期望开关节点电压。基于方程(4a)-(4c)和方程(5)中的一个，并且考虑到将DC链路电压V4调整为使得V4＝Vmax'-Vmin'，占空比dmax和占空比dmin由以下给出
Figure BDA0002410099770000255
Figure BDA0002410099770000256
参考上述内容，当第一功率转换器10以1/3模式操作时，DC链路电压V4由第二转换器5调整，使得其等于Vmax'-Vmin'，其中Vmax'是期望开关节点电压的最大值，而Vmin'是期望开关节点电压的最小值。在稳态下，这些期望开关节点电压Vmax'、Vmin'基本上分别等于最大输入电压Vmax和最小输入电压Vmin，使得变化的DC链路电压V4基本上等于线间电压VLL。这是可以实现正弦输入电流I1、I2、I3的最低可能DC链路电压，其中在这种情况下共模电压VCM与零不同并且由方程(5)给出。
图9中所示的功率转换器装置不限于生成DC链路电压V4，使得它由SMAX'-SMIN'定义，并且基本上等于线间电压VLL。图14示出了第二控制电路支路6的一个示例，该第二控制电路支路6被配置为生成DC链路电压V4，使得在一些时间段中，其由减法器输出信号S62(＝SMAX'-SMIN')定义，并且在一些时间段中高于由减法器输出信号S62所定义的。在这个示例中，最大选择器68接收减法器输出信号S62和最小DC链路电压信号SV4_MIN，其中最小DC链路电压信号SV4_MIN表示在第一功率转换器10的输出处应该生成的DC链路电压V4的最小值。最大选择器将它接收到的两个信号的最大值输出到乘法器63。在下文中，将由最小DC链路电压信号SV4_MIN表示的电压称为最小期望DC链路电压V4MIN。
当最小期望DC链路电压V4MIN是减法器输出信号S62的最小值或更低时，如上所述地生成DC链路电压，并且第一功率转换器10以全1/3模式操作，即，功率转换器在六个操作阶段中的每一个阶段始终以1/3模式操作。图15再次示出了此类操作模式，其中图15示出了在第一时刻t1和第二时刻t2之间以全1/3模式操作功率转换器。
当最小期望DC链路电压信号SV4_MIN高于减法器输出信号S62的最小值时，生成DC链路电压V4，使得在减法器输出信号S62高于最小期望DC链路电压信号SV4_MIN的时间段内，基于减法器输出信号S62生成DC链路电压V4。在剩余时间中基于最小期望DC链路电压信号SV4_MIN生成DC链路电压V4。在这种类型的操作中，功率转换器不再始终在六个操作阶段中的每一个阶段以1/3模式操作。取而代之的是不仅存在第一功率转换器以1/3模式操作的时间段，而且还存在桥臂11、12、13中的每个桥臂以PWM模式操作的时间段。这在图15中的第二时刻t2和第三时刻t3之间示出。
在这些时刻t2、t3之间，最小期望DC链路电压V4MIN增大，以便说明功率转换器的操作如何根据期望DC链路电压V4MIN而改变。最小期望DC链路电压V4MIN是DC链路电压V4的最小值，这也在图15中被示出。基本上，如从图15中所见，功率转换器在输入电压V1、V2、V3的一个周期期间以1/3模式操作的持续时间随着最小DC链路电压V4MIN增大而减小。功率转换器以1/3模式和3/3模式交替操作的操作模式(如图15中时刻t2和t3之间所示)在下文中被称为部分升压模式。
当根据方程(4a)-(4c)计算占空比d1、d2、d3时，功率转换器自动在1/3模式和3/3模式之间变化，因为这些占空比取决于由第二功率转换器5调整的DC链路电压V4。在部分升压模式下，共模电压VCM可以与全1/3模式下相同。然而，在功率转换器在部分升压模式下以3/3模式操作的那些时间段中，共模电压VCM可以不同于1/3模式下的共模电压。只有在全1/3模式下，共模电压VCM才被限制为方程(5)中给出的值。然而，在部分升压模式和全升压模式下，调整共模电压VCM具有一定自由度，使其不同于方程(5)中给出的值。在这些操作模式下，调整共模电压VCM可用的自由度可用于调整共模电压VCM，使得进入中点的电流IY最小化。下文将进一步对此进行详细解释。
图16示出了第一功率转换器10的不同操作模式，其取决于最小期望DC链路电压信号SV4_MIN和输入电压V1、V2、V3的相位角。更具体而言，图16示出了六个操作阶段P1-P6中任意一个中的不同操作模式，其中这些操作阶段中的每个覆盖输入电压V1、V2、V3的一个周期的60°。在图16中，0°的相位角表示相应操作阶段的开始，60°的相位角表示相应操作阶段的结束，并且30°的相位角表示相应操作阶段的中间，其是相应操作阶段中的中间输入电压过零时的时刻。
参考图16，当最小期望DC链路电压信号SV4_MIN低于减法器输出信号S62的最小值时，功率转换器以全1/3模式操作。参考上述内容，在稳态下，减法器输出信号S62基本上表示线间电压VLL，使得当最小期望DC链路电压V4MIN低于最小线间电压VLL_MIN时，功率转换器以全1/3模式操作。
此外，参考图16，当最小期望DC链路电压信号SV4_MIN在减法器输出信号S62的最小值和减法器输出信号S62的最大值之间时，功率转换器以部分升压模式操作。在稳态下，减法器输出信号S62的最大值实质上等于最大线间电压VLL_MAX，使得当DC链路电压V4在最小线间电压VLL_MIN和最大线间电压VLL_MAX之间时，功率转换器以部分升压模式操作。在部分升压模式下，操作阶段中的功率转换器以3/3模式操作的部分随着最小期望DC链路电压V4MIN增大而增大，并且操作阶段中的功率转换器以1/3模式操作的部分随着最小期望DC链路电压V4MIN增大而减小。
参考图16，当最小期望DC链路电压信号SV4_MIN高于减法器输出信号S62的最大值时，功率转换器以全3/3模式操作。在此操作模式下，DC链路电压V4基本上是恒定的，并且仅取决于最小期望DC链路电压信号SV4_MIN。
在图12和图14所示的控制电路中，控制输入电流I51、I52，使得第一电容器电压VC1和第二电容器电压VC2中的每一个等于期望DC链路电压V4的50％。然而，这仅是一个示例。根据图17所示的另一示例，控制输入电流I51、I52，使得第一电容器电压等于k1乘以期望DC链路电压V4，并且第二电容器电压等于k2乘以期望DC链路电压V4，其中k1+k2＝1，k1＞0，k2＞0。在这种情况下，第一电容器电压VC1和第二电容器电压VC2不同。在这种情况下，可以由控制电路4中的PWM调制器44基于方程(3a)和(3b)计算占空比d1、d2、d3。可选地，第二控制电路支路6可以包括参考图14所解释类型的最大选择器。
在图12、图14和图17所示的示例中，第一转换器级51和第二转换器级52不仅调节DC链路电压V4，而且还调节第一电容器电压VC1和第二电容器电压VC2。根据图18所示的另一示例，平衡电路7调节第一电容器电压VC1和第二电容器电压VC2之比。在这种情况下，第一转换器级51和第二转换器级52仅调节DC链路电压V4。此外，在这种情况下，两个转换器级51、52可以由一个转换器级代替。
参考图19，平衡电路可以包括连接在第一DC链路节点X和连接到中点Y的电感器73之间的第一开关71、以及连接在第二DC链路节点Z和电感器73之间的第二开关72。控制电路74接收第一电容器电压信号SVC1和第二电容器电压信号SVC2，并且被配置为对第一开关71和第二开关72的操作进行控制，以使得在这些电压VC1、VC2之间存在预定义的比率，例如1:1或k1:k2。通过适当地通断第一开关71和第二开关72，可以在第一DC链路电容器C1和第二DC链路电容器C2之间传输能量。例如，当第一开关导通(而第二开关72关断)时，能量从第一DC链路电容器C1取出，存储在电感器73中，并在第一开关关断和第二开关72导通时传输到第二DC链路电容器C2。操作两个开关71、72的占空比定义了电容器电压VC1、VC2之比，其中当两个开关71、72的占空比为50％时，电容器电压VC1、VC2基本相等。
参考上述内容，在图9所示的功率转换器装置中，DC链路电压由第二功率转换器5调整，其中第二功率转换器的输出电压VOUT可由诸如由功率转换器装置充电的电池等负载来定义。此外，DC链路电压V4可以由上述最小DC链路电压信号SV4_MIN来调整。调整DC链路电压V4可以有助于实现第二功率转换器的高转换器效率。基本上，功率转换器的输入电压和输出电压之差越小，效率就越高。因此，根据一个示例，可以基于输出电压VOUT来调整最小DC链路电压信号SV4_MIN，使得最小期望DC链路电压V4MIN随着输出电压VOUT的增大而增大。
减少开关模式的另一个示例被称为2/3+PWM模式，并在下文中进行解释。在这种类型的操作模式下，功率转换器10或者以2/3模式操作，或者以3/3模式(PWM模式)操作，在2/3模式下停用桥臂11、12、13中的一个，并启用桥臂11、12、13中的另两个，而在3/3模式(PWM模式)下启用每个桥臂11、12、13。基本上，在图1和图3所示类型的功率转换器10中，输入电流I1、I2、I3之和为零，即I1+I2+I3＝0。因此，通过调节三个输入电流I1、I2、I3中的两个，自动调节三个输入电流I1、I2、I3中的第三个。因此，功率转换器可以如此操作，以使得每次停用桥臂11、12、13中的一个。可以交替地停用桥臂11、12、13，每一个持续预定义的时间段。这种类型的操作模式可以被称为全2/3模式。然而，在全2/3模式下，中点电流IY(即进入中点Y的电流)可能相对较高。然而，后者会对功率转换损耗产生不利影响。
在3/3模式下，可以通过适当地选择共模电压VCM来减小中点电流IY(在下文中也称为共模电流)。在可以插入的共模电压足够高的情况下，通过适当地选择共模电压，甚至可以将中点电流IY减小到零。在下文中，VCMzmc表示零中点电流(ZMC)共模电压，这是中点电流IY为零时的共模电压。ZMC共模电压VCMzmc由以下给出：
Figure BDA0002410099770000301
其中，min_abs{VA′；VB′；VC′}(也称为Vmin_abs')是期望开关节点电压VA'、VB'、VC'中具有最低绝对值的期望开关节点电压。例如，如果|VA'|<VB'|且|VA'|<VC'|，则Vmin_abs'＝VA'。因此，Vmin_abs'的绝对值等于具有最低绝对值的开关节点电压的绝对值，|Vmin_abs'|＝min{|VA'|；|VB'|；|VC'|}，Vmin_abs'的符号等于具有最低绝对值的开关节点电压的符号，因此Vmin_abs'可以为正或负。同样地，max_abs{VA′；VB′；VC′}(也称为Vmax_abs')是期望开关节点电压VA'、VB'、VC'中具有最高绝对值的期望开关节点电压。例如，如果|VA'|>|VB'|且|VA'|>|VC'|，则Vmax_abs'＝VA'。
另一方面，为了实现正弦输入电流I1、I2、I3，对第一DC链路节点电压VX和第二DC链路节点电压VZ存在约束，使得第一DC链路节点电压VX等于或高于期望开关节点电压VA'、VB'、VC'的最大值Vmax'，并且第二DC链路节点电压VZ等于或低于期望开关节点电压VA'、VB'、VC'的最小值Vmin'，即
VX≥Vmax' (8a)
VZ≤Vmin' (8b)。
参考上述内容，
Figure BDA0002410099770000302
且
Figure BDA0002410099770000303
因此基于方程(8a)和(8b)，可以表明共模电压VCM必须满足以下不等式，以便获得正弦输入电流：
Figure BDA0002410099770000304
Figure BDA0002410099770000305
在下面，
Figure BDA0002410099770000306
其表示最大允许共模电压，及
Figure BDA0002410099770000307
其表示最小允许共模电压。
为了实现零中点电流和正弦输入电压，共模电压VCM应满足以下条件，
VCM＝VCMzmc (11a)
VCMmin≤VCM≤VCMmax (11b)。
然而，特别是当DC链路电压V4接近最大的线间电压VLL_MAX时，不能同时满足两个条件(11a)、(11b)。
根据一个示例，以2/3+PWM模式操作功率转换器包括：
(a)只要ZMC共模电压VCMzmc在最大共模电压VCMmax和最小共模电压VCMmin给出的范围内时，即，只要：
VCMmin≤VCMzmc≤VCMmax (12a)，
则以3/3模式操作功率转换器；以及
(b)只要ZMC共模电压VCMzmc超出最大共模电压VCMmax和最小共模电压VCMmin给出的范围以外时，即，只要：
VCMzmc>VCMmax (12b)，
或
VCMzmc<VCMmin (12c)，
则以2/3模式操作功率转换器。
根据一个示例，在3/3模式下，调整共模电压VCM，使其等于ZMC共模电压VCMzmc。在2/3模式下，可以以各种方式调整共模电压VCM，使得其在最大共模电压VCMmax和最小共模电压VCMmin给出的范围内。根据一个示例，调整共模电压VCM使得当ZMC共模电压VCMzmc大于最大共模电压VCMmax时，其等于最大共模电压VCMmax，并且使得当ZMC共模电压VCMzmc小于最小共模电压VCMmin时，其等于最小共模电压VCMmin。
图20示出了信号图，该信号图示出了根据一个示例的以2/3+PWM模式操作功率转换器。特别地，图20示出了DC链路电压V4、输入电压V1、V2、V3、最大共模电压VCMmax和最小共模电压VCMmin、ZMC共模电压VCMzmc、共模电压VCM和驱动信号S1、S2、S3。如从图20中所见，只要ZMC共模电压VCMzmc在最大共模电压VCMmax和最小共模电压VCMmin给出的范围内时，功率转换器就以PWM模式(3/3模式)操作，其中调整共模电压VCM使得其等于ZMC共模电压VCMzmc。当ZMC共模电压VCMzmc在最大共模电压VCMmax和最小共模电压VCMmin给出的范围之外时，功率转换器以2/3模式操作，其中，调整共模电压VCM使得当ZMC共模电压VCMzmc大于最大共模电压VCMmax时，其等于最大共模电压VCMmax，并且使得当ZMC共模电压VCMzmc小于最小共模电压VCMmin时，其等于最小共模电压VCMmin。此外，参考图20，交替停用桥臂11、12、13。即，当功率转换器进入2/3模式时，桥臂11、12、13中的一个被停用，并且只要2/3模式占主导地位就一直保持被停用。下一次功率转换器进入2/3模式时，停用桥臂11、12、13中的另一个。这样，当功率转换器每隔两次进入2/3模式时，停用同一桥臂。
根据一个示例，当根据方程(4a)、(4b)、(4c)计算占空比d1、d2、d3并将共模电压VCM限制为VCMmax或VCMmin时，自动实现该停用策略，即当ZMC共模电压VCMzmc大于最大共模电压VCMmax时，调整共模电压VCM以使得其等于最大共模电压VCMmax，并且当ZMC共模电压VCMzmc小于最小共模电压VCMmin时，调整共模电压VCM以使得其等于最小共模电压VCMmin。当将共模电压VCM限制为VCMmax时，具有最大开关节点电压Vmax'的桥臂的占空比变为+1，从而自动停用相应的桥臂。同样地，当将共模电压VCM限制为VCMmin时，具有最小开关节点电压Vmin'的桥臂的占空比变为-1，从而自动停用相应的桥臂。
图20进一步示出了中点电流IY。如可以看出的，中点电流IY在3/3模式下为零，并且仅在功率转换器以2/3模式操作的那些时间段中(在那些相位角处)，中点电流IY不同于零。
基本上，功率转换器在输入电压的一个周期中以2/3模式操作的时间段的持续时间取决于DC链路电压V4。这在图21和图22中示出。
图21示出了第一功率转换器10的取决于DC链路电压V4和输入电压V1、V2、V3的相位角的不同操作模式。更具体而言，图21示出了六个操作阶段P1-P6中任意一个中的不同操作模式，其中这些操作阶段中的每个覆盖输入电压V1、V2、V3的一个周期的60°。在图21中，0°的相位角表示相应操作阶段的开始，60°的相位角表示相应操作阶段的结束，并且30°的相位角表示相应操作阶段的中间，其是相应操作阶段中的中间输入电压过零时的时刻。
参考上述内容，当DC链路电压V4大于最大线间电压VLL_MAX时，功率转换器可以以2/3+PWM模式操作。在2/3+PWM模式下，操作阶段中的功率转换器以3/3模式操作的部分随着DC链路电压V4增大而增大，并且操作阶段中的功率转换器以2/3模式操作的部分随着最小期望DC链路电压V4MIN增大而减小。此外，当DC链路电压V4使得ZMC共模电压VCMzmc在输入电压V1、V2、V3的一个周期内始终在最大共模电压VCMmax和最小共模电压VCMmin给出的范围内时，功率转换器以全3/3模式操作。在功率转换器从2/3+PWM模式改变到全3/3模式时的DC链路电压阈值V4FULL_3_3大于最大线间电压VLL_MAX，并且小于输入电压V1、V2、V3的振幅的两倍。
参考上述内容，可以在高于最大线间电压VLL_MAX的每一DC链路电压V4下以2/3模式操作功率转换器。因此，可以在高于V4FULL_3_3的DC链路电压下以2/3模式或2/3+PWM模式操作功率转换器。然而，这将增大中点电流IY，因此这是不可取的。然而，在最大线间电压VLL_MAX和V4FULL_3_3之间的DC链路电压下以2/3+PWM模式操作功率转换器有助于减小损耗。
图22示出了驱动信号S1、S2、S3、输入电压和输入电流I1、I2、I3以及2/3+PWM模式和全3/3模式下的DC链路电压的信号图。如从这些信号图中还可以看出的，功率转换器以2/3模式操作的时间段的持续时间随着DC链路电压V4增大而减小。
图1或图3所示类型的功率转换器可以通过图23所示类型的控制电路以2/3+PWM模式操作。该控制电路基于图6所示的控制电路，并且包括本文之前所述类型的PWM调制器44，其根据方程(4a)-(4c)生成驱动信号S1、S2、S3的占空比。此外，共模信号发生器45被配置为生成由PWM调制器接收的共模电压信号SVCM，以使得(a)当ZMC共模电压VCMzmc在最大共模电压VCMmax和最小共模电压VCMmin给出的范围内时，由共模电压信号SVCM表示的共模电压VCM等于ZMC共模电压VCMzmc；以及(b)当ZMC共模电压VCMzmc在最大共模电压VCMmax和最小共模电压VCMmin给出的范围之外时，共模电压VCM在该范围内。为了根据方程(7)、(10a)、(10b)计算最大共模电压VCMmax、最小共模电压VCMmin和ZMC共模电压VCMzmc，共模信号发生器45接收表示DC链路电压V4的DC链路电压信号SV4和表示期望开关节点电压VA'、VB'、VC'的开关节点电压参考信号SVA'_REF、SVB'_REF、SVC'_REF，。
在上面的解释中，假设当DC链路电压V4高于最大线间电压VLL_MAX时，(第一)功率转换器10可以以2/3+PWM模式操作。当DC链路电压V4高于最大线间电压VLL_MAX时，功率转换器以全升压模式操作。然而，当功率转换器10以上述部分升压模式操作时，也可以使用2/3+PWM模式。下面参考图24和图25对此进行说明。
图24示出了在六个操作阶段P1-P6中的任意一个中第一功率转换器10的取决于DC链路电压V4和输入电压V1、V2、V3的相位角的不同操作模式。参考上述内容，当DC链路电压V4基本上在最小线间电压VLL_MIN和最大线间电压VLL_MAX之间时，功率转换器以部分升压模式操作。在图24所示的示例中，在部分升压模式下，功率转换器以1/3模式、2/3模式或3/3模式操作，其中随着DC链路电压V4增大，功率转换器以1/3模式操作的相位角范围(时间段的持续时间)减小，并且功率转换器以2/3或3/3模式操作的相位角范围增大。
图25示出了以部分升压模式和2/3+PWM模式操作功率转换器的相应信号图。
当利用参考图22解释的类型的共模电压信号发生器45生成共模电压信号SVCM时，可以通过图10所示类型的控制电路来实现以图24和图25所示类型的部分升压模式操作第一功率转换器10。在这种情况下，当第二功率转换器5生成DC链路电压V4，使得其等于Smax'-Smin'表示的电压时，共模电压信号发生器45自动生成共模信号，以使得共模电压VCM符合方程(5)，即1/3模式下使用的共模电压。

Claims (33)

1.一种方法，包括：
以减少开关模式操作功率转换器(10)，其中，所述功率转换器包括：
三个输入节点(A、B、C)，每个输入节点被配置为接收三个输入电压(V1、V2、V3)中相应的一个；
两个DC链路节点(X、Z)，被配置为提供DC链路电压(V4)；
中点(Y)，耦合到所述两个DC链路节点(X、Z)中的每一个；
三个电感器(L1、L2、L3)，每个电感器连接到所述三个输入节点(A、B、C)中相应的一个；以及
整流器桥(1)，包括三个桥臂(11、12、13)，每个桥臂通过所述三个电感器(L1、L2、L3)中相应的一个耦合到所述三个输入节点(A、B、C)中相应的一个，并在相应的开关节点(A'、B'、C')处连接到所述三个电感器(L1、L2、L3)中相应的一个，其中，所述三个桥臂(11、12、13)中的每一个还连接到所述两个DC链路节点(X、Z)和所述中点(Y)，并且包括至少一个电子开关(Q1、Q2、Q3)，并且
其中，以所述减少开关模式操作所述功率转换器包括：
在预定义的时间段内停用所述三个桥臂(11、12、13)中的至少一个。
2.根据权利要求1所述的方法，
其中，以所述减少开关模式操作所述功率转换器包括以1/3模式操作所述功率转换器，并且
其中，以所述1/3模式操作所述功率转换器包括在所述输入电压(V1、V2、V3)的周期的特定部分内停用所述三个桥臂(11、12、13)中的两个并启用所述三个桥臂(11、12、13)中的一个。
3.根据权利要求2所述的方法，还包括：
在所述三个输入电压(V1、V2、V3)的所述周期中始终以所述1/3模式操作所述功率转换器。
4.根据权利要求2所述的方法，还包括：
在所述三个输入电压(V1、V2、V3)的所述周期的特定部分以所述1/3模式操作所述功率转换器。
5.根据权利要求3所述的方法，还包括：
在所述三个输入电压(V1、V2、V3)的所述周期的剩余时间内，以3/3模式操作所述功率转换器，在所述3/3模式下没有停用任何一个桥臂。
6.根据权利要求3所述的方法，还包括：
在所述三个输入电压(V1、V2、V3)的所述周期的剩余时间内，以2/3模式操作所述功率转换器或以3/3模式操作所述功率转换器，在所述2/3模式下停用所述桥臂中的一个，而在所述3/3模式下没有停用任何一个桥臂。
7.根据权利要求2至6中任一项所述的方法，其中，以所述1/3模式操作所述功率转换器还包括：
计算每个所述桥臂(11、12、13)的期望开关节点电压(VA'、VB'、VC')；
停用所述桥臂中与所述期望开关节点电压(VA'、VB'、VC')的最大值(Vmax')相关联的一个；以及
停用所述桥臂中与所述期望开关节点电压(VA'、VB'、VC')的最小值(Vmin')相关联的一个。
8.根据权利要求7所述的方法，其中，所述方法还包括由另一功率转换器(5)调节所述DC链路电压(V4)。
9.根据权利要求8所述的方法，
其中，每个所述期望开关节点电压(VA'、VB'、VC')取决于所述输入电压(V1、V2、V3)中相应的一个和所述另一功率转换器(5)的输出参数，并且
其中，由所述另一功率转换器(5)调节所述DC链路电压(V4)包括根据所述期望开关节点电压(VA'、VB'、VC')的最大值(Vmax')和所述期望开关节点电压(VA'、VB'、VC')的最小值(Vmin')之间的差来调节所述DC链路电压(V4)。
10.根据权利要求9所述的方法，
其中，所述输出参数是所述另一功率转换器(5)的输出电流(IOUT)。
11.根据权利要求9所述的方法，
其中，所述输出参数是所述另一功率转换器(5)的输出电压。
12.根据权利要求9所述的方法，其中，所述方法还包括：
根据与所述桥臂(11、12、13)中的启用桥臂相关联的所述期望开关节点电压，通过对所述启用桥臂中的至少一个电子开关的开关模式操作来调整所述启用桥臂的开关节点电压。
13.根据权利要求1所述的方法，
其中，以所述减少开关模式操作所述功率转换器包括以2/3模式操作所述功率转换器，并且
其中，以所述2/3模式操作所述功率转换器包括在所述输入电压(V1、V2、V3)的周期的特定部分内停用所述三个桥臂(11、12、13)中的一个并启用所述三个桥臂(11、12、13)中的两个。
14.根据权利要求13所述的方法，
其中，以所述2/3模式操作所述功率转换器包括：
计算零中点电流(ZMC)共模电压(VCMzmc)、最小期望共模电压(VCMmin)和最大期望共模电压(VCMmax)；以及
当所述ZMC共模电压(VCMzmc)在由所述最小期望共模电压(VCMmin)和所述最大期望共模电压(VCMmax)限定的电压范围之外时，以所述2/3模式操作所述功率转换器。
15.根据权利要求14所述的方法，还包括调整所述共模电压(VCM)，使得：
当所述ZMC共模电压(VCMzmc)大于所述最大期望共模电压(VCMmax)时，所述共模电压等于所述最大期望共模电压(VCMmax)以及
当所述ZMC共模电压(VCMzmc)小于所述最小期望共模电压(VCMmin)时，所述共模电压等于所述最小期望共模电压(VCMmin)。
16.一种功率转换器装置，包括：
第一功率转换器(10)、第二功率转换器(5)和控制电路(4)，所述控制电路被配置为控制所述第一功率转换器(10)和所述第二功率转换器(5)的操作，
其中，所述第一功率转换器包括：
三个输入节点(A、B、C)，每个输入节点被配置为接收三个输入电压(V1、V2、V3)中相应的一个；
两个DC链路节点(X、Z)，被配置为提供DC链路电压(V4)；
中点(Y)，耦合到所述两个DC链路节点(X、Z)中的每一个；
三个电感器(L1、L2、L3)，每个电感器连接到所述三个输入节点(A、B、C)中相应的一个；以及
整流器桥(1)，包括三个桥臂(11、12、13)，每个桥臂通过所述三个电感器(L1、L2、L3)中相应的一个耦合到所述三个输入节点(A、B、C)中相应的一个，并在相应的开关节点(A'、B'、C')处连接到所述三个电感器(L1、L2、L3)中相应的一个，其中，所述三个桥臂(11、12、13)中的每一个还连接到所述两个DC链路节点(X、Z)和所述中点(Y)，并且包括至少一个电子开关(Q1、Q2、Q3)，并且
其中，所述控制电路(4)被配置为控制所述第二功率转换器(5)的操作，使得所述第二功率转换器(5)调节所述第一功率转换器(10)的所述两个DC链路节点(X、Z)之间的DC链路电压(V4)。
17.根据权利要求16所述的功率转换器装置，
其中，所述控制电路(4)被配置为根据所述输入电压(V1、V2、V3)中相应的一个和输出参数(IOUT)计算各自与所述第一功率转换器中的所述桥臂(11、12、13)中的一个相关联的期望开关节点电压(VA'、VB'、VC')，并且
其中，所述控制电路(4)被配置为控制所述第二功率转换器(5)的操作，使得所述DC链路电压(V4)取决于所述期望开关节点电压(VA'、VB'、VC')。
18.根据权利要求17所述的功率转换器装置，
其中，所述控制电路(4)还被配置为控制所述第二功率转换器(5)的操作，使得所述DC链路电压(V4)还取决于表示最小期望DC链路电压的信号。
19.根据权利要求18所述的功率转换器装置，
其中，所述控制电路(4)被配置为控制所述第二功率转换器(5)的操作，使得所述DC链路电压(V4)取决于所述期望开关节点电压(VA'、VB'、VC')的最大值(Vmax')和所述期望开关节点电压(VA'、VB'、VC')的最小值(Vmin')之间的差。
20.根据权利要求18或19所述的功率转换器装置，其中，所述控制电路(4)还被配置为：
针对每个所述桥臂(11、12、13)，根据所述期望开关节点电压(VA'、VB'、VC')中相应的一个来计算相应的占空比(d1、d2、d3)；以及
根据所述相应的占空比(d1、d2、d3)，操作每个所述桥臂(11、12、13)中的所述至少一个电子开关(Q1、Q2、Q3)。
21.根据权利要求20所述的功率转换器装置，
其中，所述控制电路(4)还被配置为确定期望共模电压(VCM)并进一步根据所述期望共模电压(VCM)计算每个所述占空比(d1、d2、d3)。
22.根据权利要求21所述的功率转换器装置，其中，所述控制电路(4)被配置为通过以下方式确定所述期望共模电压：
计算最大期望共模电压(VCMmax)和最小期望共模电压(VCMmin)；以及
选择所述期望共模电压，使得它在由所述最大期望共模电压(VCMmax)和所述最小期望共模电压(VCMmin)给出的范围内。
23.根据权利要求22所述的功率转换器装置，
其中，所述最大期望共模电压(VCMmax)和所述最小期望共模电压(VCMmin)中的每一个都取决于所述DC链路电压(V4)和所述期望开关节点电压(VA'、VB'、VC')。
24.根据权利要求22或23所述的功率转换器装置，其中，所述控制电路(4)还被配置为：
计算零中点电流(ZMC)共模电压(VCMzmc)，以及
选择所述期望共模电压(VCM)，使得当所述ZMC共模电压(VCMzmc)在由所述最大期望共模电压(VCMmax)和所述最小期望共模电压(VCMmin)给出的范围内时，所述期望共模电压等于所述ZMC共模电压(VCMzmc)。
25.一种方法，包括：
通过第二功率转换器(5)调节第一功率转换器(10)的DC链路电压(V4)，
其中，所述第一功率转换器包括：
三个输入节点(A、B、C)，每个输入节点被配置为接收三个输入电压(V1、V2、V3)中相应的一个；
两个DC链路节点(X、Z)，被配置为提供所述DC链路电压(V4)；
中点(Y)，耦合到所述两个DC链路节点(X、Z)中的每一个；
三个电感器(L1、L2、L3)，每个电感器连接到所述三个输入节点(A、B、C)中相应的一个；以及
整流器桥(1)，包括三个桥臂(11、12、13)，每个桥臂通过所述三个电感器(L1、L2、L3)中相应的一个耦合到所述三个输入节点(A、B、C)中相应的一个，并在相应的开关节点(A'、B'、C')处连接到所述三个电感器(L1、L2、L3)中相应的一个，其中，所述三个桥臂(11、12、13)中的每一个还连接到所述两个DC链路节点(X、Z)和所述中点(Y)，并且包括至少一个电子开关(Q1、Q2、Q3)。
26.根据权利要求25所述的方法，还包括：
根据所述输入电压(V1、V2、V3)中相应的一个和输出参数(IOUT)，计算各自与所述第一功率转换器中的所述桥臂(11、12、13)中的一个相关联的期望开关节点电压(VA'、VB'、VC')，以及
调节所述DC链路电压(V4)，使得其取决于所述期望开关节点电压(VA'、VB'、VC')。
27.根据权利要求26所述的方法，
其中，所述DC链路电压(V4)还取决于表示最小期望DC链路电压的信号。
28.根据权利要求27所述的方法，
其中，所述DC链路电压(V4)取决于所述期望开关节点电压(VA'、VB'、VC')的最大值(Vmax')和所述期望开关节点电压(VA'、VB'、VC')的最小值(Vmin')之间的差。
29.根据权利要求27或28所述的方法，还包括：
根据所述期望开关节点电压(VA'、VB'、VC')中相应的一个来计算每个所述桥臂(11、12、13)的相应的占空比(d1、d2、d3)；以及
根据所述相应的占空比(d1、d2、d3)，操作每个所述桥臂(11、12、13)中的所述至少一个电子开关(Q1、Q2、Q3)。
30.根据权利要求29所述的方法，还包括：
确定期望共模电压(VCM)并进一步根据所述期望共模电压(VCM)计算每个所述占空比(d1、d2、d3)。
31.根据权利要求30所述的方法，其中，确定所述期望共模电压(VCM)包括：
计算最大期望共模电压(VCMmax)和最小期望共模电压(VCMmin)；以及
选择所述期望共模电压，使得它在由所述最大期望共模电压(VCMmax)和所述最小期望共模电压(VCMmin)给出的范围内。
32.根据权利要求31所述的方法，
其中，所述最大期望共模电压(VCMmax)和所述最小期望共模电压(VCMmin)中的每一个都取决于所述DC链路电压(V4)和所述期望开关节点电压(VA'、VB'、VC')。
33.根据权利要求31或32所述的方法，还包括：
计算零中点电流(ZMC)共模电压(VCMzmc)，以及
选择所述期望共模电压(VCM)，使得当所述ZMC共模电压(VCMzmc)在由所述最大期望共模电压(VCMmax)和所述最小期望共模电压(VCMmin)给出的范围内时，所述期望共模电压等于所述ZMC共模电压(VCMzmc)。
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