JP2016039705A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】簡素な回路構成で交流電源から電力を取り出し絶縁された負荷へ電力を供給でき、さらに、電力変換装置としての変換効率向上と電流高調波抑制機能の両立を図る。【解決手段】電力変換装置は、交流電力を絶縁された直流電力に変換する電力変換回路と制御手段で構成し、制御手段は、電力変換回路を流れる回路電流と交流電源の電圧とに基づいて、パルス信号を第１のスイッチと第４のスイッチの組と、第２のスイッチと第３のスイッチの組を、交互に開閉する。この開閉により電力変換装置には、交流電源の低周波成分にスイッチングの高周波成分が混在した電流が流れる。【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、交流電源から得られる交流電圧を直流電圧に変換して負荷へ電力を供給する電力変換装置に関する。

交流電圧を直流電圧に変換する方法として、次の２つの方法が一般的に知られている。第１の方法は、ダイオードブリッジ回路と平滑コンデンサとを用いる。ダイオードブリッジ回路は、交流電源からの交流を全波整流する。平滑コンデンサは、全波整流後の直流を平滑する。

この第１の方法は、交流電圧が正または負のいずれの場合においても、常に２つのダイオードの直列回路を電流が流れる。このとき、２つのダイオードでは、それぞれダイオードを流れる電流とダイオードの順方向電圧との積に相当する電力損失が発生する。

第２の方法は、第１の方法のダイオードブリッジ回路と平滑コンデンサとの間に力率改善コンバータ（ＰＦＣ）を介在させる。力率改善コンバータは、交流電源に流れる電流が正弦波状になるように制御し、なおかつ、交流電源の電圧位相と等しくなるように制御する。

この第２の方法も、全波整流の際に２つのダイオードの直列回路を電流が流れるため、電力損失が発生する。それに加えて、力率改善コンバータを構成する電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）とダイオードとを交互に電流が流れるため、さらなる損失が発生する。

また、力率改善コンバータは、入力電流の波形を正弦波にする必要上、出力電圧を入力電圧よりも高く設定しなければならない。ところが、負荷で必要な電圧は、必ずしも入力電圧よりも高い電圧であるとは限らない。その場合は、力率改善コンバータの後段に降圧コンバータを接続する。そして、力率改善コンバータで昇圧された電圧を所望の電圧まで降圧する。この降圧の際にも損失が発生する。電力変換装置全体としては、ＡＣ−ＤＣ変換、ＤＣ−ＤＣ（昇圧）変換、ＤＣ−ＤＣ（降圧）変換の３段の構成となり、電力変換効率はこれらの変換効率の積となって現れる。例えば１段あたりの効率を０．９５とした場合、３段では０．９５×０．９５×０．９５＝０．８６となる。つまり効率９５％の優れた変換であっても３段接続では８６％まで落ちてしまう。このように、個々の変換効率は良くても、多段にすることで変換効率は著しく低下する。

昨今、電子機器の省電力化要求が高まっており、同時に、外部環境に悪影響を及ぼさないように電流高調波ノイズを出さないことも必須の条件である。このため、負荷へ電力を供給する電力変換装置の変換効率向上と電流高調波抑制機能の両立とが求められている。

特開２０１１−１４７２７７号公報

本発明が解決しようとする課題は、交流電源から電力を得て、絶縁された負荷へ直流電力を供給する電力変換装置の変換効率向上と電流高調波抑制機能の両立を図ることにある。

一実施形態において、電力変換装置は、電力変換回路と、制御部とを備える。
電力変換回路は、第１のスイッチと第２のスイッチとを直列に接続するとともに、第３のスイッチと第４のスイッチとを直列に接続する。電力変換回路は、前記第１のスイッチと前記第３のスイッチ及び第２のスイッチと第４のスイッチをそれぞれ接続し、前記第３のスイッチと第４のスイッチの両端に第２のキャパシタを接続する。電力変換回路は、前記第１のスイッチと第２のスイッチとの接続点と、前記第３のスイッチと第４のスイッチとの接続点との間に、第１のキャパシタと第２のインダクタとからなる直列回路と、第３のキャパシタとトランスの一次巻線とからなる直列回路とを並列に接続する。電力変換回路は、前記トランスの二次巻線の一方の側に、第１のダイオードと第３のインダクタと第４のキャパシタとが直列閉となるように接続し、前記二次巻線の他方の側に、第２のダイオードと第４のインダクタと前記第４のキャパシタとが直列閉となるように接続する。電力変換回路は、前記第１のキャパシタの両端に第１のインダクタを介して交流電源を接続し、前記第４のキャパシタの両端に負荷を接続する。
制御部は、前記交流電源から入力される電圧を検出する手段から得られる入力電圧と、前記負荷に出力される電圧を検出する手段から得られる出力電圧と、前記電力変換回路を流れる電流を検出する手段から得られる回路電流と、前記第２のキャパシタの電圧を検出する手段から得られる平滑電圧とに基づいて、前記交流電源の低周波成分に高周波成分が混在した電流が前記電力変換回路を流れるように前記第１のスイッチと第４のスイッチの組と前記第２のスイッチと第３のスイッチの組とを交互に開閉させるためのパルス信号を、前記第１のスイッチと前記第４のスイッチの組と前記第２のスイッチと第３のスイッチの組とに供給する。

第１の実施形態の電力変換装置を示す回路構成図。 第１の実施形態において、回路電流がエンベロープ間で折り返す動作説明に用いる波形図。 第１の実施形態において、制御部の概略構成を示すブロック図。 第１の実施形態において、第１機能部の具体的な構成を示すブロック図。 第１の実施形態において、第２機能部の具体的な構成を示すブロック図。 第１の実施形態において、第１機能部及び第２機能部の動作説明に用いる波形図。 第２の実施形態において、第１機能部の具体的な構成を示すブロック図。 第２の実施形態において、回路電流がエンベロープ間で折り返す動作説明に用いる波形図。 第３の実施形態の電力変換装置を示す回路構成図。 第３の実施形態において、回路電流がエンベロープ間で折り返す動作説明に用いる波形図。 第３の実施形態において、第１機能部及び第２機能部の動作説明に用いる波形図。 第４の実施形態において、制御部の概略構成を示すブロック図。 第４の実施形態において、第１機能部の具体的な構成を示すブロック図。 第４の実施形態において、第２機能部の具体的な構成を示すブロック図。 第４の実施形態において、第１機能部及び第２機能部の動作説明に用いる波形図。 第５の実施形態において、第１機能部及び第２機能部の動作説明に用いる波形図。

以下、電力変換装置の実施形態について、図面を用いて説明する。

［第１の実施形態］
はじめに、第１の実施形態の電力変換装置１００について説明する。
図１は、電力変換装置１００を示す回路構成図である。電力変換装置１００は、交流電源Ｖａｃの電力を、絶縁された直流電圧に変換し、この直流電圧を負荷５へ出力する。

電力変換装置１００は、第１〜第４の半導体スイッチ（以下、単にスイッチと称する）Ｓ１、Ｓ２、Ｓ３、Ｓ４と、第１〜第４のインダクタＬ１、Ｌ２、Ｌ３、Ｌ４と、第１〜第４のキャパシタＣ１、Ｃ２、Ｃ３、Ｃ４と、絶縁トランスＴ１と、第１及び第２のダイオードＤ１、Ｄ２とを用いて電力変換回路１０１を構成する。スイッチＳ１〜Ｓ４は、いずれもＮ型電解効果型トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）を使用する。スイッチＳ１〜Ｓ４は、ＭＯＳＦＥＴと同等の特性を有するＧａＮパワーデバイスまたはＳｉＣパワーデバイスを使用してもよい。

電力変換回路１０１は、第１のスイッチＳ１と第２のスイッチＳ２と第３のスイッチＳ３と第４のスイッチＳ４とを直列に接続して、閉ループを形成する。具体的には電力変換回路１０１は、第１のスイッチＳ１のソース端子を第２のスイッチＳ２のドレイン端子に接続し、第３のスイッチＳ３のソース端子を第４のスイッチＳ４のドレイン端子に接続し、第１のスイッチＳ１のドレイン端子を第３のスイッチＳ３のドレイン端子に接続し、第２のスイッチＳ２のソース端子を第４のスイッチＳ４のソース端子に接続する。

ここで説明の便宜上、第１のスイッチＳ１と第２のスイッチＳ２との接続点のノード名称をＵ端子と称する。第３のスイッチＳ３と第４のスイッチＳ４との接続点のノード名称をＶ端子と称する。第１のスイッチＳ１と第３のスイッチＳ３との接続点のノード名称をＸ端子と称する。第２のスイッチＳ２と第４のスイッチＳ４との接続点のノード名称をＹ端子と称する。

電力変換回路１０１は、Ｘ端子とＹ端子との間に、第２のキャパシタＣ２を接続する。すなわち電力変換回路１０１は、第１のスイッチＳ１と第２のスイッチＳ２との直列回路または第３のスイッチＳ３と第４のスイッチＳ４との直列回路の両端に、第２のキャパシタＣ２を接続する。

電力変換回路１０１は、Ｕ端子とＶ端子との間に、第１のキャパシタＣ１と、第２のインダクタＬ２とを直列に接続する。また電力変換回路１０１は、Ｕ端子とＶ端子との間に、第３のキャパシタＣ３と絶縁トランスＴ１の一次巻線Ｔｐとを直列に接続する。すなわち電力変換回路１０１は、Ｕ端子とＶ端子との間に、第１のキャパシタＣ１と第２のインダクタＬ２との直列回路と、第３のキャパシタＣ３と一次巻線Ｔｐとの直列回路とを、並列に接続する。

電力変換回路１０１は、絶縁トランスＴ１の二次巻線Ｔｓの両端に、第３のインダクタＬ３と第４のインダクタＬ４とを直列に接続する。また電力変換回路１０１は、第３のインダクタＬ３と第４のインダクタＬ４との接続点から、第３のインダクタＬ３と二次巻線Ｔｓとの接続点に向かって、第４のキャパシタＣ４と第１のダイオードＤ１とを直列に接続する。さらに電力変換回路１０１は、第４のキャパシタＣ４と第１のダイオードＤ１との接続点から第４のインダクタＬ４と二次巻線Ｔｓとの接続点に向かって、第２のダイオードＤ２を接続する。すなわち電力変換回路１０１は、絶縁トランスＴ１の二次巻線Ｔｓの一方の側に、第１のダイオードＤ１と第３のインダクタＬ３と第４のキャパシタＣ４とが直列閉となるように接続する。また電力変換回路１０１は、二次巻線Ｔｓの他方の側に、第２のダイオードＤ２と第４のインダクタＬ４と第４のキャパシタＣ４とが直列閉となるように接続する。

このような構成の電力変換回路１０１を有する電力変換装置１００は、第１のキャパシタＣ１の両端に、第１のインダクタＬ１を介して交流電源Ｖａｃを接続する。また電力変換装置１００は、第４のキャパシタＣ４の両端に、負荷５を接続する。

電力変換装置１００は、電力変換回路１０１に、第１〜第３の電圧検出部１，２，３と、電流検出部４とを設ける。第１の電圧検出部１は、第１のキャパシタＣ１と第１のインダクタＬ１との直列回路の両端に接続される。この接続により、第１の電圧検出部１は、交流電源Ｖａｃの両端電圧、つまりは電力変換回路１０１への入力電圧Vs1を検出できる。

第２の電圧検出部２は、第２のキャパシタＣ２と同様に、Ｘ端子とＹ端子との間に接続される。この接続により、第２の電圧検出部２は、第２のキャパシタＣ２の両端電圧、つまりは平滑電圧Vs2を検出できる。

第３の電圧検出部３は、第４のキャパシタＣ４の両端に、負荷５と並列に接続される。この接続により、第３の電圧検出部３は、負荷５への出力電圧Vs3を検出できる。

電流検出部４は、交流電源Ｖａｃと第１のキャパシタＣ１との接続点と、Ｕ端子と第３のキャパシタＣ３との接続点との間に接続される。この接続により、電流検出部４は、第２のインダクタＬ２を流れる電流を回路電流Is1として検出できる。

電力変換装置１００は、電力変換回路１０１を制御するための制御部６を備える。制御部６は、交流電源Ｖａｃの電力を直流電圧に変換し、この直流電圧を負荷５へ出力するように、電力変換回路１０１を制御する。

制御部６は、第１〜第３の電圧検出部１，２，３にて検出される電圧Vs1、Vs2及びVs3に相当する信号と、電流検出部４にて検出される電流Is1に相当する信号とを入力する。制御部６は、これらの入力信号に基づいて、第１〜第４のスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のゲート駆動信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４を生成する。そして制御部６は、ゲート駆動信号Ｐ１を第１のスイッチＳ１のゲート端子に出力する。制御部６は、ゲート駆動信号Ｐ２を第２のスイッチＳ２のゲート端子に出力する。制御部６は、ゲート駆動信号Ｐ３を第３のスイッチＳ３のゲート端子に出力する。制御部６は、ゲート駆動信号Ｐ４を第４のスイッチＳ４のゲート端子に出力する。

第１〜第４のスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４は、いずれもゲート端子にゲート駆動信号Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３，Ｐ４が供給されていない間は開放し、供給されると導通する。この導通，開放により、第１〜第４のスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４は、オン，オフのスイッチング動作を繰り返す。このスイッチング動作により、電力変換装置１００は、例えば１００［kHz：キロヘルツ］の高周波電流を得ることができる。

本実施形態では、電圧が１００Ｖ［ボルト］で周波数が５０Hz［ヘルツ］の商用電源を交流電源Ｖａｃとして用いて、負荷５に２００Ｗ［ワット］の電力を供給する場合を想定する。この場合、交流電圧は１００Ｖであるから、２００Ｗの電力を得るためには２Ａ［アンペア］の電流が必要になる。つまり、最終的に第１のインダクタＬ１を経由して交流電源Ｖａｃに流れ込む電流が２Ａであれば、電力変換装置１００は、２００Ｗの電力を負荷５に供給できる。

電力変換回路１０１において、第１のインダクタＬ１と第１のキャパシタＣ１との直列回路は、ローパスフィルタを形成する。したがって、商用電源を交流電源Ｖａｃとして用いた場合、第１のインダクタＬ１を経由して交流電源Ｖａｃ側に流れる電流は、５０Hzの低周波成分のみの電流である。

この状態で、第１〜第４のスイッチＳ１，Ｓ２，Ｓ３，Ｓ４のスイッチング動作により、１００kHzの高周波電流が電力変換回路１０１に生じたとする。その場合、第１のキャパシタＣ１を経由して第１のスイッチＳ１または第２のスイッチＳ２に流れる電流には、１００ｋＨｚの高周波成分が含まれる。第１のスイッチＳ１または第２のスイッチＳ２に流れる電流は、対極にある第３のスイッチＳ３及び第４のスイッチＳ４にも流れる。したがって電流検出部４では、５０Ｈｚの低周波成分と１００kHzの高周波成分とが混在した電流が、電力変換回路１０１の回路電流Is1として検出される。

一方、第１または第２のスイッチＳ１，Ｓ２に流れる電流は、第３のキャパシタＣ３にも流れる。そしてこの電流は、第３のキャパシタＣ３で低周波成分がカットされる。したがって、絶縁トランスＴ１の一次巻線Ｔｐに流れる電流は、１００kHzの高周波成分のみの電流となる。換言すれば、電力変換回路１０１に１００kHzの高周波電流を生じさせることによって、絶縁トランスＴ１の一次巻線Ｔｐに流れる電流を１００kHzの高周波成分のみの電流とすることができる。

例えば１００kHzの高周波電流は、第１のスイッチＳ１と第４のスイッチＳ４との対と、第２のスイッチＳ２と第３のスイッチＳ３との対とを、交互に開閉させることによって得られる。スイッチＳ１，Ｓ４の対とスイッチＳ２，Ｓ３の対とを交互に切り替えるためには、回路電流Is1のピーク値を規定するエンベロープを正弦波状とする。そして、このエンベロープを正極側のエンベロープenv1と負極側のエンベロープenv2との一対とする。電力変換装置１００は、正負一対のエンベロープenv1，env2の間で電流の向きが切り替わるように、スイッチＳ１，Ｓ４の対とスイッチＳ２，Ｓ３の対とを適当なタイミングで交互にスイッチングさせる。このスイッチング動作により、例えば１００kHzの高周波電流が電力変換回路１０１に生じる。

回路電流Ｉｓ１が２つのエンベロープenv1，env2間で折り返す動作について、図２の波形図を用いて詳しく説明する。図２は、交流電源Ｖａｃの電圧（入力電圧）Vs1と、正負一対のエンベロープenv1、env2と、回路電流Is1と、回路電流Is1から低周波成分のみを抽出した電流Iacと、絶縁トランスＴ１の一次巻線Ｔｐを流れる電流Itpとを示す。

電流Iacは、交流電源Ｖａｃに流れる入力電流と同等である。電力変換装置１００を用いて負荷５に所望の電力を供給するためには、この入力電流Iacの値が目標値となる。

正負一対のエンベロープenv1、env2間で回路電流Is1が往復するように電力変換回路１０１を動作させたとき、回路電流Is1がほぼ直線状に増加・減少を繰り返すと仮定する。その場合、回路電流Is1の平均値は、エンベロープenv1、env2の中点で表される。この中点を結んだ波形は、入力電流Iacの波形と一致する。したがって、複雑な計算をしなくても、目標とする入力電流Iacを中心に均等な幅を持たせた位置に、正負一対のエンベロープenv1、env2を設定すればよい。

一方、絶縁トランスＴ１の一次巻線Ｔｐには、三角波ではなく台形状の波形をなす電流Itpが流れる。その理由は、絶縁トランスＴ１の二次巻線Ｔｓに設けられた第３，第４インダクタＬ３，Ｌ４に起因する。例えば二次巻線Ｔｓの第３のインダクタＬ３が接続されている側に正の電圧が印加された場合、この電圧によって第３のインダクタＬ３を流れる電流は徐々に増加する。このとき、二次巻線Ｔｓの第４のインダクタＬ４が接続されている側は、マイナス電位になる。このため、電力変換回路１０１では、第２のダイオードＤ２を介して、回路出力の負極側から電流が流れる。この電流により、第４のキャパシタＣ４に電荷が蓄積される。

逆に、二次巻線Ｔｓの第４のインダクタＬ４が接続されている側に正の電圧が印加された場合、この電圧によって第４のインダクタＬ４を流れる電流は徐々に増加する。このとき、二次巻線Ｔｓの第３のインダクタＬ３が接続されている側は、マイナス電位になる。このため、電力変換回路１０１では、第１のダイオードＤ１を介して、回路出力の負極側から電流が流れる。この電流により、やはり第４のキャパシタＣ４に電荷が蓄積される。

このように、絶縁トランスＴ１の二次巻線Ｔｓに正または負のいずれの電圧が印加された場合でも、第３のインダクタＬ３または第４のインダクタＬ４のいずれかに電流が流れて、第４のキャパシタＣ４に電荷が蓄積される。この作用により、絶縁トランスＴ１の一次巻線Ｔｐを流れる電流Itpは、三角波ではなく台形状の波形になる。

第１の実施形態では、電圧が１００Ｖで周波数が５０Hzの商用電源を交流電源Ｖａｃとして用いる。この場合、正負一対のエンベロープenv1、env2は、周波数が５０Hzの正弦波状の波形となる。入力電流Iacは、この正弦波の振幅によって決まる。換言すれば、電力変換装置１００は、エンベロープenv1、env2の振幅によって、入力電流Iacを制御できる。

入力電圧Vs1は、１００Ｖで一定である。入力電力は、入力電圧Vs1と入力電流Iacとの積である。したがって入力電力は、入力電流Iacの変動により変化する。ここで、負荷５へ供給される出力電力（例えば２００Ｗ）に変化がないと仮定すると、入力電力が変化した分のエネルギーは、第２のキャパシタＣ２に電荷として蓄えられる。すなわち、入力電力が出力電力よりも大きいときには、平滑電圧Vs2が上昇する。入力電力が出力電力よりも小さい場合には、平滑電圧Vs2が下降する。

その一方で、出力電力を変化させるためには、絶縁トランスＴ１の一次巻線Ｔｐに流れる電流Itpを加減すればよい。正負一対のエンベロープenv1、env2間の距離を可変にすることで、電流Itpを加減できる。例えば出力電力を減らしたい場合、正極側のエンベロープenv1と負極側のエンベロープenv2との間の距離を狭める。そうすると、回路電流Is1が少ない電流量で折り返すので、電流Itpが減少する。電流Itpが減少すると、絶縁トランスＴ１の二次巻線Ｔｓに発生する電圧が減少する。そうすると、第３，第４のインダクタＬ３，Ｌ４を介して流れる電流が減少するため、負荷５への出力電力が減少する。

逆に、出力電力を増加させたい場合には、正極側のエンベロープenv1と負極側のエンベロープenv2との間の距離を広げる。そうすると、回路電流Is1が大きい電流量で折り返すので、電流Itpが増加する。電流Itpが増加すると、絶縁トランスＴ１の二次巻線Ｔｓに発生する電圧が増加する。そうすると、第３，第４のインダクタＬ３，Ｌ４を介して流れる電流が増加するため、負荷５への出力電力が増加する。

したがって電力変換装置１００は、第２のキャパシタＣ２の電圧が一定になるようにエンベロープenv1，env2の振幅を可変することで、入力電力を調整することができる。また、絶縁トランスＴ１の二次巻線Ｔｓに発生する電圧が一定になるようにエンベロープenv1，env2間の幅を可変することで、出力電力を調整することができる。このように電力変換装置１００は、エンベロープenv1，env2の制御によって、入力側の電力調整と出力側の電力調整とを別個に行うことができる。

制御部６は、上述したような制御動作を実現する。
図３は、制御部６の概略構成を示すブロック図である。制御部６は、第１機能部６１０と第２機能部６２０とからなる。

第１機能部６１０は、エンベロープ生成機能、回路電流判定機能及び判定結果出力機能を有する。すなわち第１機能部６１０は、電力変換回路１０１への入力電圧Vs1、第２のキャパシタＣ２の平滑電圧Vs2、負荷５への出力電圧Vs3及び回路電流Is1を入力とする。そして第１機能部６１０は、入力電圧Vs1、平滑電圧Vs2及び出力電圧Vs3を用いて、正負一対のエンベロープenv1，env2を生成する。第１機能部６１０は、回路電流Is1がエンベロープenv1，env2の値に達したか否かを判定し、その判定結果に従い、セットパルス信号setかリセットパルス信号resetを出力する。

第２機能部６２０は、第１乃至第４のスイッチＳ１〜Ｓ４に対するゲート駆動信号Ｐ１〜Ｐ４の生成機能を有する。すなわち第２機能部６２０は、第１機能部６１０からのセットパルス信号setとリセットパルス信号resetとを入力する。そして第２機能部６２０は、セットパルス信号setとリセットパルス信号resetとを用いて、パルス信号Ｑｄとパルス信号Ｑbardとを生成する。第２機能部６２０は、パルス信号Ｑｄを、第１及び第４のスイッチＳ１，Ｓ４のゲート駆動信号Ｐ１，Ｐ４として出力する。第２機能部６２０は、パルス信号Ｑbardを、第２及び第３のスイッチＳ２，Ｓ３のゲート駆動信号Ｐ２，Ｐ３として出力する。

図４は、第１機能部６１０の具体的な構成を示すブロック図である。第１機能部６１０は、ゼロクロス検出部６１１、正弦波生成部６１２、平均値生成部６１３、第１のゲイン生成部６１４、第２のゲイン生成部６１５、振幅生成部６１６、エンベロープ生成部６１７、第１の回路電流判定部６１８及び第２の回路電流判定部６１９を有する。

ゼロクロス検出部６１１は、入力電圧Vs1の検出信号を入力とし、ゼロクロス信号zcdを出力とする。ゼロクロス信号zcdは、入力電圧Vs1の極性が負極性から正極性に切り替わるときにハイレベル“Ｈ”となり、正極性から負極性に切り替わるときにローレベル“Ｌ”となる。

正弦波生成部６１２は、ゼロクロス信号zcdを入力とする。正弦波生成部６１２は、ゼロクロスのタイミング、すなわちゼロクロス信号zcdがハイレベル“Ｈ”からローレベル“Ｌ”またはローレベル“Ｌ”からハイレベル“Ｈ”に切り替わるタイミングに同期して正弦波信号sinを出力する（正弦波生成手段）。

平均値生成部６１３は、平滑電圧Vs2の検出信号とゼロクロス信号zcdとを入力とする。平均値生成部６１３は、ゼロクロス信号zcdに同期して、１周期分の平滑電圧Vs2の平均値vs2avを算出し、出力する。

第１のゲイン生成部６１４は、平滑電圧Vs2の平均値vs2avを入力とする。第１のゲイン生成部６１４は、平均値vs2avが所定の電圧となるように交流電源Ｖａｃに流れる電流Iacの増幅率vs2avgを設定し、出力する。増幅率vs2avgは、平均値vs2avが所定の電圧よりも高ければ小さく設定し、低ければ大きく設定する。

第２のゲイン生成部６１５は、出力電圧Vs3の検出信号を入力とする。第２のゲイン生成部６１５は、出力電圧Vs3が所定の電圧となるように増幅率vs3gを設定し、出力する。増幅率vs3gは、出力電圧Vs3が所定の電圧よりも高ければ小さく設定し、低ければ大きく設定する。

振幅生成部６１６は、正弦波信号sinと増幅率vs2avgとを入力とする。振幅生成部６１６は、正弦波信号sinの位相に増幅率vs2avgを掛けた振幅信号w50を生成し、出力する。振幅信号w50は、周波数が５０Hzの信号であり、その振幅は、増幅率vs2avgによって変動する。

エンベロープ生成部６１７は、振幅信号w50と増幅率vs3gとを入力とする。エンベロープ生成部６１７は、振幅信号w50と増幅率vs3gとから正負一対のエンベロープenv1、env2を生成し、出力する（エンベロープ生成手段）。正極側のエンベロープenv1は、振幅信号w50に増幅率vs3gを加えた信号である。負極側のエンベロープenv2は、振幅信号w50から増幅率vs3gを減じた信号である。したがって、正極側のエンベロープenv1と負極側のエンベロープenv2との間の幅は、増幅率vs3gによって変動する。

第１の回路電流判定部６１８は、正極側のエンベロープenv1と回路電流Is1の検出信号とを入力とし、リセットパルス信号resetを出力とする。第１の回路電流判定部６１８は、回路電流Is1が正極側のエンベロープenv1を上回った場合に、リセットパルス信号resetを出力する（判定手段）。

第２の回路電流判定部６１９は、負極側のエンベロープenv2と回路電流Is1の検出信号とを入力とし、セットパルス信号setを出力とする。第２の回路電流判定部６１９は、回路電流Is1の検出信号が負極側のエンベロープenv2を下回った場合に、セットパルス信号setを出力する（判定手段）。

図５は、第２機能部６２０の具体的な構成を示すブロック図である。第２機能部６２０は、ラッチ部６２１と、第１の遅延生成部６２２と、第２の遅延生成部６２３とを有する。

ラッチ部６２１は、セットパルス信号setとリセットパルス信号resetとを入力とし、正論理信号Ｑと逆論理信号Ｑberとを出力する。ラッチ部６２１は、セットパルス信号setが入力されると、正論理信号Ｑをハイレベル“Ｈ”とし、次の入力まで、その状態を維持する。ラッチ部６２１は、リセットパルス信号resetが入力されると、逆論理信号Ｑberをハイレベル“Ｈ”とし、次の入力まで、その状態を維持する。

第１の遅延生成部６２２は、ラッチ部６２１の正論理信号Ｑを入力とする。第１の遅延生成部６２２は、正論理信号Ｑに対して所定の遅延時間d1を付加する。そして第１の遅延生成部６２２は、遅延時間d1が付加された正論理信号Ｑｄを、第１のスイッチＳ１及び第４のスイッチＳ４に対するゲート駆動信号Ｐ１，Ｐ４として出力する（パルス生成手段）。

第２の遅延生成部６２３は、ラッチ部６２１の逆論理信号Ｑberを入力とする。第２の遅延生成部６２３は、逆論理信号Ｑberに対して所定の遅延時間d2を付加する。そして第２の遅延生成部６２３は、遅延時間d2が付加された逆論理信号Ｑberdを、第２のスイッチＳ２及び第３のスイッチＳ３に対するゲート駆動信号Ｐ２，Ｐ３として出力する（パルス生成手段）。

第１機能部６１０及び第２機能部６２０の動作について、図６の波形図を用いて説明する。図６は、入力電流Iac、回路電流Is1、リセットパルス信号reset、セットパルス信号set、第１〜第４のスイッチＳ１〜Ｓ４に対するゲート駆動信号Ｐ１〜Ｐ４と、Ｕ端子及びＶ端子に印加される電圧とを示す。

図６において、時点ｔ０，ｔ２，ｔ４は、回路電流Is1が負極側のエンベロープenv2に達した時点（負極側到達点ｑ２）である。一方、時点ｔ１，ｔ３，ｔ５は、回路電流Is1が正極側のエンベロープenv1に達した時点（正極側到達点ｑ１）である。

回路電流Is1が正極側のエンベロープenv1に達すると、回路電流判定部６１８の作用により、リセットパルス信号resetが出力される。そうすると、ラッチ部６２１では、逆論理信号Ｑberがハイレベルとなり、正論理信号Ｑがローレベルとなる。これに応じて、第１のスイッチＳ１及び第４のスイッチＳ４に対するゲート駆動信号Ｐ１，Ｐ４がローレベル“Ｌ”になる。また、第２の遅延生成部６２３で付加される遅延時間d2が経過した後に、ゲート駆動信号Ｐ２，Ｐ３がハイレベル“Ｈ”になる。

ゲート駆動信号Ｐ１，Ｐ４がローレベル“Ｌ”になると、第１のスイッチＳ１と第４のスイッチＳ４とが開放する。ゲート駆動信号Ｐ２，Ｐ３がハイレベル“Ｈ”になると、第２のスイッチＳ２と第３のスイッチＳ３とが導通する。第１のスイッチＳ１と第４のスイッチＳ４とが開放すると、Ｕ端子の電圧がゼロレベルとなり、Ｖ端子の電圧が第２のキャパシタＣ２に蓄えられた電圧となる。

回路電流Is1が負極側のエンベロープenv2に達すると、回路電流判定部６１９の作用により、セット信号setが出力される。そうすると、ラッチ部６２１では、正論理信号Ｑがハイレベルとなり、逆論理信号Ｑberがローレベルとなる。これに応じて、第２のスイッチＳ２及び第３のスイッチＳ３に対するゲート駆動信号Ｐ２，Ｐ３がローレベル“Ｌ”になる。また、第１の遅延生成部６２２で付加される遅延時間d1が経過した後に、ゲート駆動信号Ｐ１，Ｐ４がハイレベル“Ｈ”になる。

ゲート駆動信号Ｐ２，Ｐ３がローレベル“Ｌ”になると、第２のスイッチＳ２と第３のスイッチＳ３とが開放する。ゲート駆動信号Ｐ１，Ｐ４がハイレベル“Ｈ”になると、第１のスイッチＳ１と第４のスイッチＳ４とが導通する。第２のスイッチＳ２と第３のスイッチＳ３とが開放すると、Ｖ端子の電圧がゼロレベルとなり、Ｕ端子の電圧が第２のキャパシタＣ２に蓄えられた電圧となる。

因みに、遅延時間d1、d2の期間は、ゲート駆動信号Ｐ１〜Ｐ４がいずれもローレベル“Ｌ”となる。しかしこの期間は、スイッチＳ１〜Ｓ４に還流が流れている。したがって、遅延時間d1、d2が生じる前のスイッチＳ１〜Ｓ４がオフするタイミングで、Ｕ端子及びＶ端子の電圧は確定する。

このように、Ｕ端子とＶ端子とには、電圧がゼロレベルの状態と第２のキャパシタＣ２の電圧が印加される状態とが交互に繰り返される。ここで、Ｕ端子とＶ端子との間には、第３のキャパシタＣ３を介して絶縁トランスＴ１の一次巻線Ｔｐが接続されている。したがって、絶縁トランスＴ１の一次巻線Ｔｐには、回路電流Is1が正負一対のエンベロープenv1、env2に到達するタイミングに同期した高周波の交流電流が流れる。その結果、電力変換装置１００は、交流電源Ｖａｃの電力を、絶縁された電圧の異なる直流電圧に変換し、この直流電圧で負荷５へ電力を供給することができる。

［第２の実施形態］
次に、第２の実施形態の電力変換装置２００について説明する。第２の実施形態の電力変換装置２００が第１の実施形態の電力変換装置１００と異なる点は、制御部６の第１機能部６１０である。電力変換回路１０１及び制御部６の第２機能部６２０については電力変換装置１００と同一であるので、ここでの説明は省略する。

第１の実施形態で説明したように、電力変換装置１００は、正負一対のエンベロープenv1、env2の振幅を大きくすることで、入力電力を大きくできる。また電力変換装置１００は、正負一対のエンベロープenv1、env2の間隔を狭くすることで、出力電力を小さくできる。したがって、入力電力を大きく、出力電力を小さくしたい状況が過渡的に発生した場合、電力変換装置１００では、エンベロープenv1、env2の振幅を大きく、かつ間隔を狭くする。そうした場合、一対のエンベロープenv1、env2がいずれも正極側若しくは負極側に偏ってしまうケースが発生する。一対のエンベロープenv1、env2は、常に正極側と負極側に存在しなければならない。

第２の実施形態の電力変換装置２００は、一対のエンベロープenv1、env2がいずれも正極側若しくは負極側に偏ってしまうのを防止する。

図７は、電力変換装置２００における制御部６の第１機能部６３０の構成を具体的に示すブロック図である。なお、図４に示す第１機能部６１０と共通する部分には同一符号を付している。

第１機能部６３０は、エンベロープ生成機能、回路電流判定機能及び判定結果出力機能に加えて、ＺＶＳ（Zero Voltage Switching）補償によるエンベロープ補正機能を有する。すなわち第１機能部６３０は、第１機能部６１０の要素に、ＺＶＳ補償値の記憶部６３１と、ＺＶＳ補償部６３２とを追加する。

記憶部６３１は、ＺＶＳ補償の限界値kzvsを記憶する。この限界値kzvsは、ＺＶＳ補償部６３２に与えられる。

ＺＶＳ補償部６３２は、エンベロープ生成部６１７にて生成された正負一対のエンベロープenv1、env2を入力とする。そしてＺＶＳ補償部６３２は、正極側のエンベロープenv1の絶対値がＺＶＳ補償の限界値kzvsを下回らないように、正極側のエンベロープenv1を補正する（補正手段）。ＺＶＳ補償部６３２は、補正後の正極側エンベロープenv1zを表す信号を、第１の回路電流判定部６１８に出力する。

ＺＶＳ補償部６３２は、負極側のエンベロープenv2の絶対値がＺＶＳ補償の限界値kzvsを上回らないように、負極側のエンベロープenv2を補正する（補正手段）。ＺＶＳ補償部６３２は、補正後の負極側エンベロープenv2zを表す信号を、第２の回路電流判定部６１９に出力する。

第１の回路電流判定部６１８は、補正後の正極側エンベロープenv1zを表す信号と回路電流Is1の検出信号とを入力とし、リセットパルス信号resetを出力とする。第１の回路電流判定部６１８は、回路電流Is1が補正後の正極側エンベロープenv1zを上回った場合に、リセットパルス信号resetを出力する。

第２の回路電流判定部６１９は、補正後の負極側エンベロープenv2zを表す信号と回路電流Is1の検出信号とを入力とし、セットパルス信号setを出力とする。第２の回路電流判定部６１９は、回路電流Is1が補正後の負極側エンベロープenv2zを下回った場合に、セットパルス信号setを出力する。

図８は、入力電圧Vs1と、正負一対のエンベロープenv1、env2と、回路電流Is1と、ＺＶＳ補償の正極側限界値kzvs及び負極側限界値-kzvsと、回路電流Is1から低周波成分のみを抽出した電流Iacと、絶縁トランスＴ１の一次巻線Ｔｐを流れる電流Itpとを示す。

図８に示すように、正極側のエンベロープenv1が正極側補償値kzvs以上の領域では、正極側のエンベロープenv1が優先される。すなわち、回路電流Is1が正極側のエンベロープenv1に到達した時点で回路電流Is1の向きが切り替わる。正極側のエンベロープenv1が正極側補償値kzvsを下回る領域では、正極側補償値kzvsが優先される。すなわち、回路電流Is1が正極側補償値kzvsに到達した時点で回路電流Is1の向きが切り替わる。

同様に、負極側のエンベロープenv2が負極側補償値-kzvs以下の領域では、負極側のエンベロープenv2が優先される。すなわち、回路電流Is1が負極側のエンベロープenv2に到達した時点で回路電流Is1の向きが切り替わる。負極側のエンベロープenv2が負極側補償値-kzvsを上回る領域では、負極側補償値-kzvsが優先される。すなわち、回路電流Is1が負極側補償値-kzvsに到達した時点で回路電流Is1の向きが切り替わる。

このように、電力変換装置２００において、回路電流Is1は、必ず正の次は負の値、その次は正の値、と交互に正負の値を取りつつ折り返し動作をする。したがって、ＭＯＳＦＥＴを用いた第１〜第４のスイッチＰ１〜Ｐ４では、当該スイッチＰ１〜Ｐ４がＯＮするタイミングにおいてＭＯＳＦＥＴのボディダイオードに必ず電流が流れる。この電流が流れている間は、ＭＯＳＦＥＴのドレインソース間電圧がゼロになっている。このタイミングでＭＯＳＦＥＴをＯＮにできるため、電力変換装置２００は、第１〜第４のスイッチＰ１〜Ｐ４のスイッチングロスを極小にすることができる。

なお、このＺＶＳ補償を加えることにより、入力電流の波形は正弦波から若干歪む傾向になる。したがって、波形が極端に歪まない範囲でＺＶＳ補償の限界値ｋｚｖｓを設定することは、動作安全保障と高効率動作のために有益である。

［第３の実施形態］
次に、第３の実施形態の電力変換装置３００について説明する。第３の実施形態の電力変換装置３００が第１の実施形態の電力変換装置１００と異なる点は、電力変換回路１０１における電流検出部４の接続位置である。電力変換回路１０１のその他の部分及び制御部６については電力変換装置１００と同一であるので、ここでの説明は省略する。

図９は、電力変換装置３００を示す回路構成図である。電力変換装置３００は、交流電源Ｖａｃと第１のキャパシタＣ１との接続点とＵ端子との間に、電流検出部４を接続する。そして電力変換装置３００は、電流検出部４と、交流電源Ｖａｃと第１のキャパシタＣ１との接続点との間に第３のキャパシタＣ３の一端を接続し、第３のキャパシタＣ３の他端を絶縁トランスＴ１の一次巻線Ｔｐに接続する。

このように、電力変換装置３００においては、第２のインダクタＬ２を流れる電流と第３のキャパシタＣ３とを流れる電流の合計値を検出できる場所に、電流検出部４を設ける。すなわち電流検出部４は、第２のインダクタＬ２を流れる電流と第３のキャパシタＣ３とを流れる電流の合計値を、回路電流Is1として検出する。

図１０及び図１１は、電力変換装置３００を動作させた場合の主要な信号の波形図である。図１０は、交流電源Ｖａｃの電圧（入力電圧）Vs1と、正負一対のエンベロープenv1、env2と、第２のインダクタＬ２を流れる電流IL2と、絶縁トランスＴ１の一次巻線Ｔｐを流れる電流Itpと、回路電流Is1とを示す。図１１は、入力電流Iac、回路電流Is1、リセットパルス信号reset、セットパルス信号set、第１〜第４のスイッチＳ１〜Ｓ４に対するゲート駆動信号Ｐ１〜Ｐ４と、Ｕ端子及びＶ端子に印加される電圧とを示す。

電力変換装置３００の基本動作は電力変換装置１００と同じである。しかし、回路電流Is1の波形に差異が生じる。すなわち電力変換装置３００の場合には、第２のインダクタＬ２を流れる電流IL2と、第３のキャパシタＣ３とを流れる電流すなわち絶縁トランスＴ１の一次巻線Ｔｐを流れる電流Itpとの合計値が、回路電流Is1となるので、回路電流Is1は、三角波と台形波とを合計した波形となる。

このような回路電流Is1であっても、正負一対のエンベロープenV1、env2の間を回路電流Is1が往復するように制御をかけることで、交流電源Ｖａｃに流れる電流Iacを正弦波にすることができる。また、同時に負荷５へ供給する電力も調整することができる。

因みに、第１の実施形態の電力変換装置１００は、入力電流Iacを正弦波状にかなり近づけることができる。このため、高調波成分の極めて少ない入力電流Iacを生成することができる。しかしその一方で、絶縁トランスＴ１の一次巻線Ｔｐを流れる電流Itpの影響を考慮し、安定したスイッチング動作を維持するために、回路電流全体を多めに設定する必要がある。

一方、第３の実施形態の電力変換装置３００は、電流Itpも含めて回路電流Is1とし、この回路電流Is1を正負一対のエンベロープenv1、env2と比較する。このため、若干ではあるが、電流Itpの影響が入力電流Iacの波形に現れ、入力電流Iacの高調波成分が若干増加する。しかし、電流Itpの影響を考慮しないため、回路電流全体を少な目に設定しても安定したスイッチング動作を維持できる。

回路電流全体が少ない方が、電力変換効率は良くなる。したがって、電流の高調波成分含有率と電力変換効率との両方を鑑みて、電力変換装置１００と電力変換装置３００とのどちらを採用するかを決めればよい。

［第４の実施形態］
次に、第４の実施形態の電力変換装置４００について説明する。電力変換装置４００は、電力変換装置１００にフェーズシフト動作をさせる。フェーズシフト動作とは、スイッチＰ１，Ｐ２の組に対して、スイッチＰ３，Ｐ４の組のスイッチング動作を一定時間遅らせる動作である。この遅延により、Ｕ端子の電位とＶ端子の電位とが同電位となるため、一時的に回路電流Is1の勾配がなくなる区間が発生する。

図１２は、電力変換装置４００における制御部６の概略構成を示すブロック図である。電力変換装置１００の場合と同様に、電力変換装置４００の制御部６は、第１機能部６４０と第２機能部６５０とからなる。

第１機能部６４０が、第１の実施形態の第１機能部６１０と異なる点は、正弦波信号sinを第２機能部６５０に出力するようにした点である。
第１機能部６４０の具体的構成を図１３のブロック図で示す。図１３に示すように、第１機能部６４０は、正弦波生成部６１２で生成された正弦波信号sinを、振幅生成部６１６に出力するとともに、第２機能部６５０に出力する。

第２機能部６５０は、第１機能部６４０からのセットパルス信号set、リセットパルス信号reset及び正弦波信号sinを入力する。第２機能部６２０は、セットパルス信号set、リセットパルス信号reset及び正弦波信号sinを用いて、パルス信号Ｑｄ、パルス信号Ｑbard、パルス信号Ｑpsd及びパルス信号Ｑbarpsdを生成する。第２機能部６２０は、パルス信号Ｑｄを、第１のスイッチＳ１のゲート駆動信号Ｐ１として出力する。第２機能部６２０は、パルス信号Ｑbardを、第２のスイッチＳ２のゲート駆動信号Ｐ２として出力する。第２機能部６２０は、パルス信号Ｑpsdを、第４のスイッチＳ４のゲート駆動信号Ｐ４として出力する。第２機能部６２０は、パルス信号Ｑbarpsdを、第３のスイッチＳ３のゲート駆動信号Ｐ３として出力する。

第２機能部６５０の具体的構成を図１４のブロック図で示す。図１４に示すように、第２機能部６５０は、ラッチ部６２１、第１の遅延生成部６２２及び第２の遅延生成部６２３に加えて、第１のシフト量調整部６５１、第２のシフト量調整部６５２、第３の遅延生成部６５３及び第４の遅延生成部６５４を有する。

第１の遅延生成部６２２は、遅延時間d1が付加された正論理信号Ｑｄを、第１のスイッチＳ１に対するゲート駆動信号Ｐ１として出力する。

第２の遅延生成部６２３は、遅延時間d2が付加された逆論理信号Ｑberdを、第２のスイッチＳ２に対するゲート駆動信号Ｐ２として出力する。

第１のシフト量調整部６５１は、ラッチ部６２１の正論理信号Ｑと正弦波信号ｓｉｎとを入力とする。第１のシフト量調整部６５１は、正論理信号Ｑに対して、正弦波信号ｓｉｎに応じたシフト量を演算する。そして第１のシフト量調整部６５１は、このシフト量を付加して時間遅延をさせた正論理信号Ｑpsを出力する。

第２のシフト量調整部６５２は、ラッチ部６２１の逆論理信号Ｑberと正弦波信号ｓｉｎとを入力とする。第２のシフト量調整部６５２は、逆論理信号Ｑberに対して、正弦波信号ｓｉｎに応じたシフト量を演算する。そして第２のシフト量調整部６５２は、このシフト量を付加して時間遅延をさせた逆論理信号Ｑberpsを出力する。

第３の遅延生成部６５３は、第１のシフト量調整部６５１からの正論理信号Ｑpsを入力とする。第３の遅延生成部６５３は、正論理信号Ｑpsに対して所定の遅延時間d3を付加する。そして第３の遅延生成部６５３は、遅延時間d3が付加された正論理信号Ｑpsdを、第４のスイッチＳ４に対するゲート駆動信号Ｐ４として出力する。

第４の遅延生成部６５４は、第２のシフト量調整部６５２からの逆論理信号Ｑberpsを入力とする。第４の遅延生成部６５４は、逆論理信号Ｑberpsに対して所定の遅延時間d4を付加する。そして第４の遅延生成部６５４は、遅延時間d4が付加された逆論理信号Ｑberpsdを、第３のスイッチＳ３に対するゲート駆動信号Ｐ３として出力する。

第１機能部６４０及び第２機能部６５０の動作について、図１５の波形図を用いて説明する。図１５は、入力電流Iac、回路電流Is1、リセットパルス信号reset、セットパルス信号set、第１〜第４のスイッチＳ１〜Ｓ４に対するゲート駆動信号Ｐ１〜Ｐ４と、Ｕ端子とＶ端子との間の電位差U-Vとを示す。

図１５において、時点ｔ１１，ｔ１９，ｔ２７は、回路電流Is1が負極側のエンベロープenv2に達した時点（負極側到達点ｑ２）である。一方、時点ｔ１５，ｔ２３は、回路電流Is1が正極側のエンベロープenv1に達した時点（正極側到達点ｑ１）である。

回路電流Is1が正極側のエンベロープenv1に達すると、回路電流判定部６１８の作用により、リセットパルス信号resetが出力される。そうすると、ラッチ部６２１では、逆論理信号Ｑberがハイレベルとなり、正論理信号Ｑがローレベルとなる。これに応じて、第１のスイッチＳ１に対するゲート駆動信号Ｐ１がローレベル“Ｌ”になる（時点ｔ１５、ｔ２３）。また、第２の遅延生成部６２３で付加される遅延時間d2が経過した後に、ゲート駆動信号Ｐ２がハイレベル“Ｈ”になる（時点ｔ１６、ｔ２４）。

また、シフト量調整部６５１，６５２において、正論理信号Ｑ及び逆論理信号Ｑberに対して正弦波信号ｓｉｎに応じたシフト量PHが演算される。そして、このシフト量PHを付加して時間遅延をさせた正論理信号Ｑpsと逆論理信号Ｑberpsとが出力される。その結果、シフト量PHだけ時間遅延されて、第４のスイッチＳ４に対するゲート駆動信号Ｐ４がローレベル“Ｌ”になる（時点ｔ１７、ｔ２５）。さらに、シフト量PHの時間遅延から所定の遅延時間d4が経過した後に、ゲート駆動信号Ｐ３がハイレベル“Ｈ”になる（時点ｔ１８、ｔ２４）。

回路電流Is1が負極側のエンベロープenv2に達すると、回路電流判定部６１９の作用により、セットパルス信号setが出力される。そうすると、ラッチ部６２１では、正論理信号Ｑがハイレベルとなり、逆論理信号Ｑberがローレベルとなる。これに応じて、第２のスイッチＳ２に対するゲート駆動信号Ｐ２がローレベル“Ｌ”になる（時点ｔ１１，ｔ１９，ｔ２７）。また、第１の遅延生成部６２２で付加される遅延時間d1が経過した後に、ゲート駆動信号Ｐ１がハイレベル“Ｈ”になる（時点ｔ１２，ｔ２０，ｔ２８）。

また、正論理信号Ｑ及び逆論理信号Ｑberに対して、正弦波信号ｓｉｎに応じたシフト量PLが演算される。そして、このシフト量PLを付加して時間遅延をさせた正論理信号Ｑpsと逆論理信号Ｑberpsとが出力される。その結果、シフト量PLだけ時間遅延されて、第３のスイッチＳ３に対するゲート駆動信号Ｐ３がローレベル“Ｌ”になる（時点ｔ１３，ｔ２１，ｔ２９）。さらに、シフト量PLの時間遅延から所定の遅延時間d3が経過した後に、ゲート駆動信号Ｐ４がハイレベル“Ｈ”になる（時点ｔ１４，ｔ２２，ｔ３０）。

この動作の結果として、パルス信号Ｐ１、Ｐ４がともにハイレベル“Ｈ”で、パルス信号Ｐ２，Ｐ３がともにローレベル“Ｌ”の区間では、Ｕ点とＶ点との間の電位差U-Vが正となる。同様に、パルス信号Ｐ１、Ｐ４がともにローレベル“Ｌ”で、パルス信号Ｐ２，Ｐ３がともにハイレベル“Ｈ”の区間では、電位差U-Vが負となる。これ以外の区間は、電位差U-Vがゼロとなる、具体的には、パルス信号Ｐ１がローレベル“Ｌ”になってからパルス信号Ｐ４がローレベル“Ｌ”になるまでの区間と、パルス信号Ｐ２がローレベル“Ｌ”になってからパルス信号Ｐ３がローレベル“Ｌ”になるまでの区間は、電位差U-Vがゼロとなる。

この電位差U-Vは、第２のインダクタＬ２と絶縁トランスＴ１とに印加される。その結果、回路電流Is1は、電位差U-Vが正のときは増加し、負のときには減少し、ゼロのときには同じ電流値を維持する。

このようなフェーズシフト動作を行う利点は、周波数を変えずに負荷５へ電力を供給できる点にある。フェーズシフト動作をさせない場合には、負荷５への電力供給のコントロールは、２つのエンベロープenv1、env2間の幅を調整することで実現する。具体的にはエンベロープenv1、env2間の幅を狭くすると、少ない電流値で回路電流が折り返すことになので、その周波数が高くなる。周波数が高くなると、絶縁トランスＴ１を経由して負荷５側に供給される電流量が減少し、出力電力が減少する。逆に、エンベロープenv1、env2間の幅を広くすると、折り返すまでの電流値が大きくなるためその周波数は低くなる。周波数が低くなると、絶縁トランスＴ１を経由して負荷５側に供給される電流量が増加し、出力電力が増加する。このようにフェーズシフト動作をさせない場合は、負荷５への電力供給に周波数変動がつきまとう。逆に言うと、周波数を変化させないと出力制御ができない。

これに対し、フェーズシフト動作をさせた場合には、フェーズシフト期間中はＵ−Ｖ間電圧がゼロであるから、この間は絶縁トランスＴ１を経由して負荷５側に出力される電流が流れない。すなわち、周波数を上げることなく出力を減少させることができる。

［第５の実施形態］
次に、第５の実施形態の電力変換装置５００について説明する。電力変換装置５００は、電力変換装置３００にフェーズシフト動作をさせる。この場合も、構成及び基本動作は第４の実施形態の電力変換装置４００と同様である。したがって、詳しい説明は省略する。

図１６は、電力変換装置５００における入力電流Iac、回路電流Is1、リセットパルス信号reset、セットパルス信号set、第１〜第４のスイッチＳ１〜Ｓ４に対するゲート駆動信号Ｐ１〜Ｐ４と、Ｕ端子とＶ端子との間の電位差U-Vとを示す。電力変換装置４００との相違は、最終的に電位差U-Vをもとに発生する回路電流Is1の波形である。電力変換装置５００の場合は、図１０の波形図を用いて説明した動作がベースにあるため、回路電流Is1の波形にフェーズシフト分だけ電流変化が停滞する区間が加わる。

以上、説明したように、各実施形態によれば、比較的少ない部品構成と１つの制御だけで、交流電源Ｖａｃから絶縁された負荷５へ電力供給することができる。その場合において、電力変換を多段でなく１段で完了するので、多段を経過する際に発生する効率の低下を防ぐことができる。さらに、常にＺＶＳ動作が成立する条件を補償するので、スイッチングロスの少ない高効率の電力変換を実現できる。しかも、負荷５の変動に対する挙動はリアルタイムで制御可能であり、出力電圧に対するレギュレーション精度は高い。その一方で、入力電流の高調波抑制は、出力電圧レギュレーションとは切り離して入力電圧のサイクルごとに平均値をもって制御するので、負荷５に変動があっても入力電流の歪が発生しない。以上のことから、絶縁された交流／直流電源としての産業分野での利用効果は非常に大きい。

なお、本発明は、前記各実施形態に限定されるものではない。
例えば第４の実施形態の電力変換装置４００では、第１のシフト量調整部６５１及び第２のシフト量調整部６５２の後段に、第３の遅延生成部６５３及び第４の遅延生成部６５４を設けたが、電力変換装置４００は、この構成に限定されるものではない。他の実施形態としては、第１の遅延生成部６２２の出力を２つに分け、一方を第１のスイッチＳ１に対するゲート駆動信号Ｐ１として出力し、他方を第１のシフト量調整部６５１に出力する。そして、第１のシフト量調整部６５１にてシフト量を付加して時間遅延をさせた正論理信号を、第４のスイッチＳ４に対するゲート駆動信号Ｐ４として出力する。同様に、第２の遅延生成部６２３の出力を２つに分け、一方を第２のスイッチＳ２に対するゲート駆動信号Ｐ２として出力し、他方を第２のシフト量調整部６５２に出力する。そして、第２のシフト量調整部６５２にてシフト量を付加して時間遅延をさせた負論理信号を、第３のスイッチＳ３に対するゲート駆動信号Ｐ３として出力する。このような構成を採用することで、電力変換装置４００は、、第３の遅延生成部６５３及び第４の遅延生成部６５４を省略できる。

また、第１のシフト量調整部６５１及び第２のシフト量調整部６５２において、シフト量は正弦波ｓｉｎをもとに生成するとしたが、これに限定するものではない。例えば、シフト量は固定値でも構わないし、入力電圧、昇圧電圧などからシフト量を演算してもよい。

また、各実施形態において、制御部６の第１機能部及び第２機能部は、ハードウェアでなくソフトウェアを用いて構成してもよい。

この他、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１００，２００，３００，４００，５００……電力変換装置、１０１，３０１…電力変換回路、１，２，３…電圧検出部、４…電流検出部、５…負荷、６…制御部、６１０，６３０，６４０…第１機能部、６２０，６５０…第２機能部、６１１…ゼロクロス検出部、６１２…正弦波生成部、６１３…平均値生成部、６１４…第１のゲイン生成部、６１５…第２のゲイン生成部、６１６…振幅生成部、６１７…エンベロープ生成部、６１８…第１の回路電流判定部、６１９…第２の回路電流判定部、６２１…ラッチ部、６２２，６２３，６５３，６５４…遅延生成部、６３１…記憶部、６３２…ＺＶＳ補償部、６５１，６５２……シフト量調整部。

Claims (7)

1. 第１のスイッチと第２のスイッチとを直列に接続するとともに、第３のスイッチと第４のスイッチとを直列に接続し、前記第１のスイッチと前記第３のスイッチ及び第２のスイッチと第４のスイッチをそれぞれ接続し、前記第３のスイッチと第４のスイッチの両端に第２のキャパシタを接続し、前記第１のスイッチと第２のスイッチとの接続点と、前記第３のスイッチと第４のスイッチとの接続点との間に、第１のキャパシタと第２のインダクタとからなる直列回路と、第３のキャパシタとトランスの一次巻線とからなる直列回路とを並列に接続し、前記トランスの二次巻線の一方の側に、第１のダイオードと第３のインダクタと第４のキャパシタとが直列閉となるように接続し、前記二次巻線の他方の側に、第２のダイオードと第４のインダクタと前記第４のキャパシタとが直列閉となるように接続し、前記第１のキャパシタの両端に第１のインダクタを介して交流電源を接続し、前記第４のキャパシタの両端に負荷を接続する電力変換回路と、
   前記交流電源から入力される電圧を検出する手段から得られる入力電圧と、前記負荷に出力される電圧を検出する手段から得られる出力電圧と、前記電力変換回路を流れる電流を検出する手段から得られる回路電流と、前記第２のキャパシタの電圧を検出する手段から得られる平滑電圧とに基づいて、前記交流電源の低周波成分に高周波成分が混在した電流が前記電力変換回路を流れるように前記第１のスイッチと第４のスイッチの組と前記第２のスイッチと第３のスイッチの組とを交互に開閉させるためのパルス信号を、前記第１のスイッチと前記第４のスイッチの組と前記第２のスイッチと第３のスイッチの組とに供給する制御部と、
   を具備したことを特徴とする電力変換装置。
2. 前記電力変換回路を流れる電流を検出する手段は、前記第１のスイッチと第２のスイッチとの接続点と、前記第１のキャパシタと、前記第２のインダクタと、前記第３のスイッチと第４のスイッチとの接続点とを結ぶ閉回路を流れる電流を検出することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
3. 前記電力変換回路を流れる電流を検出する手段は、前記第１のスイッチと第２のスイッチとの接続点と、前記第１のキャパシタと、前記第２のインダクタと、前記第３のスイッチと第４のスイッチとの接続点とを結ぶ閉回路を流れる電流に、前記第１のスイッチと第２のスイッチとの接続点と、前記第３のキャパシタと、前記トランスの一次巻線と、前記第３のスイッチと第４のスイッチとの接続点とを結ぶ閉回路を流れる電流とを合成した電流を検出することを特徴とする請求項１記載の電力変換装置。
4. 前記制御部は、
   前記入力電圧の信号に基づいて、前記交流電源の電圧と同位相の正弦波を生成する正弦波生成手段と、
   この正弦波生成手段により生成された正弦波をもとに、前記出力電圧と前記平滑電圧とから前記交流電源に流す電流の目標値を決定し、この目標値に所定の幅を持たせて正極側及び負極側のエンベロープを生成するエンベロープ生成手段と、
   前記回路電流が前記正極側のエンベロープと前記負極側のエンベロープとの範囲内に収まるか否かを判定する判定手段と、
   前記判定手段により前記回路電流が前記正極側のエンベロープと前記負極側のエンベロープとの範囲内から外れるタイミングで前記パルス信号を生成するパルス生成手段と、
   を含むことを特徴とする請求項１乃至３のうちいずれか１に記載の電力変換装置。
5. 前記制御部は、
   ＺＶＳ補償限界を設定し、前記正極側のエンベロープがＺＶＳ補償限界以下に入らないように前記正極側のエンベロープを補正し、前記負極側のエンベロープがＺＶＳ補償限界以上にならないように前記負極側のエンベロープを補正する補正手段、
   をさらに含むことを特徴とする請求項４記載の電力変換装置。
6. 前記第１のスイッチと前記第４のスイッチとの組のスイッチングのタイミングに対し、前記第２のスイッチと前記第３のスイッチとの組のスイッチングのタイミングを所定の時間ずらしたことを特徴とする請求項１〜５のうちいずれか１に記載の電力変換装置。
7. 前記第１のスイッチと前記第４のスイッチとのスイッチタイミングを更に所定の時間ずらすとともに、前記第２のスイッチと前記第３のスイッチとのスイッチタイミングを所定の時間ずらすことを特徴とする請求項６記載の電力変換装置。

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