JP2012100399A - 電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】ハードウェアの変更無しにソフトウェア変更で電力変換装置の動作入力電圧範囲を拡大しかつ効率最大値は動作入力電圧範囲を拡大しない場合と同等にした電力変換装置を提供する。
【解決手段】制御部５が、平滑コンデンサ２２両端間電圧であるＡＣ／ＤＣコンバータ部１０の直流出力電圧を目標電圧に追従させると共に交流電源１からの入力力率を１に近づけるようインバータ回路１４への入力電流を制御し、単相インバータ(１４)の直流電圧を一定に保ちつつ、交流電源１の電圧に応じてＡＣ／ＤＣコンバータ部１０の直流出力電圧の目標電圧を変化させる。
【選択図】図２

Description

この発明は、ＡＣ(交流)電圧をＤＣ(直流)電圧に変換する高力率コンバータとその後段に絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータを配置した電力変換装置に関するものである。
従来の電力変換装置は商用交流電源を高力率制御して交流／直流変換を行うＡＣ／ＤＣコンバータ部と、その後段にトランスによって絶縁されたＤＣ／ＤＣコンバータ部から構成されている(例えば特許文献１)。
特開２００８−１１８７２７号公報
例えば上記の従来の電力変換装置では、それぞれ絶縁された直流電源(１)および直流電源(２)を充電するために、ＤＣ／ＤＣコンバータの一次側スイッチング回路を半導体スイッチ素子のＯＮデューティを固定および可変してスイッチング動作するが、この時のデューティは直流電源(１)および直流電源(２)のうち、どちらを優先的に充電するかによって決定しており、出力電圧および電流による決定はしていない。そのため、ＤＣ／ＤＣコンバータの一次側ＯＮデューティを固定する場合には、二次側に別途スイッチング手段(特許文献１では双方向スイッチング手段)を設ける必要があり、制御が複雑であり、ＤＣ／ＤＣコンバータ部での損失が増加してしまうという問題があった。
この発明は、上記従来装置のような２つの直流電源を充電する装置に制限されるものでなく、ＡＣ／ＤＣコンバータ部とその後段のトランスによって絶縁されたＤＣ／ＤＣコンバータ部から構成さる電力変換装置において、
出力電圧および電流値に応じてＡＣ／ＤＣコンバータ部の出力電圧目標値を生成することで電力変換装置の電力損失およびノイズを低減化し、また大きな限流回路を不要にして小型化を図り、
さらに特に、ハードウェアの変更を行わず、ソフトウェア変更で電力変換装置の動作入力電圧範囲を拡大しかつ効率最大値は動作入力電圧範囲を拡大しない場合と同等にした、電力変換装置を提供することを目的とする。
この発明は、交流電源からの交流電力を直流電力に電力変換するＡＣ／ＤＣコンバータ部と、前記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の出力を所定の直流電力に変換して出力するＤＣ／ＤＣコンバータ部と、前記ＡＣ／ＤＣコンバータ部およびＤＣ／ＤＣコンバータ部の所定の各部に設けた電圧検出回路および電流検出回路から入力される検出信号に従って所定の各部に設けたスイッチのスイッチング制御を行う制御部と、を備え、前記ＡＣ／ＤＣコンバータ部が、直流電圧源と前記直流電圧源の充放電を行う複数の半導体スイッチ素子を有する単相インバータが１以上直列接続されたインバータ回路と、前記インバータ回路の後段の整流素子と、前記インバータ回路に前記整流素子を介して接続され前記インバータ回路の出力を平滑して出力する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサへの電流をバイパスさせる短絡用スイッチと、を含み、前記制御部が、前記平滑コンデンサ両端間電圧である前記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流出力電圧を目標電圧に追従させると共に前記交流電源からの入力力率を１に近づけるよう前記インバータ回路への入力電流を制御し、前記単相インバータの直流電圧を一定に保ちつつ、前記交流電源の電圧に応じてＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流出力電圧の前記目標電圧を変化させることを特徴とする電力変換装置である。
この発明では、ハードウェアの変更を行わず、ソフトウェア変更で電力変換装置の動作入力電圧範囲を拡大でき、かつ効率最大値は動作入力電圧範囲を拡大しない場合と同等にすることができる。ハードウェアの変更を伴わないため、ハードウェア設計期間の大幅な短縮ができ、かつ異なる入力電圧範囲の電力変換装置で共通部品を使用することが容易になるため、スケールメリットにより部品の入手性向上と、部品コストの削減が見込める。
電源装置として構成されたこの発明による電力変換装置のブロック構成図である。 この発明の実施の形態１における電力変換回路の内部構成の一例を示す概略構成図である。 図１の制御部５の概略的な機能ブロック図を示す。 図２のＤＣ／ＤＣコンバータ部の動作を説明するための概略構成図である。 図２のＤＣ／ＤＣコンバータ部の動作を説明するための概略構成図である。 図２のフォワードコンバータスイッチの制御を説明するための制御ブロック図である。 ＡＣ／ＤＣコンバータ部の各部の波形図である。 インバータ回路内の単相インバータ構成スイッチのＯＮ／ＯＦＦ制御による電流の流れを示す図である。 インバータ回路内の単相インバータ構成スイッチのＯＮ／ＯＦＦ制御による電流の流れを示す図である。 インバータ回路内の単相インバータ構成スイッチのＯＮ／ＯＦＦ制御による電流の流れを示す図である。 ＡＣ／ＤＣコンバータ部の制御を説明するための制御ブロック図である。 ＡＣ／ＤＣコンバータ部の制御を説明するための制御ブロック図である。 この発明における電力変換回路の構成の変形例を示す図である。 この発明の実施の形態２における電力変換回路の内部構成の一例を示す概略構成図である。 図１４のフォワードコンバータスイッチの制御を説明するための制御ブロック図である。 ＡＣ／ＤＣコンバータ部の制御を説明するための制御ブロック図である。 ＡＣ／ＤＣコンバータ部の別の制御を説明するための制御ブロック図である。
この発明では最初に、出力電圧および電流値に応じてＡＣ／ＤＣコンバータ部の出力電圧目標値を生成することで電力変換装置の効率を向上させ、ＡＣ／ＤＣコンバータ部を入力の交流電源とＤＣリンク部の間に半導体スイッチ素子と直流電圧源で構成された単相インバータを少なくとも１つ以上直列に接続したユニットで構成することで、電力損失およびノイズを低減化し、かつ大きな限流回路を不要にして装置構成を小型化した電力変換装置を考えた。
しかしながら上記のような装置では、ＡＣ／ＤＣコンバータ部を上述の単相インバータのユニットで構成することでＡＣ／ＤＣコンバータ部の出力電圧目標値の可変範囲を拡大しつつ、ＤＣ／ＤＣコンバータ部を効率が最大となるデューティに制御するが、ＡＣ／ＤＣコンバータ部の交流入力電圧とＤＣ／ＤＣコンバータ部の直流出力電圧の関係によっては、単層インバータの保持電圧を高く設定する必要があり、ＡＣ／ＤＣコンバータ部の効率が悪化し電力変換装置全体の効率が下がる場合がある。
例えば設計資産の電力変換装置Ａを元に入力電圧範囲を拡大した電力変換装置Ｂを設計する場合に、電力変換装置Ａに比べて電力変換装置Ｂの入力電圧が高く、ＡＣ／ＤＣコンバータ部の出力下限電圧が低いと、単相インバータの保持電圧を電力変換装置Ａの設計より高く設定しなければならない。これにより、単相インバータのスイッチング素子耐圧が不足する場合、回路変更を行う必要が発生するため設計時間が増加し、また、部品の共通化が不可能となる。さらに、一般に高耐圧のスイッチング素子は低耐圧品に比べて損失が大きくなるため効率最大値が低下する。加えて、特殊なアプリケーション(たとえば車載)では、汎用品よりラインナップ(機種、種類)が少ないため適合する素子が無い場合があり、設計難度が高くなる。
この発明では、特に上記の点を考慮に入れ、ＡＣ／ＤＣコンバータ部が複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成る単相インバータを１以上直列接続するインバータ回路と、このインバータ回路の後段に整流素子を介して接続され整流素子の出力を平滑する平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサをバイパスさせる短絡スイッチと、前記平滑コンデンサの電圧を目標電圧に追従させると共に入力の交流電源からの入力力率を改善するように、インバータ回路を電流指令を用いて出力制御する電力変換装置において、ハードウェアの変更を行わず、ソフトウェアの変更で電力変換装置の動作入力電圧範囲を拡大し、かつ効率最大値は動作入力電圧範囲を拡大しない場合と同等にする。
以下、この発明による電力変換装置を各実施の形態に従って図面を用いて説明する。なお、各実施の形態において、同一もしくは相当部分は同一符号で示し、重複する説明は省略する。
実施の形態１．
図１は電源装置として構成されたこの発明による電力変換装置のブロック構成図である。図１は電力変換装置が、入力側に交流電圧電源１(以下、単に交流電源１と称す)を接続することにより出力側に接続した高圧バッテリ６を充電する電源装置２００として使用される例を示している。電源装置(電力変換装置)２００は電力変換器３００と電子制御装置７から構成される。さらに電力変換器３００は電力変換回路４００、制御部５から構成される。
電力変換回路４００はスイッチングにより電力変換を行う回路であり、交流電源１からの入力電力を受け、出力段に接続されている高圧バッテリ６を充電する。また電力変換回路４００の所定箇所にそれぞれに取り付けられた検出回路(図２参照)は、検出した電流及び電圧を制御部５へ信号線等を介して送る。
制御部５は、電子制御装置７から通信線８を介して出力電力指令を受信し、該出力電力指令に基づきスイッチング制御で使用する目標電力信号Ｐout＊を生成し、該目標電力信号Ｐout＊に追従するよう電力変換回路４００のスイッチング素子(図２参照)をＰＷＭ(パルス幅変調)制御する。
高圧バッテリ６は、リチウムイオンバッテリ等、充放電可能な蓄電池である。正極側へ電流を流すことにより充電される。電子制御装置７は、電源装置２００の上位コントロールユニットであり、通信線８を介して電力変換器３００に出力電力指令を送信する。通信線８は、ＣＡＮ(参照ＩＳＯ１１８９８及びＩＳＯ１１５１９−２)等の通信プロトコルにより電力変換器３００と電子制御装置７が通信するための信号伝送線である。なお制御部５および電子制御装置７はそれぞれマイクロコンピュータまたはコンピュータで構成されている。
図２はこの発明の実施の形態１における図１の電力変換回路４００の内部構成の一例を示す概略構成図である。ＡＣ／ＤＣコンバータ部１０は交流電源１からの交流電圧を受けるダイオードブリッジ１２から平滑コンデンサ２２までの要素で構成されている。交流電源１は整流回路としてのダイオードブリッジ１２に接続される。ダイオードブリッジ１２には並列に整流電圧検出回路３０が接続されている。整流電流検出回路３１と限流回路としてのリアクトル１３が互いに直列接続された直列回路は、ダイオードブリッジ１２の出力側に直列に接続されている。リアクトル１３の後段には１つの単相インバータを構成するインバータ回路１４の交流側が直列に接続されている。
インバータ回路１４は、２つの単相インバータ構成スイッチ(半導体スイッチ素子)１７，１８、２つのダイオード１５，１６、および直流電圧源１９(実際には直流電圧源電圧検出回路３２も含む)から１つの単相インバータ１４ａを構成する。単相インバータ構成スイッチ１７，１８はそれぞれ、ダイオードが逆並列に接続されたＩＧＢＴ(Insulated Gate Bipolar Transistor)やソース・ドレイン間にダイオードが内蔵されたＭＯＳＦＥＴ(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor)などで構成される。また直流電圧源１９には並列に直流電圧源電圧検出回路３２が接続される。
単相インバータ構成スイッチ１７とダイオード１５のアノード側が接続された直列回路、およびダイオード１６のカソード側と単相インバータ構成スイッチ１８が接続された直列回路のそれぞれの両端間に共通に直流電圧源１９および直流電圧源電圧検出回路３２が接続されている。また単相インバータ構成スイッチ１７とダイオード１５のアノード側の接続点にリアクトル１３が接続され、ダイオード１６のカソード側と単相インバータ構成スイッチ１８の接続点に後段の回路が接続される。
インバータ回路１４の後段には、短絡用スイッチ２１と整流ダイオード２０との直列回路が接続される。整流ダイオード２０のカソード側はＡＣ／ＤＣコンバータ部１０の出力段の平滑コンデンサ２２の正極に接続される。ここでは、短絡用スイッチ２１の一端と整流ダイオード２０のアノード側との接続点がインバータ回路１４の交流出力線に接続され、短絡用スイッチ２１の他端は平滑コンデンサ２２の負極に接続される。また平滑コンデンサ２２に並列に平滑コンデンサ電圧検出回路３３が接続される。
ＤＣ／ＤＣコンバータ部１１は、平滑コンデンサ２２の後段から高圧バッテリ６の前段までの要素で構成されている。ここでは一般的なフォワードコンバータ回路を用いている。平滑コンデンサ２２の後段には、トランス２４の一次側コイルとフォワードコンバータスイッチ２３からなる直列回路が平滑コンデンサ２２に並列に接続されている。トランス２４の二次側コイルには二次側整流直列ダイオード２５が直列に、二次側整流並列ダイオード２６が並列に接続される。二次側整流のためのダイオード２５，２６の後段には、平滑リアクトル２７、出力電流検出回路３４が順に直列に接続される。さらにコンデンサ２８が並列に接続される。コンデンサ２８の両端間電圧をＤＣ／ＤＣコンバータ部１１の出力とし、コンデンサ２８の両端間に負荷である高圧バッテリ６が接続される。なお、高圧バッテリ６(コンデンサ２８)に並列に出力電圧検出回路３５が接続される。
なお各検出回路３０−３５での検出結果を示す検出信号は信号線を介してそれぞれ制御部５に送られる。また、各スイッチ１７，１８，２１，２３には制御部５から信号線を介してそれぞれに制御信号が送られる。なお回路の構成を見易くするため図３以降では信号線の図示を省略して示す。
図３には図１の制御部５の概略的な機能ブロック図を示す。制御部５は概略、ソフトウェアで構成されるＤＣ／ＤＣコンバータ制御手段５ａとＡＣ／ＤＣコンバータ制御手段５ｂ、および、上記制御手段５ａ，５ｂのプログラム、制御に必要な種々のファクタを予め格納したり、制御中で算出された記憶保持が必要な各種値を記憶または更新して記憶するハードウェアで構成される記憶部５ｃを含む。ＤＣ／ＤＣコンバータ制御手段５ａとＡＣ／ＤＣコンバータ制御手段５ｂは連動して制御を行う。
このような構成を備えた電力変換器３００について、まず、ＤＣ／ＤＣコンバータ部１１の動作を説明する。図４，５は、図３のＤＣ／ＤＣコンバータ制御手段５ａの制御による、図２の電力変換回路４００のうちのＤＣ／ＤＣコンバータ部１１の動作を説明するための概略構成図である。なお以下の説明では、ＤＣ／ＤＣコンバータ部１１は一般的な絶縁型のフォワードコンバータであるものとする。
ここで、記号を次のように定義する。
Ｐout＊：制御部５で生成される制御目標電力値
Ｉout：出力電流検出回路３４で検出されるＤＣ／ＤＣコンバータ部１１の出力電流
Ｉout＊：出力電流Ｉoutの制御目標電流値
Ｖout：ＤＣ／ＤＣコンバータ部１１の出力電圧
Ｖload：出力電圧検出回路３５で検出される負荷電圧
Ｖtr２：トランス２４の二次側電圧
フォワードコンバータスイッチ２３を「ＯＮ」すると、図４に示すように、トランス２４の一次側コイルに流れる電流は、ＡＣ／ＤＣコンバータ部１０→トランス２４の一次側コイル→フォワードコンバータスイッチ２３→ＡＣ／ＤＣコンバータ部１０の経路で流れる。ここでトランス２４は一次側から二次側に電力を伝達し、トランス２４の二次側コイルに流れる電流は、トランス２４の二次側コイル→二次側整流直列ダイオード２５→平滑リアクトル２７→高圧バッテリ６→トランス２４(各種検出回路を除いて記載、以下同様)の二次側コイルの経路で流れる。
フォワードコンバータスイッチ２３を「ＯＦＦ」すると、図５に示すように、トランス２４の一次側コイルには電流が流れず、二次側へ電力は伝達されない。ただし二次側では、平滑リアクトル２７の自己誘導により、平滑リアクトル２７→高圧バッテリ６→二次側整流並列ダイオード２６→平滑リアクトル２７の経路で電流が流れる。
ここで、
Ｎ１：トランス２４の一次側コイルの巻数
Ｎ２：トランス２４の二次側コイルの巻数
ｔon：フォワードコンバータスイッチ２３のＯＮ時間
Ｔ：フォワードコンバータスイッチ２３のＯＮ／ＯＦＦ切り換え周期
Ｖdc：平滑コンデンサ電圧検出回路３３で検出される平滑コンデンサ２２の電圧
とすると、ＤＣ／ＤＣコンバータ部１１の出力電圧Ｖoutは以下の(１)式で表すことができる。
Ｖout＝(Ｎ２／Ｎ１)・Ｖdc・(ｔon／Ｔ) (１)
このように、ＤＣ／ＤＣコンバータ部１１の出力電圧Ｖoutをフォワードコンバータスイッチ２３のＯＮ時間ｔonにより制御できる。即ち、フォワードコンバータスイッチ２３をＰＷＭ制御してＤＣ／ＤＣコンバータ部１１の出力電圧Ｖoutを制御し、高圧バッテリ６への出力電流Ｉoutを調整することにより、目標電力値Ｐout＊へ追従した出力が得られる。なお、出力電圧検出回路３５で検出される負荷電圧Ｖloadは高圧バッテリ６の電圧値に固定されるため、本例において負荷電圧Ｖloadと出力電圧Ｖoutとは異なる値となる。
次に、出力電力を目標電力値Ｐout＊に追従させるための制御部５の制御の詳細について以下に説明する。図６に制御部５のＤＣ／ＤＣコンバータ制御手段５ａによって行われるフォワードコンバータスイッチ２３の制御を説明するための制御ブロック図を示す。ここではまず、除算部５０１で目標電力値Ｐout＊を負荷電圧Ｖloadで除算し、制御目標電流値Ｉout＊５０を求める。本例では負荷として高圧バッテリ６が接続されており、該高圧バッテリ６の充電による電圧上昇は十分緩やか、且つ内部抵抗は微小であると想定すると、負荷電圧Ｖloadはほぼ一定であるとみなすことができるため、上述のようにして制御目標電流Ｉout＊５０を求めることができる。
次に、減算部５０２で出力電流Ｉoutと目標電流値Ｉout＊５０との差分５１を求める。そしてＰＩ制御部(ＰＩ)５０３で差分５１をフィードバック量としてＰＩ制御(差分を対象とした比例(Ｐ)動作と積分(Ｉ)動作を組み合わせた制御方法)した出力を、ＤＣ／ＤＣコンバータ部１１の出力電圧Ｖoutの目標出力電圧値Ｖout＊５２とする。そして、デューティ演算部(Ｋ)５０４で上記(１)式に基づき、トランス２４の巻き線比(Ｎ２／Ｎ１)、平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖdcの目標電圧値Ｖdc＊より、出力電圧Ｖoutの目標出力電圧値Ｖout＊５２を出力するためのＰＷＭデューティ５３を求める。該目標出力電圧値Ｖdc＊の演算方法は後述する。そして該ＰＷＭデューティ５３に従い、ＰＷＭ制御部５０５によりフォワードコンバータスイッチ２３への駆動信号を生成し、ＤＣ／ＤＣコンバータ部１１を動作させる。
次に、図３のＡＣ／ＤＣコンバータ制御手段５ｂの制御によるＡＣ／ＤＣコンバータ部１０の動作を説明する。図７にＡＣ／ＤＣコンバータ部１０の各部の波形図を示す。
ここで、記号を次のように定義する。
Ｖin：整流電圧検出回路３０で検出されるダイオードブリッジ通過後の電圧
Ｉin：整流電流検出回路３１で検出されるダイオードブリッジ通過後の電流
Ｖsub：直流電圧源電圧検出回路３２で検出されるインバータ回路１４内の直流電圧源１９の電圧
Ｖsub＊：インバータ回路１４内の直流電圧源１９の制御目標電圧値
Ｖdc：平滑コンデンサ電圧検出回路３３で検出される平滑コンデンサ２２の電圧値
Ｖdc＊：平滑コンデンサ２２の制御目標電圧値
θ：交流電源１からの入力電圧位相
交流電源１からの入力はダイオードブリッジ１２にて全波整流され、ダイオードブリッジ１２の後段の電圧Ｖin、電流Ｉinは、図７に示すような波形となる。この場合、電圧Ｖinのピーク電圧が、一定の目標電圧値Ｖdc＊に制御される平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖdcより高いものとする。
インバータ回路１４は、交流電源１からの入力力率が概ね１または１になるようにＰＷＭ制御により電流Ｉinを制御して出力し、交流側の接続点と直流側の接続点の両端間に発生する電圧をダイオードブリッジ１２後段の電圧Ｖinに重畳する。
図８−１０にインバータ回路１４内の単相インバータ構成スイッチ１７，１８のＯＮ／ＯＦＦ制御による電流の流れを示す。
単相インバータ構成スイッチ１７，１８が「ＯＦＦ」の時には、電流はダイオード１５を通って直流電圧源１９を充電し、ダイオード１６を通って出力される(例えば図８の実線、図１０の破線参照)。
また単相インバータ構成スイッチ１７のみを「ＯＮ」した時には、電流は単相インバータ構成スイッチ１７とダイオード１６とを通って出力される(例えば図８の破線、図９の実線参照)。
また単相インバータ構成スイッチ１８のみを「ＯＮ」した時には、電流はダイオード１５と単相インバータ構成スイッチ１８を通って出力される(例えば図１０の実線参照)。
また、単相インバータ構成スイッチ１７，１８を同時に「ＯＮ」した時には、電流は単相インバータ構成スイッチ１７を通って直流電圧源１９を放電し、単相インバータ構成スイッチ１８を通って出力される(例えば図９の破線部の流れ参照)。
このような４種の制御の組み合わせにより、単相インバータ構成スイッチ１７，１８を制御してインバータ回路１４をＰＷＭ制御する。
ＡＣ／ＤＣコンバータ制御手段５ｂは、例えば整流電圧検出回路３０からの検出信号により得られるダイオードブリッジ１２通過後の入力電圧Ｖinのゼロクロス点に基づいて求まる位相θに従って制御を行う。図７に示すように交流電源１からの入力電圧位相をθとし、電圧Ｖinが平滑コンデンサ２２の目標電圧値Ｖdc＊と等しくなる時の位相θ＝θ２(０＜θ２＜π／２)とし、位相θ＝０から０＜θ１＜θ２となる所定位相θ１まで(０≦θ＜θ１)、短絡用スイッチ２１をＯＮ状態とする。この場合、図８に示すように、交流電源１からの電流は、交流電源１→ダイオードブリッジ１２→リアクトル１３→インバータ回路１４→短絡用スイッチ２１→ダイオードブリッジ１２→交流電源１の経路で流れる。短絡用スイッチ２１は「ＯＮ」状態なので、整流ダイオード２０および平滑コンデンサ２２には電流が流れない。インバータ回路１４は、ＰＷＭ制御により、例えば、単相インバータ構成スイッチ１７，１８が「ＯＦＦ」の場合と(図８に実線で示す電流の流れ)、単相インバータ構成スイッチ１７のみを「ＯＮ」の場合と(図８に破線で示す電流の流れ)を組み合わせて、電圧Ｖinの逆極性を有するほぼ等しいまたは等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概ね１または１になるように電流Ｉinを制御して出力し、この間、インバータ回路１４の直流電圧源１９にはエネルギが充電される。
次に、位相θ＝θ１の時、短絡用スイッチ２１を「ＯＦＦ」すると、図９に示すように、交流電源１からの電流は、交流電源１→ダイオードブリッジ１２→リアクトル１３→インバータ回路１４→整流ダイオード２０→平滑コンデンサ２２→ダイオードブリッジ１２→交流電源１の経路で流れる。
位相θが、θ１≦θ＜θ２である時、インバータ回路１４はＰＷＭ制御により、例えば、単相インバータ構成スイッチ１７，１８が同時に「ＯＮ」の場合(図９に破線で示す電流の流れ)と、単相インバータ構成スイッチ１７のみを「ＯＮ」の場合(図９に実線で示す電流の流れ)とを組み合わせて出力する。この時、平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖdcが目標電圧Ｖdc＊に維持できるように、Ｖdc＊−Ｖinにほぼ等しいまたは等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概ね１または１になるように電流Ｉinを制御して出力する。この間、インバータ回路１４が発生する電圧極性と電流Ｉinの極性は等しくなるので、インバータ回路１４の直流電圧源１９は放電される。
次に、位相θ＝θ２にて電圧Ｖinが平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖdc＊と等しくなると、短絡用スイッチ２１はＯＦＦ状態を継続するが、インバータ回路１４での動作が変わる。
即ち位相θが、θ２≦θ＜π／２である時、図１０に示すように、交流電源１からの電流は、交流電源１→ダイオードブリッジ１２→リアクトル１３→インバータ回路１４→整流ダイオード２０→平滑コンデンサ２２→ダイオードブリッジ１２→交流電源１の経路で流れる。
また、インバータ回路１４はＰＷＭ制御により、例えば、単相インバータ構成スイッチ１７，１８が「ＯＦＦ」の場合(図１０に破線で示す電流の流れ)と、単相インバータ構成スイッチ１８のみを「ＯＮ」の場合(図１０に実線で示す電流の流れ)とを組み合わせて出力する。この時、平滑コンデンサ２２の目標電圧Ｖdc＊≦電圧Ｖinであり、インバータ回路１４は、平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖdcが目標電圧Ｖdc＊に維持できるように、Ｖin−Ｖdc＊にほぼ等しいまたは等しい電圧をＶinの極性に対して逆極性に発生させつつ、入力力率が概ね１または１になるように電流Ｉinを制御して出力する。この間、インバータ回路１４が発生する電圧極性と電流Ｉinの極性は逆になるので、インバータ回路１４の直流電圧源１９は充電される。
図７に示すように、π／２≦θ＜πの位相期間では、上述した０≦θ＜π／２の位相期間と対称の動作をし、π≦θ＜２πの位相期間では、０≦θ＜πの位相期間と同様の動作を行う。
即ち、交流電源１からの入力電圧の位相θのゼロクロス位相(θ＝０、π)±θ１を特定位相として短絡用スイッチ２１を切り換え、該ゼロクロス位相を中央として±θ１の位相範囲(以下、短絡位相範囲と称す)でのみ、短絡用スイッチ２１を「ＯＮ」状態として平滑コンデンサ２２をバイパスさせる。このとき、インバータ回路１４は、電圧Ｖinの逆極性を有するほぼ等しいまたは等しい電圧を発生させつつ、入力力率が概ね１または１になるように電流Ｉinを制御して出力し、直流電圧源１９を充電させる。そして、上記短絡位相範囲以外の位相では、インバータ回路１４は、平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖdcを目標電圧Ｖdc＊に維持し、また入力力率が概ね１または１になるように電流Ｉinを制御して電圧を出力する。このとき、電圧Ｖinが平滑コンデンサ２２の目標電圧Ｖdc＊以下の時、直流電圧源１９は放電され、電圧Ｖinが目標電圧Ｖdc＊を超える時は、直流電圧源１９は充電される。
θ１を大きくすると、直流電圧源１９に充電されるエネルギが増大し、その後の放電時に、高い電圧領域の電圧Ｖinに発生電圧を重畳できるとともに、放電されるエネルギを大きくできる。このため、平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖdc(目標電圧Ｖdc＊)を高くすることができる。
０≦θ＜π／２の位相期間では、インバータ回路１４の直流電圧源１９は、上述したように、０≦θ＜θ１、θ２≦θ＜π／２の期間で充電され、θ１≦θ＜θ２の期間で放電される。インバータ回路１４の直流電圧源１９の充放電エネルギが等しいとすると、以下の(２)式が成り立つ。但し、Ｖpは電圧Ｖinのピーク電圧、Ｉpは電流Ｉinのピーク電流である。
∫θ1 0Ｖp sinθ・Ｉp sinθ・ｄθ＋∫π/2 θ2(Ｖp sinθ−Ｖdc＊)・Ｉp sinθ・ｄθ
＝∫θ2 θ1(Ｖdc＊−Ｖp sinθ)・Ｉp sinθ・ｄθ (２)
ここで、Ｖin＝Ｖp sinθ、Ｉin＝Ｉp sinθとすると、
Ｖdc＊＝Ｖp・π／(４cosθ１)
となる。このように、平滑コンデンサ２２の目標電圧値Ｖdc＊は短絡位相範囲を決定するθ１により決まり、即ちθ１を変化させて制御できる。そして、平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖdcは該目標電圧値Ｖdc＊に追従するように制御される。
また、０≦θ＜θ１、θ１≦θ＜θ２、θ２≦θ＜π／２、の各位相範囲におけるインバータ回路１４の所望の発生電圧の大きさ以上に直流電圧源１９の電圧Ｖsubを設定することで、インバータ回路１４は上述した所望の制御が信頼性よく行える。即ち、
Ｖp sinθ１≦Ｖsub (３)
(Ｖdc＊−Ｖp sinθ１)≦Ｖsub (４)
(Ｖp−Ｖdc＊) ≦Ｖsub (５)
の３条件を満たすように電圧Ｖsubを設定することで、平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖdcが目標電圧Ｖdc＊に維持でき、また入力力率が概ね１または１になるように電流Ｉinを制御するインバータ回路１４の制御が、交流電源１の全位相において信頼性よく行える。なお、直流電圧源１９の電圧Ｖsubは、Ｖinのピーク電圧Ｖp以下に設定する。
次に、平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖdcを目標電圧Ｖdc＊に維持し、また入力力率が概ね１または１になるように電流Ｉinを制御するインバータ回路１４の制御の詳細について、以下に説明する。
図１１、図１２に図３のＡＣ／ＤＣコンバータ制御手段５ｂで行われるＡＣ／ＤＣコンバータ部１０の制御を説明するための制御ブロック図を示す。まず図１１において演算部５１１で、ＤＣ／ＤＣコンバータ部１１の出力電圧Ｖoutの目標電圧値Ｖout＊５２(図６参照)と、トランス２４の巻き線比(Ｎ２／Ｎ１)、そしてＤＣ／ＤＣコンバータ部１１の効率が最も良くなるフォワードコンバータスイッチ２３のＯＮ時間ｔon maxから、上記(１)式に従って、平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖdcの第１の目標電圧値(出力電圧理想値)Ｖdc_ideal６０を演算する。
次にリミッタ部５１２で、上記(２)−(５)式から、ＡＣ／ＤＣコンバータ部１０が電流制御可能な平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖdcの範囲を演算し、(第１の目標電圧値Ｖdc_ideal＜該演算結果下限)である場合には、該演算結果下限を出力段の平滑コンデンサ２２の目標電圧値Ｖdc＊とし、図６に示す比例項Ｋに該目標電圧値Ｖdc＊を使用する。
また、(第１の目標電圧値Ｖdc_ideal＞該演算結果下限)である場合には、第１の目標電圧値Ｖdc_ideal６０を出力段の平滑コンデンサ２２の目標電圧値Ｖdc＊とする。
これにより単相インバータの直流電圧源１９の電圧Ｖsubを一定に保ったままでＡＣ／ＤＣコンバータ部１０は電流制御でき、かつ(第１の目標電圧値Ｖdc_ideal＞該演算結果下限)の範囲ではＤＣ／ＤＣコンバータ部１１は最大効率点で動作できる。
図１２において、減算部５２１で出力段の平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖdcと目標電圧値Ｖdc＊との差分６１ａを求め、差分６１ａをフィードバック量として、ＰＩ制御部５２２でＰＩ制御したＰＩ制御出力６２ａを演算する。また、インバータ回路１４の直流電圧源１９の電圧Ｖsubを一定に保つため、減算部５２９で該電圧Ｖsubとその目標電圧Ｖsub＊との差分６１ｂを求め、差分６１ｂをフィードバック量として、ＰＩ制御部５３０でＰＩ制御したＰＩ制御出力６２ｂを演算する。そして加算部５２３で出力６２ａ，６２ｂの和から電流Ｉinの振幅目標値６３を決定する。そして、乗算部５２４でこの振幅目標値６３に基づいて、電圧Ｖinに同期した正弦波の電流指令値Ｉin＊６４を生成する。
次に、減算部５２５で電流指令値Ｉin＊６４と検出された電流Ｉinとの差分６５を求め、差分６５をフィードバック量として、ＰＩ制御部５２６でＰＩ制御した出力をインバータ回路１４の発生電圧の目標値となる電圧指令値６６とする。この時、加算部５２７で短絡用スイッチ２１のＯＮ／ＯＦＦ切り換え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔＶを電圧指令値６６に加算して電圧指令値６６を補正する。そして、補正後の電圧指令値６７を用いて、ＰＷＭ制御部５２８のＰＷＭ制御によりインバータ回路１４の各単相インバータ構成スイッチ１７、１８への駆動信号を生成し、インバータ回路１４を動作させる。
交流電源１からの入力電圧のゼロクロス位相(θ＝０、π)±θ１の特定位相において、短絡用スイッチ２１のＯＮ／ＯＦＦを切り換えるが、インバータ回路１４は、短絡用スイッチ２１を「ＯＮ」から「ＯＦＦ」にする際には、直流電圧源１９を充電する制御から放電する制御に切り替わり、「ＯＦＦ」から「ＯＮ」にする際には、直流電圧源１９を放電する制御から充電する制御に切り替わる。上記のように、短絡用スイッチ２１のＯＮ／ＯＦＦ切り換え時に同期したフィードフォワード補正電圧ΔＶを加算して電圧指令値６６を補正することにより、フィードバック制御の応答時間分、制御が遅れることを防ぐことができる。
すなわち、図８−１０ではインバータ回路のＰＷＭ制御と、短絡用スイッチの制御との組み合わせによってどのような電流経路が存在しうるかの説明を行った。図１１ではＡＣ／ＤＣコンバータの出力電圧(平滑コンデンサ２２の両端間電圧)Ｖdcの決定方法について説明を行った。短絡用スイッチのＯＮ／ＯＦＦタイミングは図１１で求まったＶdc＊よりＶdc＊＝Ｖp＊π/(４cosθ１)からθ１を求めることで決定される。また，図１２ではインバータ回路をどのようにＰＷＭ制御するかを示した。このとき短絡用スイッチのＯＮ／ＯＦＦによってフィードフォワード電圧ΔＶを変化させる。
また、この実施の形態のＡＣ／ＤＣコンバータ部１０は、複数の半導体スイッチ素子と直流電圧源とから成るインバータ回路１４を備え、平滑コンデンサ２２の電圧Ｖdcを目標電圧値Ｖdc＊に追従させると共に交流電源１からの入力力率を改善するように、インバータ回路１４を電流指令値Ｉin＊を用いて制御するＡＣ／ＤＣコンバータ部１０の一例を示しているが、これに限らず、インバータ回路１４は図１３の(ａ)に概略的に示すように単相インバータ１４ａを複数、直列に接続した構成であってよい。また図１３の(ｂ)に概略的に示すように、入力直後のダイオードブリッジ１２を備えず、インバータ回路１４の後段の、それぞれ短絡用スイッチ２１ａと整流ダイオード２０ａ、短絡用スイッチ２１ｂと整流ダイオード２０ｂからなる複数の直列回路で構成され、整流ダイオード２０ａ，２０ｂで整流する整流回路１２ａを備えた構成等であっても、同様の効果が得られる。
実施の形態２．
図１４はこの発明の実施の形態２における図１の電力変換回路４００の内部構成の一例を示す概略構成図である。電力変換装置の全体の構成は図１に示すものと同じである。図１４において実施の形態１の図２と異なる構成は、出力電流検出回路３４を取り除いた点である。このような構成において、出力電流を目標電流値Ｉout＊に追従させるための制御部５の制御の詳細について以下に説明する。
ここで、記号を次のように定義する。
Ｐin：交流電源１から入力される入力電力
Ｉout＊：出力電流Ｉoutの制御目標電流値
図１５に図３のＤＣ／ＤＣコンバータ制御手段５ａで行われるフォワードコンバータスイッチ２３の制御を説明するための制御ブロック図を示す。まず、除算部５４１で入力電力Ｐinから負荷電圧Ｖloadを除算し、出力電流の推定値７０を求める。ここで入力電力Ｐinは、整流電圧検出回路３０で検出した電圧Ｖinと整流電流検出回路３１から検出した電流Ｉinより乗算部５４６により求めた入力電力である。
次に、減算部５４２で出力電流の推定値７０と目標電流値Ｉout＊との差分７１を求める。そしてＰＩ制御部(ＰＩ)５４３で差分７１をフィードバック量としてＰＩ制御した出力を、ＤＣ／ＤＣコンバータ部１１の出力電圧Ｖoutの目標電圧値Ｖout＊７２とする。そして、デューティ演算部(Ｋ)５４４で上記(１)式に基づき、トランス２４の巻き線比(Ｎ２／Ｎ１)、平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖdcの目標電圧値Ｖdc＊より、出力電圧Ｖoutの目標電圧値Ｖout＊７２を出力するためのＰＷＭデューティ７３を求める。そして該ＰＷＭデューティ７３を用いて、ＰＷＭ制御部５４５によりフォワードコンバータスイッチ２３への駆動信号を生成し、ＤＣ／ＤＣコンバータ部１１を動作させる。
次に図１６に図３のＤＡ／ＤＣコンバータ制御手段５ｂで行われるＡＣ／ＤＣコンバータ部１０の制御を説明するための制御ブロック図を示す。図１６に直流電圧源電圧Ｖsubの目標電圧値Ｖsub＊を演算する方法を示す。まず、演算部５５１で、ＤＣ／ＤＣコンバータ部１１の出力電圧Ｖoutの目標電圧Ｖout＊５２(図６参照)と、トランス２４の巻き線比(Ｎ２／Ｎ１)、そしてＤＣ／ＤＣコンバータ部１１の効率が最も良くなるフォワードコンバータスイッチ２３のＯＮ時間ｔon maxと上記(３)−(５)式によって直流電圧源１９の第１の目標電圧値(直流電圧源目標電圧理想値)Ｖsub_ideal８０を演算する。
次に、リミッタ部５５２で、単相インバータスイッチング素子耐圧を条件として、(Ｖsub_ideal＞スイッチング素子耐圧)である場合には直流電圧源１９の目標電圧値Ｖsub＊をスイッチング素子耐圧とし、(Ｖsub_ideal＜スイッチング素子耐圧)である場合には直流電圧源１９の目標電圧Ｖsub＊をＶsub_idealとする。
実施の形態１で示した図１１の制御と図１６に示す該Ｖsub＊を用いた図１２の制御によって、単相インバータの直流電圧源の目標電圧値Ｖsub＊は、ＡＣ／ＤＣコンバータ部１０が電流制御可能になり、かつ単相インバータのスイッチング素子耐圧以下の範囲で必要最低限の電圧を保持するように制御することができる。
制御部５は、ＡＣ／ＤＣコンバータ部１０の電流制御が可能になるようにインバータ回路１４の単相インバータの直流電圧を半導体スイッチング素子の素子耐圧以下の範囲で変化させる制御と、交流電源１の電圧に応じてＡＣ／ＤＣコンバータ部１０の直流出力電圧の目標電圧を変化させる制御のうちの、前者の制御を後者の制御より優先して行う。
また、本実施の形態では直流電圧源１９の第１の目標電圧値Ｖsub_ideal８０とスイッチング素子耐圧によって直流電圧源の目標電圧値Ｖsub＊を演算したが、図１７に示すように、リミッタ部５５２ａで直流電圧源１９の第１の目標電圧値Ｖsub_ideal８０と、上記(３)−(５)式からＡＣ／ＤＣコンバータ部１０が電流制御可能になる直流電圧源１９の第２の目標電圧値Ｖsub_req８１を演算し、平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖdcまたは入力交流電源１の電圧が脈動した場合にもＡＣ／ＤＣコンバータ部１０が電流制御可能になるように、加算部５５３で予め定められた余裕係数Ｖsub_maginを直流電圧源１９の第２の目標電圧値Ｖsub_reqに足しこみ、直流電圧源の目標電圧値Ｖsub＊とする制御とすることで、ＡＣ／ＤＣコンバータ部１０の電流制御の信頼性が向上する。
上記実施の形態では余裕係数Ｖsub_maginを直流電圧源の第２の目標電圧値Ｖsub_reqに足しこむ例を示したが、平滑コンデンサ２２の直流電圧Ｖdcまたは入力交流電源１の電圧Ｖinに余裕係数を足しこみ直流電圧源の第２の目標電圧値Ｖsub_reqを演算し、該Ｖsub_reqを直流電圧源の目標電圧Ｖsub＊としてもよい。
なお、制御部５は、交流電源１からの交流電圧の実効値に応じて上述の電力変換回路４００の制御を行うようにしてもよい。
また、上記各実施の形態で示した電源装置２００を構成するＤＣ／ＤＣコンバータ部１１は、一般的なフォワードコンバータ回路で構成される例を示したが、他のＤＣ／ＤＣコンバータ回路であって良く、制御方法も上記例に限らない。
また、上記各実施の形態ではＡＣ／ＤＣコンバータ部１０とＤＣ／ＤＣコンバータ部１１から構成される電源装置(電力変換装置)２００について示したが、これに限らず、スイッチング素子により出力制御する回路で構成されるものであればよい。
また、電源装置２００の構成は図１の構成に限らず、例えば、電子制御装置７の機能を電力変換器３００の内部に備える(例えば制御部５内に内蔵させる)、等の構成であって良い。
また、単相インバータ構成スイッチ１７，１８のみならず、短絡用スイッチ２１、フォワードコンバータスイッチ２３についても、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴ等からなる半導体スイッチ素子で構成することが可能である。
この発明による電力変換装置は上記各実施の形態に限定されるものではなく、これらの可能な組み合わせも全て含むことは云うまでもない。
１ 交流(電圧)電源、５ 制御部、５ａ ＤＣ／ＤＣコンバータ制御手段、５ｂ ＡＣ／ＤＣコンバータ制御手段、６ 高圧バッテリ、７ 電子制御装置、８ 通信線、１０ ＡＣ／ＤＣコンバータ部、１１ ＤＣ／ＤＣコンバータ部、１２ ダイオードブリッジ、１２ａ 整流回路、１３ リアクトル、１４ インバータ回路、１４ａ 単相インバータ、１５，１６ ダイオード、１７，１８ 単相インバータ構成スイッチ、１９ 直流電圧源、２０，２０ａ，２０ｂ 整流ダイオード、２１，２１ａ，２１ｂ 短絡用スイッチ、２２ 平滑コンデンサ、２３ フォワードコンバータスイッチ、２４ トランス、２５ 二次側整流直列ダイオード、２６ 二次側整流並列ダイオード、 ２７ 平滑リアクトル、２８ コンデンサ、３０ 整流電圧検出回路、３１ 整流電流検出回路、３２ 直流電圧源電圧検出回路、３３ 平滑コンデンサ電圧検出回路、３４ 出力電流検出回路、３５ 出力電圧検出回路、２００ 電源装置(電力変換装置)、３００ 電力変換器、４００ 電力変換回路。

Claims (4)

  1. 交流電源からの交流電力を直流電力に電力変換するＡＣ／ＤＣコンバータ部と、前記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の出力を所定の直流電力に変換して出力するＤＣ／ＤＣコンバータ部と、前記ＡＣ／ＤＣコンバータ部およびＤＣ／ＤＣコンバータ部の所定の各部に設けた電圧検出回路および電流検出回路から入力される検出信号に従って所定の各部に設けたスイッチのスイッチング制御を行う制御部と、を備え、
    前記ＡＣ／ＤＣコンバータ部が、
    直流電圧源と前記直流電圧源の充放電を行う複数の半導体スイッチ素子を有する単相インバータが１以上直列接続されたインバータ回路と、
    前記インバータ回路の後段の整流素子と、
    前記インバータ回路に前記整流素子を介して接続され前記インバータ回路の出力を平滑して出力する平滑コンデンサと、
    前記平滑コンデンサへの電流をバイパスさせる短絡用スイッチと、
    を含み、
    前記制御部が、前記平滑コンデンサ両端間電圧である前記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流出力電圧を目標電圧に追従させると共に前記交流電源からの入力力率を１に近づけるよう前記インバータ回路への入力電流を制御し、前記単相インバータの直流電圧を一定に保ちつつ、前記交流電源の電圧に応じてＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流出力電圧の前記目標電圧を変化させることを特徴とする電力変換装置。
  2. 前記制御部は、前記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の電流制御が可能になるように前記単相インバータの直流電圧を前記半導体スイッチング素子の素子耐圧以下の範囲で変化させる第１の制御と、前記交流電源の電圧に応じて前記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流出力電圧の目標電圧を変化させる第２の制御を備え、前記第１の制御を前記第２の制御より優先して行うことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 前記第１の制御は、ＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流出力電圧と、前記交流電源の電圧と、前記交流電源の電圧とＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流出力電圧とに加える余裕係数に応じてＡＣ／ＤＣコンバータ部を電流制御が可能になるように前記単相インバータの直流電圧の目標電圧を変化させることを特徴とする請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 前記制御部は、前記交流電圧の実効値に応じて前記ＡＣ／ＤＣコンバータ部の直流出力電圧を制御することを特徴とする請求項１又は２に記載の電力変換装置。
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