JP2007282442A - 交直変換回路 - Google Patents

Abstract

【課題】昇圧形交直変換回路において、入力電流の高調波を低減させる。
【解決手段】交流電源１とダイオード整流回路１１〜１６との接続点にリアクトル３〜５を挿入し、ダイオード整流回路の出力端子間にスイッチング素子２３を接続し、これと並列にコンデンサ３２とダイオード１９の直列回路を接続し、コンデンサ３２の両端間を直流出力とする昇圧形の交直変換回路において、ダイオード１７，１８とスイッチング素子２１，２２との各直列回路とコンデンサ３１とを互いに並列に接続し、ダイオード１７とスイッチング素子２１との接続点を入力端子とし、ダイオード１８とスイッチング素子２２との接続点を出力端子とするブリッジ回路を、ダイオード整流回路１１〜１６とスイッチング素子２３との間に挿入して構成する。
【選択図】図１

Description

この発明は、交流から直流に変換する交流−直流（交直）変換回路、特に入力電流の高調波を低減し得る交直変換回路に関する。

図５に例えば特許文献１に開示された従来例を示す。図６〜８は図５の動作説明図である。ここでは、例えばＲ相の電圧をＶ_R、Ｓ相の電圧をＶ_S、Ｔ相の電圧をＶ_Tとすると、
これらの間にはＶ_R＞０＞Ｖ_S＞Ｖ_Tの関係にあるものとする。いま、図５の主スイッチング素子２３がオンすると、電流は交流電源１→フィルタ２→リアクトル３→ダイオード１１→主スイッチング素子２３→ダイオード１４（１６）→リアクトル４（５）→フィルタ２→交流電源１の経路で流れ、上昇する。素子２３がオフすると、リアクトル３→ダイオード１１→ダイオード１９→コンデンサ３２，負荷４１→ダイオード１４（１６）→リアクトル４（５）→フィルタ２→交流電源１→リアクトル３の経路で流れ、電流は下記（１）式の関係で減衰する。

ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖｏｕｔ−Ｖｉｎ）／Ｌ…（１）
ここに、ｄｉ／ｄｔは時間に対する電流の変化率、Ｖｉｎは入力電圧、Ｖｏｕｔは出力電圧、Ｌはリアクトル３〜５のインダクタンス値であり、各リアクトル３〜５を流れる電流ｉ３，ｉ４，ｉ５には、次式のような関係がある。
ｉ３＝−（ｉ４＋ｉ５）…（２）

以上のことから、ＶｏｕｔとＶｉｎとの差が小さいときには電流は緩やかに減衰（ｄｉ／ｄｔが小さくなる）し、ＶｏｕｔとＶｉｎとの差が大きいときには電流は急激に減衰（ｄｉ／ｄｔが大きくなる）することになる。Ｖｉｎは交流電圧で変化するため、図６や図７のようにＶｉｎの状態によって電流の傾きが異なり、図８に示すように入力電流ｉ_R（Ｒ相）に高調波が重畳されることになる。

また、特許文献１では上記主スイッチング素子２３の代わりに、２つのスイッチング素子と２つのダイオードおよびコンデンサを用いてソフトスイッチングを実現し、スイッチング損失を低減する例も開示されている。この場合、スイッチング素子がオンまたはオフする瞬間の動作を除けば、動作は図６，図７と同様となる。すなわち、２つのスイッチング素子の一方または両方がオンすると電流が増加し、両方のスイッチング素子がオフすると電流は減少する。よって、図８のように入力電流には高調波が重畳される

これに対し、ダイオードブリッジの出力端の一方に、２つのスイッチング素子と２つのダイオードおよびコンデンサからなる回路を接続する、特許文献２に示すようなものもある。これも、スイッチング素子をソフトスイッチング動作させ、スイッチング損失を低減させるもので、スイッチング時の瞬間を除けば図６と同じになる。したがって、単相入力に対しては、入力電流を正弦波となるように制御することができる。

特開平０８−１６８２５８号公報 特開平０９−０４７０２４号公報

しかし、３相入力の回路においては、１つのスイッチング素子で３相の入力電流を正弦波に制御することはできない。よって、３相回路に適用した場合、入力電流には高調波が含まれることになる。なお、特許文献２の回路は降圧形であり、出力電圧は入力電圧のピーク値より低い電圧となる。
したがって、この発明の課題は、昇圧形交直変換回路における入力電流の高調波を低減させることにある。

このような課題を解決するため、請求項１の発明では、交流電源とダイオード整流回路との接続点にリアクトルを挿入し、ダイオード整流回路の出力端子間に主スイッチング素子を接続し、この主スイッチング素子と並列にコンデンサとダイオードの直列回路を接続し、前記コンデンサの両端間を直流出力とする交直変換回路において、
ダイオードが上アーム側となるダイオードとスイッチング素子との直列回路と、ダイオードが下アーム側となるダイオードとスイッチング素子との直列回路とをそれぞれ設け、前記２つの直列回路およびコンデンサを互いに並列に接続し、１方の直列回路におけるダイオードとスイッチング素子との接続点を入力端子とし、他方の直列回路におけるダイオードとスイッチング素子との接続点を出力端子とするブリッジ回路を、前記交直変換回路のダイオード整流回路と主スイッチング素子との間に挿入することを特徴とする。

上記請求項１の発明においては、前記主スイッチング素子がオフしているときに、前記ブリッジ回路の２つのスイッチング素子を同時にオフし、コンデンサを充電する期間を設けることができ（請求項２の発明）、または、前記主スイッチング素子がオフしているときに、前記ブリッジ回路の２つのスイッチング素子を同時にオンし、コンデンサを放電する期間を設けることができる（請求項３の発明）。

この発明によれば、ダイオード整流回路と主スイッチング素子との間に、ダイオードとスイッチング素子とを直列接続した第１，第２の直列回路とコンデンサとを互いに並列接続したブリッジ回路を挿入することにより、昇圧形交直変換回路における入力電流の高調波を低減させることができる。

図１にこの発明の実施の形態を示し、図２にＶｏｕｔとＶｉｎとの差が小さい場合の動作例を示す。
図１で、例えば素子２１（駆動信号はＧ２１）がオフ、素子２２（駆動信号はＧ２２）がオンしている場合は、電流はダイオード１７→素子２２の経路で流れる。ここで、素子２３がオフした後に素子２２をオフすると、電流はダイオード１７→コンデンサ３１→ダイオード１８の経路に転流する。

これにより、ダイオード１７と１８が導通し、ダイオード整流回路の出力端子の電圧Ｖｒは、コンデンサ３１の電圧Ｖｃと出力電圧Ｖｏｕｔとの和になる。よって、電流は次の（３）式の関係で減衰する。
ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖｏｕｔ＋Ｖｃ−Ｖｉｎ）／Ｌ…（３）
ここで、Ｖｒ（＝Ｖｏｕｔ＋Ｖｃ）は増加するので、電流をより急峻に減衰させることができる。ただし、素子２１と２２を両方ともオフさせることで、電流はダイオード１７→コンデンサ３１→ダイオード１８の経路で流れるので、コンデンサ３１を予め充電させておくことができる。

図３はＶｏｕｔとＶｉｎとの差が小さい場合の動作例を示す。ここで、素子２１をオン、素子２２をオフしておくことで、電流は素子２１→ダイオード１８の経路で流れる。さらに、素子２３がオフした後に素子２２をオンすることで、電流は素子２１→コンデンサ３１→素子２２の経路に転流し、コンデンサ３１を放電する。よって、電圧Ｖｒは出力電圧ＶｏｕｔとＶｃとの差となり、電流は次の（４）式の関係で減衰する。
ｄｉ／ｄｔ＝（Ｖｏｕｔ−Ｖｃ−Ｖｉｎ）／Ｌ…（４）

ここで、Ｖｒ（＝Ｖｏｕｔ−Ｖｃ）は減少するので、電流をより緩やかに減衰させることができる。
よって、素子２１と２２の制御信号、またはＶｃの値を調整することで、スイッチング周期内における各リアクトル３〜５を流れる電流ｉ３，ｉ４およびｉ５の平均値を調整することができ、入力電流の高調波を図４に示すように低減することができる。

この発明の実施の形態を示す回路図 図１の第１の動作説明図 図１の第２の動作説明図 図１の第３の動作説明図 従来例を示す回路図 図５の第１の動作説明図 図５の第２の動作説明図 図５の第３の動作説明図

符号の説明

１…交流電源、２…フィルタ、３〜５…フィルタ、１１〜１９…ダイオード、２１〜２３…スイッチング素子、３１，３２…コンデンサ、４１…負荷。

Claims (3)

1. 交流電源とダイオード整流回路との接続点にリアクトルを挿入し、ダイオード整流回路の出力端子間に主スイッチング素子を接続し、この主スイッチング素子と並列にコンデンサとダイオードの直列回路を接続し、前記コンデンサの両端間を直流出力とする交直変換回路において、
   ダイオードが上アーム側となるダイオードとスイッチング素子との直列回路と、ダイオードが下アーム側となるダイオードとスイッチング素子との直列回路とをそれぞれ設け、前記２つの直列回路およびコンデンサを互いに並列に接続し、１方の直列回路におけるダイオードとスイッチング素子との接続点を入力端子とし、他方の直列回路におけるダイオードとスイッチング素子との接続点を出力端子とするブリッジ回路を、前記交直変換回路のダイオード整流回路と主スイッチング素子との間に挿入することを特徴とする交直変換回路。
2. 前記主スイッチング素子がオフしているときに、前記ブリッジ回路の２つのスイッチング素子を同時にオフし、コンデンサを充電する期間を設けることを特徴とする請求項１に記載の交直変換回路。
3. 前記主スイッチング素子がオフしているときに、前記ブリッジ回路の２つのスイッチング素子を同時にオンし、コンデンサを放電する期間を設けることを特徴とする請求項１に記載の交直変換回路。

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