CN102379081A - 电力变换装置 - Google Patents

Abstract

在将交流电力变换为直流电力的电力变换装置中，在对交流输入进行整流的后级，串联连接将一个以上的单相逆变器进行串联连接的逆变器电路(100)。在逆变器电路(100)的后级，具备：经由整流二极管(10)来连接的平滑电容器(11)、以及给平滑电容器(11)设旁路的短路用开关(9)。并且，短路用开关(9)只在以过零相位为中央的短路相位范围(20)中设为接通状态，使用电流指令来对逆变器电路(100)进行输出控制使得平滑电容器(11)的直流电压追踪目标电压、改善输入功率因数。

Description

电力变换装置

技术领域

本发明涉及一种具备改善输入功率因数的电路而将交流电力变换为直流电力的电力变换装置。

背景技术

以往的电力变换装置构成为如下：将输入交流通过二极管桥进行全波整流，在二极管桥的一端连接电抗器，而且在其后级与二极管桥的另一个输出端之间连接开关元件。在其后级经由二极管来连接在输出级，通过接通断开上述的半导体开关，进行改善输入功率因数的输入电流控制和输出级的电压控制(例如，参照专利文献1)。

专利文献1：日本特开2000-116126号公报

发明内容

在这种电力变换装置中，为了控制来自交流电源的电流，由半导体开关对交流电压以高频进行开关，因此产生很大的损耗以及噪声。另外当为了避免该问题而降低开关频率时，为了得到良好的输入功率因数而需要大的限流用电抗器。

本发明是为了解决如上述那样的问题点而作出的，其目的在于，在进行改善输入功率因数的输入电流控制和输出级的电压控制来将交流电力变换为直流电力的电力变换装置中，降低电力损耗以及噪声、且不需要大的限流电路而促进装置结构的小型化。

与本发明有关的电力变换装置，具备：整流电路，对来自交流输入电源的输入进行整流；逆变器电路，串联连接分别具有多个半导体开关元件和直流电压源的一个以上的单相逆变器的交流侧而构成，将该交流侧串联连接在所述整流电路的输出来将所述各单相逆变器的输出的总和重叠在所述整流电路的输出；平滑电容器，经由整流二极管来连接在该逆变器电路的后级并对该输出进行平滑；以及短路用开关，一端连接在所述逆变器电路，另一端连接在所述平滑电容器的一端。而且，使用电流指令来对所述逆变器电路进行输出控制，使得所述平滑电容器的电压追踪目标电压并且改善来自所述交流输入电源的输入功率因数。

另外，与本发明有关的电力变换装置，具备：逆变器电路，串联连接分别具有多个半导体开关元件和直流电压源的一个以上的单相逆变器的交流侧而构成，将该交流侧串联连接在交流输入电源的第一端子来将所述各单相逆变器的输出的总和重叠在交流输入；平滑电容器，配置在该逆变器电路的后级，对该输出进行平滑；以及第一、第二串联电路，分别串联连接短路用开关和整流二极管并连接在所述平滑电容器的两端子之间。所述第一串联电路的中点连接在所述逆变器电路的后级的交流输出线，所述第二串联电路的中点连接在所述交流输入电源的第二端子。而且，使用电流指令对所述逆变器电路进行输出控制，使得所述平滑电容器的电压追踪目标电压并且改善来自所述交流输入电源的输入功率因数。

根据本发明，短路用开关不需要进行高频开关，改善输入功率因数且控制输出级的电压的逆变器电路能够将在开关动作中处理的电压设为较小的电压。因此，不需要大的限流电路就能够降低开关损耗以及噪声，能够实现促进了电力损耗以及噪声的降低化和装置结构的小型化的电力变换装置。

附图说明

图1是本发明的实施方式1的电力变换装置的结构图。

图2是说明本发明的实施方式1的电力变换装置的动作的各部的波形图。

图3是说明本发明的实施方式1的电力变换装置的动作的图。

图4是说明本发明的实施方式1的电力变换装置的动作的图。

图5是说明本发明的实施方式1的电力变换装置的动作的图。

图6是表示本发明的实施方式1的逆变器电路的控制的控制框图。

图7是本发明的实施方式1的其它例子的电力变换装置的结构图。

图8是本发明的实施方式2的电力变换装置的结构图。

图9是说明本发明的实施方式2的电力变换装置的动作的图。

图10是本发明的实施方式3的电力变换装置的结构图。

图11是说明本发明的实施方式3的电力变换装置的动作的图。

图12是说明本发明的实施方式3的电力变换装置的动作的图。

具体实施方式

实施方式1.

下面，说明本发明的实施方式1的电力变换装置。图1是本发明的实施方式1的电力变换装置的概略结构图。

如图1所示，作为交流输入电源的交流电压电源1(下面，简单称作交流电源1)连接在作为整流电路的二极管桥2。二极管桥2的输出连接在作为限流电路的电抗器3，在其后级串联连接有由单相逆变器构成的逆变器电路100的交流侧。构成逆变器电路100的单相逆变器由半导体开关元件4、5、二极管6、7以及直流电压源8构成。这里，半导体开关元件4、5使用反并联连接了二极管的IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor：绝缘栅双极型晶体管)、在源极·漏极间内置了二极管的MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor：金属氧化物半导体场效应晶体管)等，另外二极管6、7也可以与半导体开关元件4、5同样地由半导体开关元件构成。另外，电抗器3也可以串联连接在逆变器电路100的后级。

另外，在逆变器电路100的后级连接了短路用开关9和整流二极管10，整流二极管10的阴极侧连接在输出级的平滑电容器11的正极。这里，短路用开关9与整流二极管10的阳极的连接点连接在逆变器电路100的后级的交流输出线，短路用开关9的另一端连接在平滑电容器11的负极。另外，短路用开关9图示了由反并联连接了二极管的半导体开关元件构成的开关，但是不限于此，也可以是机械式的开关等。

根据图2所示的各部的波形来说明这样构成的电力变换装置的动作。

来自交流电源1的输入通过二极管桥2进行全波整流，二极管桥2的后级的电压Vin、电流Iin成为如图2所示那样的波形。Vdc是控制为固定的目标电压Vdc^＊的平滑电容器11的直流电压，在这种情况下，设电压Vin的峰值电压比平滑电容器11的直流电压Vdc高。

逆变器电路100通过PWM控制来控制电流Iin并进行输出使得来自交流电源1的输入功率因数大概变成1，将交流侧的产生电压重叠在二极管桥2后级的电压Vin。如图3～图5所示，当在半导体开关元件4、5断开时，逆变器电路100内的电流通过二极管6对直流电压源8进行充电，并通过二极管7进行输出。另外，当只接通半导体开关元件4时，电流通过半导体开关元件4和二极管7来进行输出。另外同样地，当只接通半导体开关元件5时，电流通过二极管6和半导体开关元件5来进行输出。另外，当同时接通半导体开关元件4、5时，通过半导体开关元件4使直流电压源8进行放电，并通过半导体开关元件5进行输出。通过这4种控制的组合控制半导体开关元件4、5来对逆变器电路100进行PWM控制。

设来自交流电源1的输入电压相位为θ、电压Vin变得与平滑电容器11的目标电压Vdc^＊相等时的相位θ＝θ2(0＜θ2＜π/2)，从相位θ＝0到成为0＜θ1＜θ2的规定相位θ1为止，将短路用开关9设为接通状态。在这种情况下，如图3所示，来自交流电源1的电流以交流电源1→二极管桥2→电抗器3→逆变器电路100→短路用开关9→二极管桥2→交流电源1的路径流过。短路用开关9为接通状态，因此在整流二极管10以及输出级的平滑电容器11中不流过电流。逆变器电路100通过PWM控制来控制电流Iin并进行输出，使得例如组合半导体开关元件4、5断开的情况和只接通半导体开关元件4的情况来产生与电压Vin的反极性大致相等的电压、且使输入功率因数大概变成1。在这期间，能量充电到逆变器电路100的直流电压源8中。

接着，当相位θ＝θ1时如果断开短路用开关9，则如图4所示，来自交流电源1的电流以交流电源1→二极管桥2→电抗器3→逆变器电路100→整流二极管10→平滑电容器11→二极管桥2→交流电源1的路径流过。

当相位θ为θ1≤θ≤θ2时，逆变器电路100通过PWM控制，例如组合半导体开关元件4、5同时接通的情况和只接通半导体开关元件4的情况来进行输出。此时，为使平滑电容器11的直流电压Vdc能够维持为目标电压Vdc^＊，控制电流Iin来进行输出使得产生与Vdc^＊-Vin大致相等的电压、且使输入功率因数大概变成1。在这期间，逆变器电路100产生的电压极性和电流Iin的极性变得相等，因此逆变器电路100的直流电压源8进行放电。

接着，当在相位θ＝θ2中电压Vin变得与平滑电容器11的直流电压Vdc^＊相等时，短路用开关9继续为断开状态，但是逆变器电路100中的动作改变。

即，当相位θ为θ2≤θ≤π/2时，如图5所示，来自交流电源1的电流以交流电源1→二极管桥2→电抗器3→逆变器电路100→整流二极管10→平滑电容器11→二极管桥2→交流电源1的路径流过。另外，逆变器电路100通过PWM控制，例如组合半导体开关元件4、5断开的情况和只接通半导体开关元件5的情况来进行输出。此时，平滑电容器11的目标电压Vdc^＊≤电压Vin，逆变器电路100为使平滑电容器11的直流电压Vdc能够维持为目标电压Vdc^＊，控制电流Iin来进行输出使得相对Vin的极性为反极性地产生与Vin-Vdc^＊大致相等的电压、且输入功率因数大概变成1。在这期间，逆变器电路100产生的电压极性和电流Iin的极性变得相反，因此逆变器电路100的直流电压源8被充电。

如图所示，在π/2≤θ≤π的相位期间，进行与上述的0≤θ≤π/2的相位期间对称的动作，在π≤θ≤2π的相位期间，与0≤θ≤π的相位期间相同。

即、将来自交流电源1的输入电压的相位θ的过零(zero-cross)相位(θ＝0、π)±θ1作为特定相位来切换短路用开关9，只在以该过零相位为中央的±θ1的相位范围(下面，称作短路相位范围20)中，将短路用开关9设为接通状态来给平滑电容器11设旁路。此时，逆变器电路100控制电流Iin来进行输出使得产生与电压Vin的反极性大致相等的电压、且输入功率因数大概变成1，直流电压源8被充电。并且，在上述短路相位范围20以外的相位中，逆变器电路100控制电流Iin来进行输出使得将平滑电容器11的直流电压Vdc维持为目标电压Vdc^＊、另外输入功率因数大概变成1。此时，在电压Vin小于等于平滑电容器11的目标电压Vdc^＊时，直流电压源8被放电，当电压Vin大于等于目标电压Vdc^＊时，直流电压源8被充电。

当加大θ1时，充电到直流电压源8的能量增大，在之后的放电时，能够在高的电压区域的电压Vin上重叠所产生的电压、并且能够加大放电的能量。因此，能够提高平滑电容器11的直流电压Vdc(目标电压Vdc^＊)。

在0≤θ≤π/2的相位期间，逆变器电路100的直流电压源8如上述那样在0≤θ≤θ1、θ2≤θ≤π/2的期间被充电，在θ1≤θ≤θ2的期间被放电。当设逆变器电路100的直流电压源8的充放电能量相等时，下面的数式成立。其中，Vp是电压Vin的峰值电压，Ip是电流Iin的峰值电流。

[数式1]

${\∫}_{\mathrm{\θ}}^{{\mathrm{\θ}}_1}{V}_p\sin \mathrm{\θ}\·I_p\sin \mathrm{\θ}\·\mathrm{d\θ}+{\∫}_{{\mathrm{\θ}}_2}^{\mathrm{\π}/2}(V_p\sin \mathrm{\θ}-{V_{\mathrm{dc}}}^{*})\·I_p\sin \mathrm{\θ}\·\mathrm{d\θ}$

$={\∫}_{{\mathrm{\θ}}_1}^{{\mathrm{\θ}}_2}(V_{\mathrm{dc}}^{*}-V_p\sin \mathrm{\θ})\·I_p\sin \mathrm{\θ}\·\mathrm{d\θ}$

这里，当设为Vin＝Vp sinθ、Iin＝Ip sinθ时，成为

Vdc^＊＝Vp·π/(4cosθ1)。

这样，平滑电容器11的目标电压Vdc^＊是由决定短路相位范围20的θ1来决定，即能够通过改变θ1来进行控制。并且，平滑电容器11的直流电压Vdc被控制为追踪该目标电压Vdc^＊。

另外，当逆变器电路100的直流电压源8的电压设为Vsub时，通过将电压Vsub设定为大于等于0≤θ≤θ1、θ1≤θ≤θ2、θ2≤θ≤π/2的各相位范围中的逆变器电路100的期望的产生电压的大小，逆变器电路100能够可靠性良好地进行上述的期望的控制。即、通过设定电压Vsub使得满足Vp sinθ1≤Vsub、(Vdc^＊-Vp sinθ1)≤Vsub、(Vp-Vdc^＊)≤Vsub这3个条件，以使平滑电容器11的直流电压Vdc能够维持为目标电压Vdc^＊、而且输入功率因数大概变成1的方式控制电流Iin的逆变器电路100的控制能够在交流电源1的全相位中可靠性良好地进行。此外，直流电压源8的电压Vsub设定为小于等于Vin的峰值电压Vp。

接着，下面说明控制电流Iin使得平滑电容器11的直流电压Vdc维持为目标电压Vdc^＊、另外输入功率因数大概变成1的逆变器电路100的控制的详细情况。

逆变器电路100是由如图6所示那样的控制块来进行控制的。首先，运算将输出级的平滑电容器11的直流电压Vdc与目标电压Vdc^＊的差21a设为反馈量来进行PI控制的输出22a。另外，为了将逆变器电路100的直流电压源8的电压Vsub保持为固定，运算将该电压Vsub与该目标电压Vsub^＊的差21b设为反馈量来进行PI控制的输出22b，从两个输出22a、22b之和来决定电流Iin的振幅目标值23。并且，根据该振幅目标值23来生成与电压Vin同步的正弦波的电流指令Iin^＊。接着，将以电流指令Iin^＊和被检测的电流Iin的差24为反馈量来进行PI控制的输出设为成为逆变器电路100的产生电压的目标值的电压指令25。此时，在短路用开关9的接通/断开切换时相加同步的前馈补正电压ΔV来补正电压指令25。并且，使用补正后的电压指令26(短路用开关9的接通/断开切换时以外是补正前电压指令25)，通过PWM控制来生成向逆变器电路100的各半导体开关元件4、5的驱动信号，使逆变器电路100进行动作。

在来自交流电源1的输入电压的过零相位(θ＝0、π)±θ1的特定相位中，切换短路用开关9的接通/断开，而逆变器电路100在将短路用开关9从接通设为断开时，从对直流电压源8进行充电的控制切换为进行放电的控制，当从断开设为接通时，从对直流电压源8进行放电的控制切换为进行充电的控制。如上述那样，通过在短路用开关9的接通/断开切换时相加同步的前馈补正电压ΔV来补正电压指令25，能够防止控制延迟与反馈控制的响应时间相应的量。此外，前馈补正电压ΔV在将短路用开关9从接通设为断开时为正极性的电压，在将短路用开关9从断开设为接通时为负极性的电压。

在该实施方式中，通过使用如上述那样的电流指令来控制逆变器电路100，控制为平滑电容器11的直流电压Vdc追踪目标电压Vdc^＊、改善来自交流电源1的输入功率因数。短路用开关9不需要进行高频开关，改善输入功率因数来控制输出级的直流电压Vdc的逆变器电路100能够将在开关动作中处理的电压与交流电源1的峰值电压相比大幅降低。因此，不需要大的电抗器3就能够降低开关损耗以及噪声。另外，短路用开关9为接通状态时，能够给平滑电容器11设旁路来对逆变器电路100的直流电压源8进行充电，因此逆变器电路100不产生高的电压就能够在交流电源1中流过电流Iin，并且能够将充电的能量用于向平滑电容器11的放电。因此，能够进一步降低在开关动作中处理的电压，能够进一步促进高效化、低噪声化。

此外，在这种情况下电抗器3不储存能量，而是作为限制电流的限流电路进行动作，电流控制的可靠性得到提高。

另外，通过将成为逆变器电路100的直流电压的直流电压源8的电压Vsub设定为小于等于Vin的峰值电压Vp，能够可靠地获得上述高效化、低噪声化的效果。

另外，只在来自交流电源1的输入电压的特定的相位中使短路用开关9进行动作，因此能够稳定地控制电力变换装置，开关动作引起的损耗也几乎没有。另外只在以作为过零相位的θ＝0、π为中央的±θ1的短路相位范围20中，将短路用开关9设为接通状态来给平滑电容器11设旁路，因此不需要在电压Vin低的区域中向平滑电容器11进行输出，能够构成为逆变器电路100的直流电压低，能够可靠地获得高效化、低噪声化的效果。

另外，平滑电容器11的目标电压Vdc^＊能够根据短路相位范围20的θ1来进行控制，因此能够容易地控制目标电压Vdc^＊，设计上以及控制上的自由度得到提高。

另外，在短路用开关9的接通/断开切换时，逆变器电路100使用前馈控制来进行控制使得切换直流电压源8的充电/放电动作，因此能够防止控制延迟与反馈控制的响应时间相应的量，能够实现高速控制。

另外，控制为改变电流指令来将直流电压源8的电压Vsub保持为固定，因此能够稳定地控制电力变换装置。另外，能够平衡直流电压源8的充放电，不需要从外部提供直流电力，装置结构变得简便。

此外，也可以从外部进行直流电压源8的电压控制，在这种情况下，在逆变器电路100的输出控制中也可以不进行将电压Vsub保持为固定的控制。

在上述实施方式中，设为电压Vin的峰值电压比平滑电容器11的直流电压Vdc高，但也可以是低。在这种情况下，没有上述的θ2≤θ≤π/2的相位范围中的动作，在0≤θ≤θ1中直流电压源8进行充电，在θ1≤θ≤π/2中直流电压源8进行放电的动作。

另外，作为θ1＝0也能够将短路用开关9设为始终断开状态，在这种情况下，在0≤θ≤θ2中直流电压源8进行放电，在θ2≤θ≤π/2中直流电压源8进行充电的动作。

另外，在上述实施方式中，整流二极管10的阴极侧连接在输出级的平滑电容器11的正极，但是也可以配置成整流二极管10连接在平滑电容器11的负极侧、该负极连接在整流二极管10的阳极侧，获得与上述实施方式相同的动作。

另外，在上述实施方式中，表示了逆变器电路100由1个单相逆变器构成的情况，但是如图7所示，也可以串联连接多个单相逆变器100a、100b的交流侧来构成逆变器电路200。在这种情况下，各单相逆变器100a、100b的输出的总和成为逆变器电路200的输出，与上述实施方式相同地使用电流指令来控制为平滑电容器11的直流电压追踪目标电压、且改善来自交流电源1的输入功率因数。并且，将交流侧的产生电压重叠在二极管桥2后级的电压Vin。在这种情况下，逆变器电路200既可以通过以多个单相逆变器的输出的总和产生阶梯状的电压波形的等级控制来进行输出，另外也可以只由多个单相逆变器中的特定的单相逆变器来进行PWM控制。

实施方式2.

在上述实施方式1中短路用开关9的一端连接在逆变器电路100的交流输出线，但是在该实施方式2中，如图8所示，短路用开关9a的一端连接在构成逆变器电路100的直流电压源8的负极侧。如上述实施方式1相同，短路用开关9a的另一端连接在平滑电容器11的负极侧、即二极管桥2的一端。

在该实施方式中，逆变器电路100以及短路用开关9a的控制与上述实施方式1相同，但是在短路用开关9a为接通状态时、即来自交流电源1的输入电压相位θ为过零相位(θ＝0、π)±θ1的短路相位范围20中，电流路径成为图9所示。来自交流电源1的电流以交流电源1→二极管桥2→电抗器3→逆变器电路100的半导体开关元件4→短路用开关9a→二极管桥2→交流电源1的路径、或者交流电源1→二极管桥2→电抗器3→逆变器电路100的二极管6→直流电压源8→短路用开关9a→二极管桥2→交流电源1流过。此时，与上述实施方式1相同，在θ＝θ1中断开短路用开关9a为止，能量充电到逆变器电路100的直流电压源8中。在断开了短路用开关9a之后，成为与上述实施方式1的图4、图5中所示的电流路径相同的电流路径。

在该实施方式2中，能够获得与上述实施方式1相同的效果，并且将短路用开关9a连接在直流电压源8的负极侧，因此能够降低接通短路用开关9a时电流通过的元件数，能够降低导通损耗，能够提高电力变换装置整体的变换效率。

此外，如图7中所示，在串联连接多个单相逆变器100a、100b的交流侧来构成逆变器电路200的情况下，通过在多个单相逆变器100a、100b中、连接在最后级的单相逆变器100b中的直流电压源8的负极侧连接短路用开关9a，同样地进行动作来起到相同的效果。

实施方式3.

接着，根据图10来说明本发明的实施方式3的电力变换装置。

如图10所示，来自交流电源1的第1端子的输出被连接在电抗器3，在其后级串联连接由单相逆变器构成的逆变器电路300的交流侧。逆变器电路300内的单相逆变器由半导体开关元件4、5、16、17以及直流电压源8构成，该半导体开关元件4、5、16、17由反并联连接了二极管的IGBT、在源极·漏极间内置了二极管的MOSFET等构成。

另外，串联连接由半导体开关元件构成的短路用开关12a和整流二极管13a来构成逆变器的第1串联电路15a的中点被连接在逆变器电路300的后级的交流输出线，而且串联连接由半导体开关元件构成的短路用开关12b和整流二极管13b来构成逆变器的第2串联电路15b的中点被连接在交流电源1的第2端子。并且，第1、第2串联电路15a、15b并联连接，连接在输出级的平滑电容器11的两端子间。

在这种情况下，各短路用开关12a、12b不限于半导体开关元件，也可以是机械式的开关等，但是反并联连接二极管14a、14b。

在这样构成的电力变换装置的动作中，也与上述实施方式1相同地，逆变器电路300通过PWM控制来控制电流Iin进行输出使得平滑电容器11的直流电压Vdc能够维持为固定的目标电压Vdc^＊、另外使得来自交流电源1的输入功率因数大概变成1，将交流侧的产生电压重叠在来自交流电源1的输入电压Vin。并且，将来自交流电源1的输入电压的相位θ的过零相位(θ＝0、π)±θ1设为特定相位来切换短路用开关12a、12b，只在以该过零相位为中央的±θ1的短路相位范围20，将短路用开关12a、12b设为接通状态来给平滑电容器11设旁路。

如图11所示，在短路相位范围20中，首先在交流电源1的极性为正的情况下，当电压Vin的相位θ例如为0≤θ≤θ1时，如果将短路用开关12a、12b设为接通状态，则电流以交流电源1→电抗器3→逆变器电路300→短路用开关12a→短路用开关12b→交流电源1的路径流过。在交流电源1的极性为负的情况下，当电压Vin的相位θ例如为π≤θ≤π+θ1时，如果将短路用开关12a、12b设为接通状态，则电流以图11中所示的相反的路径来以交流电源1→短路用开关12b→短路用开关12a→逆变器电路300→电抗器3→交流电源1的路径流过。此时，逆变器电路300通过PWM控制来控制电流Iin进行输出使得产生与电压Vin的反极性大致相等的电压、且输入功率因数大概变成1，在这期间，能量充电到逆变器电路300的直流电压源8中。

此外，短路用开关12a、12b在短路相位范围20中同时地设为接通状态，但是也可以在交流电源1的极性为正的情况下只将短路用开关12a设为接通状态、在交流电源1的极性为负的情况下只将短路用开关12b设为接通状态，在这种情况下，经过连接在另一个短路用开关12b、12a的二极管14b、14a来流过电流。

并且，当电压Vin的相位θ为过零相位(θ＝0、π)±θ1时，如果断开短路用开关12a、12b，则电流如下地流过。首先在交流电源1的极性为正的情况下，如图12那样，电流以交流电源1→电抗器3→逆变器电路300→整流二极管13a→平滑电容器11→短路用开关12b的二极管14b→交流电源1的路径流过。在交流电源1的极性为负的情况下，电流以交流电源1→整流二极管13b→平滑电容器11→短路用开关12a的二极管14a→逆变器电路300→电抗器3→交流电源1的路径流过。此时，逆变器电路300控制电流Iin来进行输出使得将平滑电容器11的直流电压Vdc维持为目标电压Vdc^＊、另外输入功率因数大概变成1。此时，当电压Vin的绝对值小于等于平滑电容器11的目标电压Vdc^＊时，直流电压源8被放电，当电压Vin的绝对值大于等于目标电压Vdc^＊时，直流电压源8被充电。

在该实施方式中，也与上述实施方式1相同，平滑电容器11的目标电压Vdc^＊是由决定短路相位范围20的θ1来决定的、即能够改变θ1来进行控制。并且，控制平滑电容器11的直流电压Vdc使得追踪该目标电压Vdc^＊。

另外，直流电压源8的电压Vsub设定为小于等于Vin的峰值电压Vp，通过设定电压Vsub使得满足Vp sinθ1≤Vsub、(Vdc^＊-Vp sinθ1)≤Vsub、(Vp-Vdc^＊)≤Vsub这3个条件，控制电流Iin使得平滑电容器11的直流电压Vdc能够维持为目标电压Vdc^＊、另外输入功率因数大概变成1的逆变器电路300的控制，能够在交流电源1的全相位中可靠性良好地进行。

另外，逆变器电路300与上述实施方式1相同地生成电流指令，利用根据该电流指令运算的电压指令来进行控制。另外此时，与上述实施方式1相同地，短路用开关12a、12b的接通/断开切换时相加同步的前馈补正电压ΔV来补正电压指令，切换直流电压源8的充电/放电动作。由此，能够防止控制延迟与反馈控制的响应时间相应的量，能够实现高速控制。

在该实施方式3中，与上述实施方式1相同地，通过逆变器电路300的控制来改善输入功率因数且控制输出级的直流电压Vdc，因此能够将在开关动作中处理的电压与交流电源1的峰值电压相比大幅降低，不需要大的电抗器3就能够降低开关损耗以及噪声。另外，具备短路用开关12a、12b，当短路用开关12a、12b为接通状态时，能够给平滑电容器11设旁路来对逆变器电路300的直流电压源8进行充电，因此能够进一步降低在开关动作中处理的电压，能够进一步促进高效化、低噪声化，能够获得与上述实施方式1相同的效果。

而且，设为不需要在上述实施方式1中使用的二极管桥2，因此能够降低部件数量，装置结构变得简便。另外，能够降低电流通过的元件数，因此能够降低导通损耗，能够提高电力变换装置整体的变换效率。

此外，在该实施方式3中，也可以如图7中所示，串联连接多个单相逆变器的交流侧来构成逆变器电路300。

另外，在上述各实施方式中，对平滑电容器11连接了整流二极管10、13a、13b，但是也可以代替这些整流二极管10、13a、13b而连接半导体开关元件，通过接通/断开控制来进行相同的动作。

Claims (20)

1.一种电力变换装置，其特征在于，具备：

整流电路，对来自交流输入电源的输入进行整流；

逆变器电路，串联连接分别具有多个半导体开关元件和直流电压源的一个以上的单相逆变器的交流侧而构成，将该交流侧串联连接在所述整流电路的输出来将所述各单相逆变器的输出的总和重叠在所述整流电路的输出；

平滑电容器，经由整流二极管连接在该逆变器电路的后级并对该输出进行平滑；以及

短路用开关，一端连接在所述逆变器电路，另一端连接在所述平滑电容器的一端，

其中，使用电流指令来对所述逆变器电路进行输出控制，使得所述平滑电容器的电压追踪目标电压并且改善来自所述交流输入电源的输入功率因数。

2.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

所述各单相逆变器由在所述半导体开关元件上串联连接了二极管的2组串联电路和所述直流电压源构成。

3.根据权利要求1或者2所述的电力变换装置，其特征在于，

所述短路用开关的一端连接在所述逆变器电路的后级的交流输出线。

4.根据权利要求1或者2所述的电力变换装置，其特征在于，

所述短路用开关的一端连接到：构成所述逆变器电路的一个以上的所述单相逆变器中连接在最后级的单相逆变器中的所述直流电压源的一端。

5.根据权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于，

接通/断开所述短路用开关的相位是来自所述交流输入电源的输入电压的特定相位。

6.根据权利要求5所述的电力变换装置，其特征在于，

只在以来自所述交流输入电源的输入电压的过零相位为中央的规定相位范围，将所述短路用开关设为接通状态来给所述平滑电容器设旁路。

7.根据权利要求5或者6所述的电力变换装置，其特征在于，

通过改变接通/断开所述短路用开关的所述特定相位来调整所述平滑电容器的目标电压。

8.根据权利要求5或者6所述的电力变换装置，其特征在于，

在所述短路用开关的接通/断开切换时，所述逆变器电路被控制为切换直流电力的充电/放电动作。

9.根据权利要求1、2、5或者6中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于，

在所述逆变器电路的交流侧串联连接了限流电路。

10.根据权利要求1、2、5或者6中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于，

改变所述电流指令来对所述逆变器电路进行输出控制，使得所述逆变器电路的直流电压成为规定值。

11.根据权利要求1、2、5或者6中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于，

将所述逆变器电路的直流电压设定为小于等于所述交流输入电源的电压峰值。

12.一种电力变换装置，其特征在于，具备：

逆变器电路，串联连接分别具有多个半导体开关元件和直流电压源的一个以上的单相逆变器的交流侧而构成，将该交流侧串联连接在交流输入电源的第一端子来将所述各单相逆变器的输出的总和重叠在交流输入；

平滑电容器，配置在该逆变器电路的后级，对该输出进行平滑；以及

第一、第二串联电路，分别串联连接短路用开关和整流二极管并连接在所述平滑电容器的两端子之间，

其中，所述第一串联电路的中点连接在所述逆变器电路的后级的交流输出线，所述第二串联电路的中点连接在所述交流输入电源的第二端子，

使用电流指令对所述逆变器电路进行输出控制，使得所述平滑电容器的电压追踪目标电压并且改善来自所述交流输入电源的输入功率因数。

13.根据权利要求12所述的电力变换装置，其特征在于，

对所述短路用开关反并联连接了二极管。

14.根据权利要求12所述的电力变换装置，其特征在于，

接通/断开所述短路用开关的相位是来自所述交流输入电源的输入电压的特定相位。

15.根据权利要求14所述的电力变换装置，其特征在于，

只在以来自所述交流输入电源的输入电压的过零相位为中央的规定相位范围，将所述短路用开关设为接通状态来给所述平滑电容器设旁路。

16.根据权利要求14或者15所述的电力变换装置，其特征在于，

通过改变接通/断开所述短路用开关的所述特定相位来调整所述平滑电容器的目标电压。

17.根据权利要求14或者15所述的电力变换装置，其特征在于，

所述短路用开关的接通/断开切换时，所述逆变器电路被控制为切换直流电力的充电/放电动作。

18.根据权利要求12～15中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于，

在所述逆变器电路的交流侧串联连接了限流电路。

19.根据权利要求12～15中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于，

改变所述电流指令来对所述逆变器电路进行输出控制，使得所述逆变器电路的直流电压成为规定值。

20.根据权利要求12～15中的任一项所述的电力变换装置，其特征在于，

将所述逆变器电路的直流电压设定为小于等于所述交流输入电源的电压峰值。

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