JP4858937B2

JP4858937B2 - 発電電力の系統連系装置

Info

Publication number: JP4858937B2
Application number: JP2004329624A
Authority: JP
Inventors: 征輝五十嵐; 喜之内田; 隆一嶋田
Original assignee: Fuji Electric Co Ltd; Tokyo Institute of Technology NUC
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd; Tokyo Institute of Technology NUC
Priority date: 2004-11-12
Filing date: 2004-11-12
Publication date: 2012-01-18
Anticipated expiration: 2024-11-12
Also published as: JP2006141162A; US20060114696A1; US7433212B2; DE102005053685A1

Description

本発明は、発電機の出力側に連系用インバータを介して電力系統を接続するための発電電力の系統連系装置に関し、とくに発電機の漏れインダクタンスにより力率が悪化して、変換装置の電流容量が増大することのない発電電力の系統連系装置に関する。

近年、無尽蔵で再生可能なエネルギーである風力を利用した風力発電が、環境に優しい発電システムとして、世界的に急速に普及している。こうした風力発電システムにおいては、とくに近年では、発電機の出力変動を大幅に低減する可変速技術に注目が向けられている。

風力エネルギーを受けて回転する風車により、発電機を駆動して発電電力を商用電力系統に回生する場合、発電コスト低減と信頼性の向上とともに、効率的な電力の回生によってエネルギーの有効取得を図る必要がある。こうした系統連係上の課題については、後述する特許文献１に開示されている。また、可変速風力発電装置の特徴である出力変動の低減、突入電流の低減、低騒音化、メインテナンス性の向上等については、非特許文献１に記載がある。

図４は、従来の発電機出力に連系用インバータを介して電力系統に接続する発電システムを示す回路図である。この発電システムは、風車１００の回転軸に直結された発電機１と、その出力側にフィルタ８を介して接続されたＰＷＭ整流器９と、ＰＷＭ整流器９の直流出力側に接続されたコンデンサ４とＰＷＭインバータ５と、ＰＷＭインバータ５の出力と電力系統７との間に接続されたフィルタ６とから構成されている。ここで、ＰＷＭ整流器９とＰＷＭインバータ５は、いずれもＩＧＢＴとダイオードが逆並列接続されたスイッチを６個用いた３相ブリッジ回路として構成されている。

図５は、図４の発電システムにおけるコンバータ部の構成と、その動作波形を示す図であり、図６は、発電システムにおける電圧ベクトルと電流ベクトルの関係を示すフェザー図である。

図５（ｂ）には、発電機１の電機子電圧Vuintと出力電流Iuが力率１になるように、３相ブリッジ回路のＩＧＢＴゲート信号を供給してＰＷＭ整流器９の出力電圧Vuを制御した場合の電流・電圧波形を示している。ここで、図５（ａ）に示す発電機１では、発電機１が出力する電流の大きさと位相に応じて、発電機１の端子電圧が変化する。そこで、各電機子巻線の電圧Vuintと発電機１の出力電流Iuが力率１となるような電流を流すために、出力電圧Vuの位相を遅らせて、電機子電圧Vuintより大きな振幅の出力電圧VuをＰＷＭインバータ５に出力しなければならない。

図６において、電圧Vxは発電機１の電機子巻線における漏れリアクタンスXによって発生する電圧であり、これは漏れリアクタンスXと発電機出力電流Iuとの積により大きさが決まる。

いま、制御移相角をθとするとき、発電機１の出力電力Poは、（１）式、（２）式の関係となる。
Po＝３・Vu・Iu・cosθ ・・・（１）
Po＝３・Vuint・Iu ・・・（２）
また、

ただし、xは漏れリアクタンスXのパーセントインピーダンスである。
したがって、ＰＷＭ整流器９の容量は３・Vu・Iuであるため、力率が１である場合に比べて、発電機１は

倍大きな電圧を出力しなければならない。したがって、ＰＷＭインバータ５の変換器容量も、同様に

倍だけ大きくする必要がある。
また、ＰＷＭインバータ５、フィルタ６では、電力系統７と同期した位相で出力電圧を制御しており、コンデンサ４に蓄えられた電力が電力系統７に出力される。このとき、ＰＷＭインバータ５は、その出力電圧の位相と電圧値とを制御する連系用の変換器として、電力系統７に出力される電力の大きさを制御する。
特許第２８９７２０８号公報長田勇他、「ギヤレス可変速風力発電装置の開発」、三菱重工技報、Vol.38、No.2、pp.100−103、２００１年３月

従来の系統連系装置では、ＰＷＭ整流器９の容量は、上述したように（１＋ｘ²）^1/2倍大きな容量が必要となるため、ＰＷＭ整流器９が大型化する。また、（１＋ｘ²）^1/2倍だけ大きな出力電圧Vuを得なければならず、高耐圧の半導体デバイスを使用しなければならない。したがって、一般に高耐圧の半導体デバイスは、低耐圧の半導体デバイスに比べ導通損失とスイッチング損失が大きくなるため、こうした電力損失によってエネルギーの有効取得が困難になるという課題があった。

また、ＰＷＭ整流器９はキャリア周波数の高調波成分を減衰させるため、フィルタ８を接続する必要がある。しかも、このフィルタ８を小型化するために、数ｋＨｚ以上の高周波フィルタを用いるのが一般的である。したがって、ＰＷＭ整流器９ではスイッチング損失が大きくなり、さらに系統連系装置が大型化し、かつ高価格になるといった課題があった。

本発明はこのような点に鑑みてなされたものであり、磁気エネルギー回生回路を用いることによって、小型化、高効率化が可能な発電電力の系統連系装置を提供することを目的とする。

本発明では、上記問題を解決するために、発電機の出力側に連系用インバータを介して電力系統を接続するための発電電力の系統連系装置において、前記発電機に蓄えられた磁気エネルギーを蓄積するための磁気エネルギー蓄積用コンデンサを有する磁気エネルギー回生回路と、前記磁気エネルギー回生回路に接続され、前記発電機の発電電力を直流変換して前記連系用インバータに出力する整流回路と、前記整流回路に接続され、前記連系用インバータに対する直流出力を所定電圧に保持する直流側コンデンサと、を備え、前記磁気エネルギー回生回路は、前記発電機の各相出力に対して、それぞれ４個の逆導通スイッチによってブリッジ回路を構成するとともに、前記磁気エネルギー蓄積用コンデンサを前記ブリッジ回路の直流端子間にそれぞれ接続して構成され、前記逆導通スイッチを前記発電機の出力電圧周波数に同期するタイミングで、前記ブリッジ回路の互いに対角線に位置する前記逆導通スイッチをそれぞれ同時にオン／オフ動作させるものであり、第１の相の前記逆導通スイッチの２対をオフ、第２の相の前記逆導通スイッチの１対をオンして、前記整流回路への電流が遮断された時、前記発電機の漏れインダクタンスに蓄えられた磁気エネルギーを、前記直流側コンデンサを経由する経路で前記第１の相の前記磁気エネルギー蓄積用コンデンサに蓄積し、前記第１の相の極性電圧が反転したときには、前記第１の相の前記逆導通スイッチの１対をオン、前記第２の相の前記逆導通スイッチの２対のオン／オフを切り替えて、前記磁気エネルギーを、前記ブリッジ回路のオンに際して前記整流回路を介して前記直流出力を所定電圧に保持する前記直流側コンデンサへ放出することで力率の改善をおこなうことを特徴とする発電電力の系統連系装置が提供される。

本発明によれば、磁気エネルギー回生回路により発電機１の力率が向上するため、小型化、高効率化が可能な発電電力の系統連系装置を提供できる。また、従来システムで必要な同期投入用のコンタクタやブレーカ等の機械スイッチを省略できる。

以下、図面を参照してこの発明の実施の形態について説明する。図１は、本発明の実施形態の系統連系装置を示す回路図である。
図１の系統連系装置は、発電機１として、風車１００の回転によって直結駆動される同期発電機が想定されており、その出力側に連系用インバータとしてＰＷＭインバータ５を介して電力系統７が接続されている。この系統連系装置では、図４のものとの相違点は、第１に、ＰＷＭ整流器９の代わりに４つのダイオードＤ１〜Ｄ６からなるダイオード整流器３を用いていること、第２に、発電機１の各相出力に対して、それぞれ４個の逆導通半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ１２によってブリッジ回路を構成し、かつこれらのブリッジ回路の直流端子間にコンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗが接続された磁気エネルギー回生回路２をダイオード整流器３の間に配置していることである。ここで、逆導通半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ１２は、いずれもＩＧＢＴとダイオードとを逆並列に接続して構成されている。また、直流出力を所定電圧に保持するコンデンサ４、ＰＷＭインバータ５、フィルタ６、および電力系統７など、その他の構成については図４のものと同一であって、ここではそれらの説明を省略する。

図２は、磁気エネルギー回生回路部の詳細を示す図である。
発電機１では、発電された交流電力が各電機子巻線Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗから取り出され、各相ごとに４個の逆導通半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４、ＳＷ５，ＳＷ６，ＳＷ７，ＳＷ８、およびＳＷ９，ＳＷ１０，ＳＷ１１，ＳＷ１２のブリッジ回路と磁気エネルギー蓄積用のコンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗとから構成された磁気エネルギー回生回路２に供給される。各ブリッジ回路からの交流出力は、ダイオード整流器３で直流電圧に変換され、コンデンサ４において保持される。

この磁気エネルギー回生回路２には、各逆導通半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ１２のゲートに制御信号を与えて、各逆導通半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ１２のオン／オフ制御を行う制御回路１０が接続されている。この制御回路１０は、位相検出回路１１、パルス分配回路１２，１３，１４、およびゲート回路１５，１６，１７から構成されており、位相検出回路１１には電機子巻線Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗからの電圧位相信号が供給されている。そして、パルス分配回路１２，１３，１４では、各相の位相差信号に応じてＰＷＭパルス信号が生成され、これらのＰＷＭパルス信号を受けてゲート回路１５，１６，１７からは、各ブリッジ回路の互いに対角線に位置する一対の逆導通半導体スイッチをそれぞれ同時にオン／オフするように、発電機１の出力電圧周波数に同期するタイミングでゲートドライブ信号が出力されている。

つぎに、磁気エネルギー回生回路２のオン／オフ制御について説明する。
最初に、逆導通半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ４，ＳＷ６，ＳＷ７をオンして、コンデンサ４に直流電圧を充電する。このとき、逆導通半導体スイッチＳＷ２，ＳＷ３、およびＳＷ５，ＳＷ８はオフしているが、コンデンサ４には、発電機１のＶ相→電機子巻線Ｘｖ→ＳＷ５→ＳＷ６→ダイオードＤ２→コンデンサ４の経路で電流が流れ込み、コンデンサ４→ダイオードＤ４→ＳＷ４→ＳＷ３→電機子巻線Ｘｕ→発電機１のＵ相の経路で、コンデンサ４から同じ大きさの電流が流れ出る。

つぎに、逆導通半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ４をオフすることで、電機子巻線Ｘｕに蓄えられた磁気エネルギーは、コンデンサＣｕに移される。すなわち、発電機１のＶ相→電機子巻線Ｘｖ→ＳＷ５→ＳＷ６→ダイオードＤ２→コンデンサ４→ダイオードＤ４→ＳＷ２→コンデンサＣｕ、コンデンサＣｕ→ＳＷ３→電機子巻線Ｘｕ→発電機１のＵ相の経路で流れる。

さらに、発電機１のＵ相電圧の極性が反転したときには、これと同期するタイミングで制御回路１０からのゲートドライブ信号を切り換えて、逆導通半導体スイッチＳＷ２，ＳＷ３、およびＳＷ５，ＳＷ８をオンする。すると、コンデンサＣｕに蓄えられた磁気エネルギーは、コンデンサ４に移される。すなわち、コンデンサＣｕ→ＳＷ２→ダイオードＤ１→コンデンサ４の経路で電流が流れ込み、コンデンサ４→ダイオードＤ５→ＳＷ６→ＳＷ５→電機子巻線Ｘｖ→発電機１のＶ相→発電機１のＵ相→電機子巻線Ｘｕ→ＳＷ３→コンデンサＣｕの経路で電流が流れ出る。こうして、コンデンサ４にはコンデンサＣｕに蓄積されていた磁気エネルギーに応じた大きさの電圧によって、大電流が急激に流れるため、結果として力率が向上する。

このように、磁気エネルギー回生回路２ではブリッジ回路が遮断されたとき、発電機１の漏れリアクタンスXに蓄えられた磁気エネルギーがコンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗに蓄えられて、つぎのオン時にそのエネルギーをダイオード整流器３の出力側に接続されたコンデンサ４に放出される。そして、このダイオード整流器３の出力電流がブリッジ回路をオンしたときに急激に立上るため、負荷に流れる電流が大きくなって、低い電圧で大きな電流が流せることになり、結果として力率が向上する。

また、磁気エネルギー回生回路２では、漏れリアクタンスX相当の容量しかエネルギーを処理していないため、交直変換装置としてのダイオード整流器３は、従来のＰＷＭ整流器９に比べて、ｘ・（１＋ｘ²）^−1/2倍の容量があればよい。

しかも、磁気エネルギー回生回路２は、逆導通半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ１２をそれぞれ発電機１の交流周波数と同期したスイッチング動作を行えばよいため、従来回路に比べて、低い周波数でスイッチング動作させることができる。この場合に、制御回路１０ではコンデンサ４に電圧がある間は、逆導通半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ１２の順方向電流のペアと逆方向のペアとが同時にオンしないように制御する必要がある。

なお、磁気エネルギー回生回路２のブリッジ回路を構成する逆導通半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ１２を、従来のＰＷＭ整流器９の位相制御と同様に、発電機１の出力電圧の位相とずらしてオンオフすることにより、コンデンサ４に保持される電圧値を調整することができる。たとえばＵ相電圧を制御する場合、逆導通半導体スイッチＳＷ１，ＳＷ４、または逆導通半導体スイッチＳＷ２，ＳＷ３がオンしている位相を、電機子電圧Vuintの位相からずらすことにより、従来のサイリスタ整流器（ＰＷＭ整流器９）の位相をずらしたことと同様に、コンデンサ４の電圧値を調整することができる。

制御回路１０のゲートドライブ信号の位相をさらに進めれば、位相の進んだ電流が流れ、遅らせれば電流を減少させることもできることが、また１８０度遅らせれば電流は停止する。磁気エネルギー回生回路２のブリッジ回路を構成する逆導通半導体スイッチＳＷ１〜ＳＷ１２を全オフにすると、発電機１のピーク電圧までコンデンサＣｕ，Ｃｖ，Ｃｗが充電され、コンデンサ４への電力を遮断することができる。したがって、この系統連系装置では、磁気エネルギー回生回路２を電力系統７との遮断や同期投入用スイッチとしても使用することができる。

図３は、系統連系装置の動作シミュレーション結果を示す図である。ここで、磁気エネルギー回生回路２を設けた系統連系装置の場合には、スイッチありの電流波形の位相が電源電圧波形と同相になり、かつその電流値が増えていることがわかる。これは負荷の力率が改善されたことを示すものであって、この系統連系装置は広い意味の力率改善装置として働く。

なお、逆導通半導体スイッチの例としてダイオードとＩＧＢＴとの並列接続からなるユニットを用いたものについて説明したが、逆導通型ＧＴＯサイリスタ、またはパワーＭＯＳＦＥＴ等の逆導通半導体スイッチを使用しても同じ効果が得られる。

以上に説明した通り、この実施形態の系統連系装置によれば、漏れリアクタンスX相当の容量の磁気エネルギー回生回路２により発電機１の力率を向上できるため、従来のＰＷＭ整流器に比べ、ｘ・（１＋ｘ²）^−1/2倍の容量の変換装置とできる。このため、風力発電システムの小型化、低価格化が達成される。また、従来のＰＷＭ整流器は一般的に数ｋＨｚで動作されるが、本発明の系統連系装置の場合では、数１０Ｈｚの発電機周波数で動作させればよく、そのため、スイッチング損失を１／１００以下に低減できる。したがって、系統連系装置の高効率化と小型化が達成される。

また、ブリッジ回路のオン、オフ位相を制御することにより、整流器の出力電圧を制御できるため、発電機の電圧変動が生じても出力電圧は変動させることなく動作させることができる。したがって、磁気エネルギー回生回路２の負荷であるＰＷＭインバータ５が、入力電圧変動により装置が大型化することがなく、装置の小型化が達成される。

さらに、磁気エネルギー回生回路２を発電機１と電力系統７との遮断や同期投入用スイッチとしても使用できるため、従来システムで必要な同期投入用のコンタクタやブレーカの機械スイッチを省略でき、装置の小型化が達成される。また、機械スイッチに比べ、高速の投入や遮断ができるため、投入時のラッシュ電流を低減することができる。

本発明の実施形態の系統連系装置を示す回路図である。磁気エネルギー回生回路とその周辺回路の詳細を示す図である。図１に示す系統連系装置の電流電圧波形のシミュレーション結果を示す図である。従来の発電機出力に連系用インバータを介して電力系統に接続する発電システムを示す回路図である。図４の発電システムにおけるコンバータ部の構成と、その動作波形を示す図である。図４の発電システムにおける電圧ベクトルと電流ベクトルの関係を示すフェザー図である。

符号の説明

１発電機
２磁気エネルギー回生回路
３ダイオード整流器
４コンデンサ
５ＰＷＭインバータ
６，８フィルタ
７電力系統
９ＰＷＭ整流器
１０制御回路
１００風車
Ｃｕ，Ｃｖ，Ｃｗコンデンサ（磁気エネルギー蓄積用コンデンサ）
ＳＷ１〜ＳＷ１２逆導通半導体スイッチ
Ｘｕ，Ｘｖ，Ｘｗ電機子巻線

Claims

発電機の出力側に連系用インバータを介して電力系統を接続するための発電電力の系統連系装置において、
前記発電機に蓄えられた磁気エネルギーを蓄積するための磁気エネルギー蓄積用コンデンサを有する磁気エネルギー回生回路と、
前記磁気エネルギー回生回路に接続され、前記発電機の発電電力を直流変換して前記連系用インバータに出力する整流回路と、
前記整流回路に接続され、前記連系用インバータに対する直流出力を所定電圧に保持する直流側コンデンサと、
を備え、
前記磁気エネルギー回生回路は、前記発電機の各相出力に対して、それぞれ４個の逆導通スイッチによってブリッジ回路を構成するとともに、前記磁気エネルギー蓄積用コンデンサを前記ブリッジ回路の直流端子間にそれぞれ接続して構成され、
前記逆導通スイッチを前記発電機の出力電圧周波数に同期するタイミングで、前記ブリッジ回路の互いに対角線に位置する前記逆導通スイッチをそれぞれ同時にオン／オフ動作させるものであり、
第１の相の前記逆導通スイッチの２対をオフ、第２の相の前記逆導通スイッチの１対をオンして、前記整流回路への電流が遮断された時、前記発電機の漏れインダクタンスに蓄えられた磁気エネルギーを、前記直流側コンデンサを経由する経路で前記第１の相の前記磁気エネルギー蓄積用コンデンサに蓄積し、
前記第１の相の極性電圧が反転したときには、前記第１の相の前記逆導通スイッチの１対をオン、前記第２の相の前記逆導通スイッチの２対のオン／オフを切り替えて、前記磁気エネルギーを、前記ブリッジ回路のオンに際して前記整流回路を介して前記直流出力を所定電圧に保持する前記直流側コンデンサへ放出することで力率の改善をおこなうことを特徴とする発電電力の系統連系装置。
前記ブリッジ回路を構成する前記４個の逆導通スイッチのうち、互いに対角線に位置する一対がそれぞれ同時にオン／オフするようにスイッチング動作するゲート制御信号を生成して、前記磁気エネルギー回生回路をオン／オフ制御する制御回路を備え、
前記スイッチング動作を前記発電機の出力電圧周波数に同期させるように制御したことを特徴とする請求項１記載の発電電力の系統連系装置。
前記制御回路では、前記スイッチング動作と前記発電機の出力電圧の位相とをずらすことによって、前記コンデンサで保持される直流電圧が一定となるように制御したことを特徴とする請求項２記載の発電電力の系統連系装置。
前記制御回路では、前記発電機と前記電力系統との間の遮断速度、あるいは同期投入速度を制御することを特徴とする請求項２記載の発電電力の系統連系装置。
前記発電機は、風車の回転によって直結駆動される同期発電機であることを特徴とする請求項１記載の発電電力の系統連系装置。
前記逆導通スイッチは、パワーＭＯＳＦＥＴ、逆導通型ＧＴＯサイリスタ、またはダイオードとＩＧＢＴ等の半導体スイッチとの並列接続からなるユニットのいずれかであることを特徴とする請求項１記載の発電電力の系統連系装置。