JP2004222337A

JP2004222337A - 交流−交流電力変換装置

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Publication number: JP2004222337A
Application number: JP2003002903A
Authority: JP
Inventors: Junichi Ito; 淳一伊東; Ikuya Sato; 以久也佐藤; Shigeo Konishi; 茂雄小西
Original assignee: Fuji Electric Holdings Ltd
Current assignee: Fuji Electric Co Ltd
Priority date: 2003-01-09
Filing date: 2003-01-09
Publication date: 2004-08-05
Anticipated expiration: 2023-01-09
Also published as: JP3873888B2

Abstract

【課題】入力電流波形及び出力電圧波形に歪みのない正弦波を得ることにより、電源系統や電動機等の負荷に障害を与えない電力変換装置を提供する。
【解決手段】電源の多相交流電力を直流電力に変換するＰＷＭ整流器２０と、このＰＷＭ整流器２０から出力される直流電力を多相交流電力に変換するＰＷＭインバータ４０とを有し、かつ、直流リンク部に平滑用のフィルタを有しない交流−交流電力変換装置に関する。ＰＷＭ整流器２０のスイッチングしている相のオンオフ比を抽出するオンオフ比抽出手段１７と、前記オンオフ比に基づき、ＰＷＭ整流器２０のキャリアに対するインバータ４０のキャリアの位置を、ＰＷＭ整流器２０の各相入力電流波形が正弦波になるように変化させた変形三角波を発生する変形三角波発生手段１６とを備える。
【選択図】図１

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、半導体スイッチング素子を用いて多相交流電力を直流電力に変換し、更にこの直流電力を多相交流電力に変換する交流−交流電力変換装置に関し、特に、電解コンデンサ等の大形のエネルギーバッファを用いることなく入力電流波形及び出力電圧波形の歪みを低減する電力変換装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】
図５は、この種の交流−交流電力変換装置の従来技術を示しており、入出力側の相数は、多相の例としては最も一般的な三相となっている。
図５において、２０は半導体交流スイッチ２１〜２６からなる電流形の三相ＰＷＭ整流器、３０は平滑用のリアクトル３１及びコンデンサ３２からなるフィルタ、４０は環流ダイオードを備えたＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ）等の半導体スイッチング素子４１〜４６からなる三相電圧形ＰＷＭインバータ（以下、単にインバータともいう）、Ｒ，Ｓ，Ｔは交流入力端子、Ｕ，Ｖ，Ｗは交流出力端子である。
【０００３】
前記ＰＷＭ整流器２０の制御は、キャリア発生手段１３から出力されるキャリア波形と入力電流指令とを比較手段１１により比較し、その大小関係によってＰＷＭ整流器２０側のＰＷＭ指令を得ると共に、このＰＷＭ指令をゲートパルス発生手段１４に入力してＰＷＭ整流器２０の各スイッチ２１〜２６に対するゲートパルスを生成し、各スイッチ２１〜２６をオンオフさせることにより行われる。
一方、ＰＷＭインバータ４０側についても同様に、キャリア発生手段１３からのキャリア波形と出力電圧指令とを比較手段１２により比較してインバータ４０側のＰＷＭ指令を得ると共に、このＰＷＭ指令に基づいてゲートパルス発生手段１５によりインバータ４０の各スイッチング素子４１〜４６に対するゲートパルスが生成される。
【０００４】
上記の動作により、三相のＰＷＭ整流器２０により交流入力電流を制御しながら所望の直流電圧を得て、この直流電圧をインバータ４０により所望の大きさ及び周波数を有する三相交流電圧に変換している。
ここで、直流リンク部に設けられたフィルタ３０は、大形のエネルギーバッファとして機能しており、ＰＷＭ整流器２０及びインバータ４０のそれぞれ独立した制御に寄与している。なお、図５において、ｉ_ｄｃ，ｅ_ｄｃは直流リンク部の電流、電圧である。
【０００５】
なお、図５のように、ＰＷＭ整流器、直流リンク部の平滑コンデンサ及びＰＷＭインバータを備えたコンバータ−インバータ構成の電力変換装置は多数知られており、例えば特許文献１，２に記載されている。
【０００６】
【特許文献１】
特開平１１−２９９２９０号公報（図１，［００１８］，［００１９］等）
【特許文献２】
特許第３２９６６９５号公報（図３等）
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】
前記コンデンサ３２や特許文献１，２に記載された平滑コンデンサには、通常、電解コンデンサが用いられているが、電解コンデンサは外形が大きく、また、寿命も短いため、装置の小形化、長寿命化の妨げとなっている。更に、前記リアクトル３１も大形であり、小形化の妨げとなる。
このため、直流リンク部に挿入されているフィルタ３０を除去すれば、装置の小形化、長寿命化を図ることができる。
【０００８】
図６は、前記フィルタ３０を除去した場合のＰＷＭ整流器２０側のキャリア、Ｒ相ＰＷＭパルス、電源電流、直流リンク部の電流、及びインバータ４０側のキャリアの関係を示している。
ＰＷＭ整流器２０側の制御により、図６に太線で示すように、入力電流（電源電流）はＲ相とＳ相とに分配され、その合成電流がＴ相に流れている。
【０００９】
図５に示したようにＰＷＭ整流器２０及びインバータ４０に同一のキャリアを用いた場合、インバータ４０がゼロ電圧ベクトルによってゼロ電圧を出力している期間（図６の期間Ｔ_０）は、インバータ４０側の出力が短絡状態となり、図示するように直流リンク部の電流ｉ_ｄｃはゼロになる。このため、ＰＷＭ整流器２０側では、各相の入力電流波形から図６の網掛け部分が削られることになる。これにより、ＰＷＭ整流器２０側の各相では、入力電流波形にアンバランスが発生する。
【００１０】
すなわち、図６の例では、ＰＷＭ整流器２０側のスイッチングによって各相に元々電流が分配されているが、Ｒ相の電流ｉ_ｒは網掛け部分の削除によりゼロになるのに対し、Ｓ相の電流ｉ_ｓは若干削られる程度であり、Ｔ相の電流はＲ相、Ｓ相両者の削除部分が削除される形となる。いずれにしても、ＰＷＭ整流器２０の各相の電流は、ゲートパルス発生手段１４によって本来制御するべき値と異なってくる。
この結果、入力電流波形に歪みが発生するが、このように交流電源側で歪みが発生すると、入力される瞬時電力が一定ではなくなるため、直流リンク部の電圧ｅ_ｄｃの平均値も変動することになり、インバータ４０の出力電圧波形にも歪みが発生する。
【００１１】
図７は、従来技術において、フィルタを除去した場合の入力電流波形と出力電圧波形を説明するためのものであり、上から電源電圧波形、Ｒ相電流波形、ＵＶ線間電圧波形を示している。前述した直流リンク部電流ｉ_ｄｃのゼロ期間Ｔ_０の影響により、Ｒ相電流波形に大きな歪みが発生しており、これに伴ってＵＶ線間電圧波形にも歪みが発生している。
【００１２】
このように入力電流の歪みは電源電圧の高調波を増加させ、系統の電圧低下や他機器の誤動作などの悪影響を及ぼす。また、出力電圧の歪みは、交流−交流電力変換装置の負荷として電動機が接続されている場合、電動機のトルク振動や騒音を生じさせるだけでなく、高調波電流により銅損が増加し、効率を低下させる。
【００１３】
そこで本発明は、ＰＷＭ整流器とＰＷＭインバータとの間にフィルタを有しない交流−交流電力変換装置において、入力電流波形及び出力電圧波形に歪みのない正弦波を得ることにより、電源系統や電動機等の負荷に障害を与えない電力変換装置を提供しようとするものである。
【００１４】
【課題を解決するための手段】
上記課題を解決するため、請求項１に記載した発明は、電源の多相交流電力を直流電力に変換するＰＷＭ整流器と、前記ＰＷＭ整流器から直流リンク部を介して出力される直流電力を多相交流電力に変換するＰＷＭインバータとを有し、かつ、前記直流リンク部に平滑用のフィルタを有しない交流−交流電力変換装置において、
前記ＰＷＭ整流器のスイッチングしている相のオンオフ期間の比を抽出するオンオフ比抽出手段と、前記オンオフ期間の比に基づき、前記ＰＷＭ整流器のキャリアに対する前記ＰＷＭインバータのキャリアの位置を、前記ＰＷＭ整流器の各相入力電流波形が正弦波になるように変化させた変形キャリアを発生する変形キャリア発生手段と、を備えたものである。
【００１５】
請求項２に記載した発明は、電源の多相交流電力を直流電力に変換する仮想的なＰＷＭ整流器と、前記ＰＷＭ整流器から仮想的な直流リンク部を介して出力される直流電力を多相交流電力に変換する仮想的なＰＷＭインバータとを有するマトリクスコンバータからなる交流−交流電力変換装置において、
前記ＰＷＭ整流器のスイッチングしている相のオンオフ期間の比を抽出するオンオフ比抽出手段と、前記オンオフ期間の比に基づき、前記ＰＷＭ整流器のキャリアに対する前記ＰＷＭインバータのキャリアの位置を、前記ＰＷＭ整流器の各相入力電流波形が正弦波になるように変化させた変形キャリアを発生する変形キャリア発生手段と、を備えたものである。
【００１６】
請求項３に記載した発明は、請求項１または２に記載した交流−交流電力変換装置において、
前記変形キャリア発生手段は、前記直流リンク部の電流のゼロ期間を前記オンオフ期間の比に従って分割するピーク位置を持った変形三角波を発生するものである。
【００１７】
【発明の実施の形態】
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
図１は本発明の第１実施形態を示す構成図であり、図５と同一の構成要素には同一の参照符号を付して詳述を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。
【００１８】
図１の実施形態では、図５の構成から直流リンク部のフィルタ３０を除去すると共に、ＰＷＭ整流器２０のスイッチングしている相のオンオフ比（後述するＴ_１，Ｔ_２の比）を抽出するオンオフ比抽出手段１７を比較手段１１の出力側に接続し、この抽出手段１７により抽出したオンオフ比に基づき、キャリア発生手段１３による発生キャリアの三角波の周波数を変えずにピーク位置を移動させたインバータ側の変形三角波を得る変形キャリア発生手段としての変形三角波発生手段１６を付加して構成されている。なお、上記変形三角波の周波数情報は、キャリア発生手段１３の出力キャリアから得ればよい。
【００１９】
前述した如く、インバータ４０側の制御では、ゼロ電圧発生のタイミングが重要となる。従来技術に関して説明したように、入力電流波形の不平衡を防止するためには、ゼロ電圧の発生によって直流リンク電流ｉ_ｄｃがゼロとなる期間、すなわち、各相電流が削除される期間をＰＷＭ整流器２０側の各相導通期間に対してほぼ同一の比率にする必要があり、これが達成されれば、各相入力電流波形のアンバランスが是正されて入力電流波形をほぼ正弦波にすることができる。
【００２０】
上記の点に着目した本実施形態の作用を、図２に基づいて説明する。
ＰＷＭ整流器２０側の制御により、入力電流はＲ相とＳ相とに分配され、その合成電流がＴ相に流れている。このとき、インバータ４０のゼロ電圧ベクトルによる直流リンク部電流ｉ_ｄｃのゼロ期間Ｔ_０によって各相入力電流が削除される期間は、Ｒ相の電流ｉ_ｒについてもＳ相の電流ｉ_ｓについても、それぞれが流れる期間に対してほぼ同一の比率になることが望ましい。
同時に、キャリア１周期中の直流リンク部電流ｉ_ｄｃの平均値を、Ｒ相の導通期間及びＳ相の導通期間で等しくする必要がある。
【００２１】
そこで、図２の如く、インバータ４０側のキャリアのピーク位置を、ＰＷＭ整流器２０のスイッチングしている相（Ｒ相）のオンオフ期間の比（Ｒ相とＳ相のオン期間の比）、つまり図２のＴ_１，Ｔ_２の比に応じて移動させることにより変形三角波とし、Ｒ相のオン期間Ｔ_１及びオフ期間Ｔ_２において、直流リンク部電流ｉ_ｄｃの平均値が一致するようにゼロ電圧期間Ｔ_０の発生タイミングを制御する。
このとき、期間Ｔ_１，Ｔ_２において、ゼロ電流期間Ｔ_０内の期間ｔ_１，ｔ_２の比はＴ_１，Ｔ_２の比と等しくなる。従って、本来のＲ相導通期間Ｔ_２に対する（ゼロ電流期間Ｔ_０に起因した）Ｒ相入力電流波形の削除期間ｔ_２の比と、本来のＳ相導通期間Ｔ_１に対する（ゼロ電流期間Ｔ_０に起因した）Ｓ相入力電流波形の削除期間ｔ_１の比とが等しくなる。
つまり、変形三角波発生手段１６は、直流リンク部電流ｉ_ｄｃのゼロ期間Ｔ_０を、Ｒ相とＳ相の導通期間の比（Ｔ_２，Ｔ_１の比、すなわちｔ_２，ｔ_１の比）に従って分割するピーク位置を持ったキャリアを発生させることになる。
【００２２】
具体的な変形三角波の作成方法としては、図１における変形三角波発生手段１６が、オンオフ比抽出手段１７から出力されたＲ相のオンオフ比を用い、キャリアの正の傾きをＴ_１に比例させ、キャリアの負の傾きをＴ_２に比例させる。
他のＳ相，Ｔ相動作モードでも同様に、ＰＷＭ整流器２０が発生するスイッチング相のオンオフ期間に比例させて傾きを制御した変形三角波を発生させることで、各相電流が削除される期間をＰＷＭ整流器２０側の各相の導通期間に対してほぼ同一の比率にすることができ、各相入力電流波形のアンバランスを是正して入力電流波形をほぼ正弦波にすることができる。
【００２３】
この結果、変形三角波ではキャリアの傾きが正負で異なってくるが、キャリア１周期内のＰＷＭパルスはインバータ４０側の電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊に応じたオンオフ比となり、キャリア１周期内の平均電圧は電圧指令ｖ_ｕ ^＊，ｖ_ｖ ^＊，ｖ_ｗ ^＊と一致するので、インバータ４０側でも所望の出力電圧を得ることができる。
【００２４】
図３は、この実施形態による入力電流波形及び出力電圧波形を説明するためのもので、上から電源電圧波形、Ｒ相電流波形、ＵＶ線間電圧波形を示している。なお、図７と同様に低次ひずみ分を観測するため、観測用にフィルタを用いている。この図３によれば、Ｒ相電流波形及びＵＶ線間電圧波形において、良好な正弦波が得られていることが確認できる。
【００２５】
次に、図４は本発明の第２実施形態を示す構成図であり、この実施形態では電力変換装置としてマトリクスコンバータ５０を用いている。このマトリクスコンバータ５０は、入力端子Ｒ，Ｓ，Ｔと出力端子Ｕ，Ｖ，Ｗとの間に双方向スイッチ５１〜５９を接続して構成されており、各スイッチ５１〜５９は、例えばＩＧＢＴ等の２個の半導体スイッチング素子を逆方向に直列接続すると共に、各スイッチング素子に環流ダイオードをそれぞれ逆並列に接続して構成される。
また、制御装置の構成は図１と実質的に同様であり、図１におけるゲートパルス発生手段１４，１５に代えてＰＷＭパルス合成手段１８が設けられ、その出力パルスが双方向スイッチ５１〜５９に与えられている。
【００２６】
上記マトリクスコンバータ５０の制御に当たっては、図１におけるＰＷＭ整流器２０、三相電圧形インバータ４０と同様なＰＷＭ整流器、三相電圧形インバータを仮想し、これらの仮想整流器及び仮想インバータに対するＰＷＭパルス（スイッチング関数）を合成手段１８により合成してマトリクスコンバータ５０を制御する方法が知られている（例えば、「マトリクスコンバータにおける入出力無効電力の非干渉制御法」，伊藤里絵・高橋勲，電気学会半導体電力変換研究会ＳＰＣ−０１−１２１，ＩＥＡ−０１−６４を参照）。
【００２７】
すなわち、マトリクスコンバータ５０の電力変換動作は、以下の数式１によって表される。なお、数式１において、ｖ_ｕ，ｖ_ｖ，ｖ_ｗは出力相電圧、ｖ_ｒ，ｖ_ｓ，ｖ_ｔは入力相電圧、Ｓ_５１〜Ｓ_５９は双方向スイッチ５１〜５９のスイッチング関数である。
【００２８】
【数１】

【００２９】
また、上記スイッチング関数Ｓ_５１〜Ｓ_５９は、仮想整流器側のスイッチング関数及び仮想インバータ側のスイッチング関数を用いて、数式２のように表すことができる。
【００３０】
【数２】

【００３１】
従って、本実施形態では、比較手段１１からのＰＷＭ指令に基づく仮想整流器側のスイッチング関数と、変形三角波を用いた比較手段１２からのＰＷＭ指令に基づく仮想インバータ側のスイッチング関数とを用いてＰＷＭパルス合成手段１８が数式２によりスイッチング関数を演算し、このスイッチング関数に従って双方向スイッチ５１〜５９をオンオフ制御すればよい。
この場合、仮想整流器側の動作は、電源短絡を許容しないため電流形のＰＷＭ整流器と等価な動作となる。
【００３２】
この実施形態では、変形三角波発生手段１６が、マトリックスコンバータ５０内の仮想ＰＷＭ整流器のスイッチングしている相のオンオフ比に基づき、仮想直流リンク部の電流のゼロ期間をＲ相とＳ相の導通期間の比に従って分割するピーク位置を持った変形三角波をキャリアとして発生させる。これにより、各相入力電流が削除される期間を各相の導通期間に対してほぼ同一の比率にするものである。以下、各部の動作は第１実施形態と同様であるため、説明を省略する。
【００３３】
なお、本発明は、各実施形態で説明した三相以外の多相交流の相互変換にも適用可能である。
【００３４】
【発明の効果】
以上のように本発明によれば、ＰＷＭ整流器及びＰＷＭインバータを有する交流−交流電力変換装置において、直流リンク部のフィルタを除去した場合でも、入力電流波形や出力電圧波形に歪みのない正弦波を得ることができ、小形、長寿命であって電源系統や電動機等の負荷に障害を与えない電力変換装置を実現することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の第１実施形態を示す構成図である。
【図２】第１実施形態の作用を説明するための波形図である。
【図３】第１実施形態における入力電流波形及び出力電圧波形を示す波形図である。
【図４】本発明の第２実施形態を示す構成図である。
【図５】従来技術を示す構成図である。
【図６】従来技術の問題点を説明するための波形図である。
【図７】従来技術における入力電流波形及び出力電圧波形を示す波形図である。
【符号の説明】
１１，１２：比較手段
１３：キャリア発生手段
１４，１５：ゲートパルス発生手段
１６：変形三角波発生手段
１７：オンオフ比抽出手段
１８：ＰＷＭパルス合成手段
２０：ＰＷＭ整流器
２１〜２６：半導体交流スイッチ
４０：三相電圧形インバータ
４１〜４６：スイッチング素子
５０：マトリクスコンバータ
５１〜５９：双方向スイッチ
Ｒ，Ｓ，Ｔ：交流入力端子
Ｕ，Ｖ，Ｗ：交流出力端子

Claims

電源の多相交流電力を直流電力に変換するＰＷＭ整流器と、前記ＰＷＭ整流器から直流リンク部を介して出力される直流電力を多相交流電力に変換するＰＷＭインバータとを有し、かつ、前記直流リンク部に平滑用のフィルタを有しない交流−交流電力変換装置において、
前記ＰＷＭ整流器のスイッチングしている相のオンオフ期間の比を抽出するオンオフ比抽出手段と、
前記オンオフ期間の比に基づき、前記ＰＷＭ整流器のキャリアに対する前記ＰＷＭインバータのキャリアの位置を、前記ＰＷＭ整流器の各相入力電流波形がほぼ正弦波になるように変化させた変形キャリアを発生する変形キャリア発生手段と、
を備えたことを特徴とする交流−交流電力変換装置。
電源の多相交流電力を直流電力に変換する仮想的なＰＷＭ整流器と、前記ＰＷＭ整流器から仮想的な直流リンク部を介して出力される直流電力を多相交流電力に変換する仮想的なＰＷＭインバータとを有するマトリクスコンバータからなる交流−交流電力変換装置において、
前記ＰＷＭ整流器のスイッチングしている相のオンオフ期間の比を抽出するオンオフ比抽出手段と、
前記オンオフ期間の比に基づき、前記ＰＷＭ整流器のキャリアに対する前記ＰＷＭインバータのキャリアの位置を、前記ＰＷＭ整流器の各相入力電流波形が正弦波になるように変化させた変形キャリアを発生する変形キャリア発生手段と、
を備えたことを特徴とする交流−交流電力変換装置。
請求項１または２に記載した交流−交流電力変換装置において、
前記変形キャリア発生手段は、
前記直流リンク部の電流のゼロ期間を前記オンオフ期間の比に従って分割するピーク位置を持った変形三角波を発生することを特徴とする交流−交流電力変換装置。