JP3969021B2

JP3969021B2 - 電源装置及びスイッチング電源の制御方法

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Publication number: JP3969021B2
Application number: JP2001185317A
Authority: JP
Inventors: 義昭石原; 世紀坂田; 泰治大立
Original assignee: Toyota Industries Corp
Current assignee: Toyota Industries Corp
Priority date: 2001-06-19
Filing date: 2001-06-19
Publication date: 2007-08-29
Anticipated expiration: 2021-06-19
Also published as: JP2003009544A

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、複数の交流電圧を供給する電源装置及びスイッチング電源の制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来、直流電源から交流電圧と直流電圧などの複数の電圧を生成する必要がある場合、図５に示すような回路が用いられていた。
図５は、従来の電源回路と交流モータ１３の構成を示す図である。インバータ１１は、バッテリ１２の直流電圧を３相交流電圧に変換する直流／交流変換回路であり、直列に接続された２個のトランジスタが並列に３組接続されて構成されている。トランジスタＱ１とＱ２の接続点に３相交流モータ１３のｕ相の巻き線が接続され、トランジスタＱ３とＱ４の接続点に３相交流モータ１２のｖ相の巻き線が接続され、トランジスタＱ５とＱ６の接続点にｗ相の巻き線が接続されている。なお、トランジスタＱ１〜Ｑ６には並列にダイオードが接続され、それぞれのコレクタにダイオードのカソードが、エミッタにダイオードのアノードが接続されている。
【０００３】
コンバータ１４は、４個のトランジスタＱ７〜Ｑ８で構成され、直流電圧を交流電圧に変換してトランス１５に供給する。
トランス１５の二次側には、４個のダイオードＤ１〜Ｄ４からなる全波整流回路１６が接続されており、その全波整流回路１６の出力電流は、コイル１７で平滑されてバッテリ１８に供給されている。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】
上述した従来の電源回路では、例えば、交流モータ１３に供給する交流電圧を生成するためのインバータ１１と、バッテリ１８等の負荷に供給する電圧を生成するためのコンバータ１４の２つの交流電圧生成回路を設ける必要がある。そのため、電源回路の構成が複雑になり、重量が増加するとともにコストも高くなるという問題点があった。
【０００５】
本発明の課題は、簡単な構成で、複数の出力電圧を供給できる電源装置を実現することである。
【０００６】
【課題を解決するための手段】
本発明に係る電源装置は、複数の第１のスイッチング素子からなり、第１の交流電圧を生成する第１の交流電圧生成手段と、複数の第２のスイッチング素子を有し、前記第１の交流電圧生成手段の前記第１のスイッチング素子の内の一部のスイッチング素子を共用して第２の交流電圧を生成する第２の交流電圧生成手段と、前記第１の交流電圧生成手段の共用される前記スイッチング素子に流れる電流がほぼ一定となるように前記第２のスイッチング素子のオン期間を制御する制御手段とを備える。
【０００８】
この発明によれば、第１の交流電圧生成手段の共用されるスイッチング素子に流れる電流がほぼ一定となるように第２のスイッチング素子のオン時間を制御することで、共用するスイッチング素子として電流容量の小さいスイッチング素子を使用することができる。
【０００９】
上記の発明において、前記制御手段は、前記共用する第１の交流電圧生成手段のスイッチング素子に流れる電流の絶対値が大きいときには、前記第２の交流電圧生成手段のスイッチング素子のオン期間が短くなるように制御し、前記スイッチング素子に流れる電流の絶対値が小さいときには、前記第２の交流電圧生成手段のスイッチング素子のオン期間が長くなるように制御するようにしても良い。
【００１０】
このように構成することで、共用されるスイッチング素子に流れる電流を平均化できるので、電流容量の小さいスイッチング素子を使用することができ、より低コストの電源装置を提供できる。
【００１１】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の実施の形態を図面を参照しながら説明する。以下の実施の形態は、自動車等に搭載される電源装置に関するものである。
図１は、本発明の実施の形態の電源装置２１の回路構成を示す図である。なお、図１において、図５の従来の電源回路と同じ部分には同じ符号をつけてそれらの説明は省略する。
【００１２】
この電源装置２１は、直列に接続された２個のトランジスタ（例えば、ＩＧＢＴ)Ｑａ、Ｑｂがインバータ１１のトランジスタＱ１，Ｑ２と並列に接続されている。インバータ１１は、直流電圧を三相交流電圧に変換する回路である。
トランジスタＱａのエミッタとトランジスタＱｂのコレクタの接続点２２と、トランジスタＱ１のエミッタとトランジスタＱ２のコレクタとの接続点２３には、トランス２４の一次側巻き線の両端が接続されている。このトランス２４の二次側巻き線の両端にはダイオードＤ１〜Ｄ４からなる全波整流回路１６が接続され、全波整流回路１６の出力は平滑コイル１７を経てバッテリ１８に供給されている。
【００１３】
図２は、トランジスタＱ１、Ｑ２に流れる電流Ｉｕｕ、Ｉｕｌ及び三相交流モータ１３のｕ相に流れる電流Ｉｕの波形図である。
トランジスタＱ１を流れる電流Ｉｕｕの波形は、図１の電流Ｉｕｕの矢印の方向を正方向としたときに、電流図２（ｂ）に示すようにインバータ１１のスイッチング周波数でオン、オフされた波形となる。
【００１４】
また、トランジスタＱ２を流れる電流Ｉｕｌの波形も、図１の電流Ｉｕｌの矢印の方向を正方向としたときに、図２（ｃ）に示すように電流Ｉｕｕと反対の極性で、インバータ１１のスイッチング周波数でオン、オフされた波形となる。
三相交流モータ１３のｕ相に流れる電流Ｉｕは、電流Ｉｕｕと電流Ｉｕｌを合成した電流となり、図２（ａ）に示すような低周波の正弦波となる。
【００１５】
次に、図３（Ａ）は、トランジスタＱｂのゲートにインバータ１１のスイッチング周期より長いオン期間を有する駆動信号を供給する本発明の第１の実施の形態の電流Ｉｕｕの波形とトランジスタＱｂのゲートに供給する駆動信号波形を示す図である。
【００１６】
この第１の実施の形態の駆動信号生成回路は、特には図示していないが、図３（Ａ）の下側に示すような駆動信号、すなわち三相交流電流の正弦波に同期したオン期間を有する駆動信号を生成する機能を有している。
この第１の実施の形態では、例えば、図３（Ａ）に示すようにトランジスタＱｂのゲートには、三相交流電流のｕ相の正の半周期の間オンさせるような駆動信号が与えられるので、トランジスタＱ１がオン状態のときには、バッテリ１２−トランジスタＱ１−トランス２４−トランジスタＱｂ−バッテリ１２のループで電流が流れる。すなわち、トランジスタＱ１には、インバータ１１のスイッチング周期のオン期間に、三相交流モータ１３のｕ相に供給する電流Ｉｕｕとトランス２４に供給する電流を合計した電流が流れる。
【００１７】
このとき、トランジスタＱ１に流れる電流Ｉｕｕの波形を示したのが図３（Ａ）の上側の図であり、正弦波状の電流波形の白い部分が、三相交流モータ１３のｕ相に供給する電流であり、その上側の黒い部分がトランス２４に供給する電流を示している。
【００１８】
トランジスタＱｂについても同様の駆動信号を供給することで、トランジスタＱ２がオンのとき、バッテリ１２−トランジスタＱａ−トランス２４−トランジスタＱ２ーバッテリ１２のループで電流を流すことができる。
この第１の実施の形態によれば、電源装置２１に２個のトランジスタＱａ、Ｑｂを追加し、それらのトランジスタＱａ、Ｑｂとインバータ１１のトランジスタＱ１、Ｑ２とで交流電圧生成回路を構成することで、トランス２４に交流電流を供給することができる。従って、図５に示した従来のコンバータのようにトランジスタを４個使用してスイッチング回路を構成する必要がないので電源回路を簡素化できる。
【００１９】
次に、図４は、インバータ１１のスイッチング時にトランジスタＱ１（Ｑ２）に流れる電流が平均化するようにトランジスタＱｂ（Ｑａ）のオン時間を制御する本発明の第２の実施の形態の駆動信号生成回路３１の構成を示す図である。
この駆動信号生成回路３１は、ローパスフィルタ３２と、矩形波の参照信号を生成する参照信号生成回路３３と、それらの信号を加算する加算器３４と、三角波を生成する三角波生成回路３５と、加算器３４の出力と三角波生成回路３５の出力とを比較するコンパレータ３６とからなる。ローパスフィルタ３２に入力する信号Ｉｕｕは、トランジスタＱ１を流れる電流Ｉｕｕに比例した信号であり、例えば、電流トランス等により電流Ｉｕｕを検出して得られる信号である。
【００２０】
この駆動信号生成回路３１は、参照信号として矩形波の信号を与え、トランジスタＱ１を流れる電流Ｉｕｕがその矩形波に近づくような駆動信号を生成することで、トランジスタＱ１を流れる電流、つまり三相交流モータ１３のｕ相へ供給する電流とトランス２４へ供給する電流との合計値がほぼ一定となるようにトランジスタＱｂのオン時間を制御している。
【００２１】
上記の回路において、加算器３４は、ローパスフィルタ３２から出力される低周波のうねり（脈動）を含んだ電流Ｉｕｕ（インバータ１１のスイッチング周波数の信号成分が除去されたもの）と、目標とする電流波形である矩形波とを合成した信号をコンパレータ３６の非反転入力端子に出力する。他方、コンパレータ３６の反転入力端子には、インバータ１１のスイッチング周波数と同じ周波数の三角波が入力している。
【００２２】
すなわち、加算器３４から出力される信号が、ローパスフィルタ３２の通過帯域の周波数（例えば、低周波）のうねりを含んでいる場合には、加算器３４の出力信号の大きい部分では、コンパレータ３６からパルス幅の狭い信号がトランジスタＱｂのゲートに出力され、加算器３４の出力信号の小さい部分では、パルス幅の広い信号が出力される。
【００２３】
従って、トランジスタＱ１を流れる電流Ｉｕｕが大きいときには、トランジスタＱｂのゲートにオン期間の短い駆動信号が供給され、トランジスタＱｂを流れる電流Ｉｕｕがそれより小さいときには、それよりオン期間の短い駆動信号が供給される。これによりトランジスタＱｂを流れる電流Ｉｕｕのうねりが小さくなるように、つまりトランジスタＱｂに流れる電流Ｉｕｕが平均化されるように制御される。
【００２４】
図３（Ｂ）は、上記の駆動信号生成回路３１から出力される駆動信号と、トランジスタＱ１を流れる電流波形を示している。
この場合、三相交流モータ１３のｕ相に供給する電流（図３（Ｂ）の電流波形Ｉｕｕの白い部分）の値が大きいときには、トランジスタＱｂのオン時間が短くなるような駆動信号が駆動信号生成回路３１からトランジスタＱｂのゲートに出力され、ｕ相に供給する電流の値がそれより小さいときには、トランジスタＱｂのオン時間がそれより長くなるような駆動信号が駆動信号生成回路３１からトランジスタＱｂのゲートに出力される。
【００２５】
従って、三相交流モータ１３のｕ相に供給する電流の値が大きい部分（図３（Ｂ）の正弦波状の電流波形のピーク値の近傍の部分）では、トランス２４に供給される電流が減少し（図３（Ｂ）の電流Ｉｕｕのピーク値の近傍の幅が狭い黒い部分）、トランジスタＱ１を流れる電流Ｉｕｕの合計値は減少する。また、三相交流モータ１３のｕ相に供給する電流の値が小さい部分（図３（Ｂ）の正弦波状の電流の値が小さい部分）では、トランス２４に供給する電流が増加し（図３（Ｂ）の電流Ｉｕｕの幅が広い黒い部分）、トランジスタＱ１を流れる電流Ｉｕｕの合計値は増加する。これにより、インバータ１１のスイッチング時にトランジスタＱ１を流れる電流が平均化され、トランジスタＱ１の最大損失を抑えることができるので、トランジスタＱ１に電流容量の小さいスイッチング素子を使用できる。
【００２６】
なお、トランジスタＱａの駆動信号生成回路も同様に構成することができる。この駆動信号生成回路のローパスフィルタ３２には、トランジスタＱ２を流れる電流Ｉｕｌに比例した信号を入力すれば良い。
上述した第２の実施の形態によれは、電源装置２１に使用するスイッチング素子の数を少なくできる。さらに、共用するインバータ１１のトランジスタＱ１に流れる電流の実効値を抑えることができるので、スイッチング素子として電流定格のより小さいものを使用することができ、電源装置２１の低コスト化を図れる。
【００２７】
本発明は、上述した実施の形態に限らず、以下のように構成しても良い。
（ａ）スイッチング素子は、ＩＧＢＴに限らず、バイポーラトランジスタ、サイリスタ、ＭＯＳトランジスタ等の他の半導体素子を使用しても良い。
（ｂ）駆動信号生成回路３１は、実施の形態に示した電流Ｉｕｕが矩形波に近づくように制御する回路に限らず、インバータ１１のスイッチング時にスイッチング素子に流れる電流が平均化されるように制御できる回路であればどのような回路でも良い。
（ｃ）インバータ１１は、実施の形態に示した２個のスイッチング素子を直列に接続し、それらを複数並列に接続したもの限らず、他の構成の回路であっても良い。
（ｄ）また、インバータ１１で生成する電圧は、三相交流電圧に限らず、二相交流電圧でも良いし、４相以上でも良い。
（ｅ）インバータ１１のスイッチング素子の一部を共用して交流電圧を生成する回路は、４個のトランジスタＱ１，Ｑ２、Ｑａ，Ｑｂとトランス２４とを用いるものに限らず、スイッチング回路の構成は他のものでも良いし、トランス２４を使用しないスイッチング回路でも良い。
（ｆ）本発明は、自動車等の電源装置に限らず、２以上の交流電圧を必要とする装置であれば、どのような装置にも適用できる。
【００２８】
【発明の効果】
本発明によれば、電源装置に使用するスイッチング素子の数を少なくできるので、より低コストの電源装置を提供できる。また、共用して使用されるスイッチング素子を流れる電流を平均化することができるので、電流容量の小さいスイッチング素子を使用することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】実施の形態の電源装置の構成を示す図である。
【図２】インバータの電流波形を示す図である。
【図３】図３（Ａ）、（Ｂ）は、それぞれ第１及び第２の実施の形態の電流波形と駆動信号を示す図である。
【図４】駆動信号生成回路の構成を示す図である。
【図５】従来の電源回路の構成を示す図である。
【符号の説明】
１１インバータ
１２バッテリ
１３三相交流モータ
１６全波整流回路
２４トランス
Ｑ１〜Ｑ６トランジスタ
Ｑａ、Ｑｂトランジスタ

Claims

複数の第１のスイッチング素子からなり、第１の交流電圧を生成する第１の交流電圧生成手段と、
複数の第２のスイッチング素子を有し、前記第１の交流電圧生成手段の前記第１のスイッチング素子の内の一部のスイッチング素子を共用して第２の交流電圧を生成する第２の交流電圧生成手段と、
前記第１の交流電圧生成手段の共用される前記スイッチング素子に流れる電流がほぼ一定となるように前記第２のスイッチング素子のオン期間を制御する制御手段とを備えることを特徴とする電源装置。
前記制御手段は、共用する前記第１の交流電圧生成手段の前記スイッチング素子に流れる電流の絶対値が大きいときには、前記第２の交流電圧生成手段の前記第２のスイッチング素子のオン期間が短くなるように制御し、共用する前記第１の交流電圧生成手段の前記スイッチング素子に流れる電流の絶対値が小さいときには、前記第２の交流電圧生成手段の前記第２のスイッチング素子のオン期間が長くなるように制御することを特徴とする請求項１記載の電源装置。
前記第１の交流電圧生成手段は、前記複数の第１のスイッチング素子からなるインバータであり、前記第２の交流電圧生成手段は、前記複数の第２のスイッチング素子と前記第１の交流電圧生成手段の前記第１のスイッチング素子の内の一部の前記スイッチング素子とから構成されることを特徴とする請求項１または２記載の電源装置。
前記第１の交流電圧生成手段は、少なくとも４個のスイッチング素子から構成され、前記第２の交流電圧生成手段は、少なくとも２個のスイッチング素子と前記第１の交流電圧生成手段の２個のスイッチング素子とから構成されることを特徴とする請求項３記載の電源装置。
前記制御手段は、前記第１の交流電圧生成手段の出力電流の低周波成分を抽出するフィルタと、目標とする電流波形である矩形波の参照信号を生成する参照信号生成回路と、前記フィルタの出力信号と前記参照信号を加算する加算器と、三角波を生成する三角波生成回路と、前記加算器の出力信号と前記三角波を比較して、比較結果の信号を駆動信号として前記第２のスイッチング素子に供給する比較器とを有することを特徴とする請求項１、２または３記載の電源装置。
複数の第１のスイッチング素子をオン、オフさせて直流電圧から第１の交流電圧を生成し、
前記第１のスイッチング素子の一部のスイッチング素子を共用すると共に、別の第２のスイッチング素子をオン、オフさせて前記直流電圧から第２の交流電圧を生成し、
前記第１の交流電圧を生成する第１のスイッチング素子の内の共用される前記スイッチング素子に流れる電流がほぼ一定となるように、前記第２のスイッチング素子のオン期間を制御することを特徴とするスイッチング電源の制御方法。
前記第１のスイッチング素子の内の共用される前記スイッチング素子を流れる電流の低周波成分をフィルタで抽出し、抽出した低周波の信号と目標とする電流波形である矩形波の信号を加算し、加算結果の信号と三角波を比較して比較結果の信号を駆動信号として前記第２のスイッチング素子に供給することを特徴とする請求項６記載のスイッチング電源の制御方法。