JPH04121069A - 電圧形インバータ - Google Patents
電圧形インバータInfo
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- JPH04121069A JPH04121069A JP2239676A JP23967690A JPH04121069A JP H04121069 A JPH04121069 A JP H04121069A JP 2239676 A JP2239676 A JP 2239676A JP 23967690 A JP23967690 A JP 23967690A JP H04121069 A JPH04121069 A JP H04121069A
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
本発明は電圧形インバータに関し、詳しくは、交流入力
側のフィルタ、コンバータモジュール及びインバータモ
ジュールを備え、直流中間回路に平滑用コンデンサを有
しない主回路構成において、前記コンバータモジュール
の制御方法を改良した電圧形インバータに関する。
側のフィルタ、コンバータモジュール及びインバータモ
ジュールを備え、直流中間回路に平滑用コンデンサを有
しない主回路構成において、前記コンバータモジュール
の制御方法を改良した電圧形インバータに関する。
（従来の技術）
第６図は、この種の電圧形インバータの第１従来例の主
回路構成を示している。すなわちこの電圧形インバータ
は、交流入ツノ側にフィルタ用リアクトルｌ及びフィル
タコンデンサ２が接続されたコンバータモジュール３Ａ
と、その直流出力側（直流中間回路）に接続されたイン
バータモジュール４とを備えており、各モジュール３Ａ
、４の可逆運転によりカ行、回生動作を可能にしたもの
である。ここで、各モジュール３Ａ、４は、逆並列ダイ
オード付きのパワトランジスタ等の単方向性スイッチン
グ素子６個を三相ブリッジ接続してそれぞれ構成されて
いる。
回路構成を示している。すなわちこの電圧形インバータ
は、交流入ツノ側にフィルタ用リアクトルｌ及びフィル
タコンデンサ２が接続されたコンバータモジュール３Ａ
と、その直流出力側（直流中間回路）に接続されたイン
バータモジュール４とを備えており、各モジュール３Ａ
、４の可逆運転によりカ行、回生動作を可能にしたもの
である。ここで、各モジュール３Ａ、４は、逆並列ダイ
オード付きのパワトランジスタ等の単方向性スイッチン
グ素子６個を三相ブリッジ接続してそれぞれ構成されて
いる。
なお、同図において、Ｒ，Ｓ、Ｔは電源側交流出力端子
、Ｒ，、Ｓ、、 Ｔ、はコンバータモジュール３Ａの交
流入力端子、Ｐ、Ｎは直流中間端子、ＩＭは負荷として
の誘導電動機を示している。
、Ｒ，、Ｓ、、 Ｔ、はコンバータモジュール３Ａの交
流入力端子、Ｐ、Ｎは直流中間端子、ＩＭは負荷として
の誘導電動機を示している。
次に、第７図は第２従来例の主回路構成を示している。
この従来例におけるフィルタ用リアクトル１、フィルタ
コンデンサ２、コンバータモジュール３Ｂ及びインバー
タモジュール４の相互の接続構成は第６図と同様である
が、コンバータモジュール３Ｂは、逆並列接続されたサ
イリスタを三相ブリッジ接続して構成されている。
コンデンサ２、コンバータモジュール３Ｂ及びインバー
タモジュール４の相互の接続構成は第６図と同様である
が、コンバータモジュール３Ｂは、逆並列接続されたサ
イリスタを三相ブリッジ接続して構成されている。
（発明が解決しようとする課題）
第６図に示した電圧形インバータにおいて、直流中間端
子Ｐ、Ｎから右側の部分は誘導電動機ｒＭの漏れインダ
クタンスの影響により電流源として働き、電流形インバ
ータに近い特性を有している。これに対してコンバータ
モジュール３Ａは本来的に電圧形インバータ用のコンバ
ータモジュールであるので、交流入力端子Ｒ，，Ｓ、、
Ｔ、への入力電流を正弦波に近くすることができない
。このため、交流電源からの流入電流を正弦波に近付け
ようとすると、交流入力側のフィルタ容量が増大し、装
置が大型化してコスト高になるという欠点があった。
子Ｐ、Ｎから右側の部分は誘導電動機ｒＭの漏れインダ
クタンスの影響により電流源として働き、電流形インバ
ータに近い特性を有している。これに対してコンバータ
モジュール３Ａは本来的に電圧形インバータ用のコンバ
ータモジュールであるので、交流入力端子Ｒ，，Ｓ、、
Ｔ、への入力電流を正弦波に近くすることができない
。このため、交流電源からの流入電流を正弦波に近付け
ようとすると、交流入力側のフィルタ容量が増大し、装
置が大型化してコスト高になるという欠点があった。
一方、第７図に示した電圧形インバータでは、インバー
タモジュール４において瞬時空間電圧ベクトル制御が行
なわれ、■、またはＶ７の零電圧ベクトルを生成してイ
ンバータモジュール４を還流モードとすることにより、
直流中間回路の電流を零とし、コンバータモジュール３
Ｂのサイリスタをオフにしている。この方式の制御は、
電動機固定子電流ベクトル及び電源側コンデンサ電圧ヘ
ゲトルのオンラインによる予測に基づいて行なわれてお
り、制御方法が複雑で高価になるという欠点があった。
タモジュール４において瞬時空間電圧ベクトル制御が行
なわれ、■、またはＶ７の零電圧ベクトルを生成してイ
ンバータモジュール４を還流モードとすることにより、
直流中間回路の電流を零とし、コンバータモジュール３
Ｂのサイリスタをオフにしている。この方式の制御は、
電動機固定子電流ベクトル及び電源側コンデンサ電圧ヘ
ゲトルのオンラインによる予測に基づいて行なわれてお
り、制御方法が複雑で高価になるという欠点があった。
本発明は上記問題点を解決するためになされたもので、
そのＵ的とするところは、コンバータモジュールに双方
向性スイッチング素子を用い、このスイッチング素子に
対し点弧角制御を行なうことにより、交流電源からの入
力電流波形を正弦波に近付け、交流入力側フィルタの容
量低減を図って装置の小形化を可能にすると共に、制御
方法の簡略化及びコストの低減を可能にした電圧形イン
バータを提供することにある。
そのＵ的とするところは、コンバータモジュールに双方
向性スイッチング素子を用い、このスイッチング素子に
対し点弧角制御を行なうことにより、交流電源からの入
力電流波形を正弦波に近付け、交流入力側フィルタの容
量低減を図って装置の小形化を可能にすると共に、制御
方法の簡略化及びコストの低減を可能にした電圧形イン
バータを提供することにある。
（課題を解決するための手段）
上記目的を達成するため、本発明は、交流入力側にフィ
ルタが接続され、かつブリッジ接続されたスイッチング
素子を備えてなるコンバータモジュールと、このコンバ
ータモジュールの直流出力側に平滑用コンデンサを介す
ることなく接続されたインバータモジュールとからなる
電圧形インバータにおいて、前記コンバータモジュール
が双方向性スイッチング素子により構成され、交流入力
側のフィルタ容量を減少させるように前記コンバータモ
ジュールを点弧角制御するものである。
ルタが接続され、かつブリッジ接続されたスイッチング
素子を備えてなるコンバータモジュールと、このコンバ
ータモジュールの直流出力側に平滑用コンデンサを介す
ることなく接続されたインバータモジュールとからなる
電圧形インバータにおいて、前記コンバータモジュール
が双方向性スイッチング素子により構成され、交流入力
側のフィルタ容量を減少させるように前記コンバータモ
ジュールを点弧角制御するものである。
ここで、交流入力側のフィルタ容量を減少させるには、
交流電源から前記コンバータモジュールへの入力電流の
脈動を減少させるような点弧角制御を行なうことが有効
であり、この点弧角制御方法としては、例えば、双方向
性スイッチング素子を電気角１２０°の導通期間以外に
この導通期間の前後における電気角５．８０度ないし８
．７２度の期間にオンさせるようにＰＷＭ制御すること
が望ましい。
交流電源から前記コンバータモジュールへの入力電流の
脈動を減少させるような点弧角制御を行なうことが有効
であり、この点弧角制御方法としては、例えば、双方向
性スイッチング素子を電気角１２０°の導通期間以外に
この導通期間の前後における電気角５．８０度ないし８
．７２度の期間にオンさせるようにＰＷＭ制御すること
が望ましい。
（作用）
本発明によれば、コンバータモジュールを双方向性スイ
ッチング素子にて構成したことにより、電流形インバー
タのコンバータ部としての動作が可能になる。そこで、
このコンバータモジュールに対し、電流形インバータの
コンバータ部の制御に用いられているのと同様に、交流
電源からコンバータへの入力電流波形を正弦波に近付け
るようなパルス幅制御方法を適用することにより、上記
入力電流波形を正弦波に近付けて交流入力側のフィルタ
容量を小さくすることができる。
ッチング素子にて構成したことにより、電流形インバー
タのコンバータ部としての動作が可能になる。そこで、
このコンバータモジュールに対し、電流形インバータの
コンバータ部の制御に用いられているのと同様に、交流
電源からコンバータへの入力電流波形を正弦波に近付け
るようなパルス幅制御方法を適用することにより、上記
入力電流波形を正弦波に近付けて交流入力側のフィルタ
容量を小さくすることができる。
（実施例）
以下、図に沿って本発明の一実施例を説明する。
まず、第】図は第１の発明にかかる電圧形インバータの
一実施例を示すもので、同図において、前記同様に１は
フィルタ用リアクトル、２はフィルタ用コンデンサ、４
は逆並列ダイオード付きのパワトランジスタ６個を三相
ブリッジ接続して構成されたインバータモジュール、Ｉ
Ｍは誘導電動機である。また、３はＰＷＭ制御されるコ
ンバータモジュールであり、このコンバータモジュール
３は、６個の双方向性スイッチング素子３０１を三相ブ
リッジ接続して構成されている。なお、第１図において
、コンバータモジュール３とインバータモジュール４と
の間の直流中間回路は、平滑用コンデンサを有しない構
成となっている。
一実施例を示すもので、同図において、前記同様に１は
フィルタ用リアクトル、２はフィルタ用コンデンサ、４
は逆並列ダイオード付きのパワトランジスタ６個を三相
ブリッジ接続して構成されたインバータモジュール、Ｉ
Ｍは誘導電動機である。また、３はＰＷＭ制御されるコ
ンバータモジュールであり、このコンバータモジュール
３は、６個の双方向性スイッチング素子３０１を三相ブ
リッジ接続して構成されている。なお、第１図において
、コンバータモジュール３とインバータモジュール４と
の間の直流中間回路は、平滑用コンデンサを有しない構
成となっている。
第２図は上記双方向性スイッチング素子３０１の一例を
示すもので、このスイッチング素子３０１は、ダイオー
ドブリッジ３０２と自己消弧素子としてのパワトランジ
スタ３０３とから構成されている。なお、自己消弧素子
としてはＧＴＯ（ゲートターンオフ）サイリスタを用い
てもよい。
示すもので、このスイッチング素子３０１は、ダイオー
ドブリッジ３０２と自己消弧素子としてのパワトランジ
スタ３０３とから構成されている。なお、自己消弧素子
としてはＧＴＯ（ゲートターンオフ）サイリスタを用い
てもよい。
なお、第３図は上記パワトランジスタ３０３に対するベ
ース信号（ＰＷ Ｍ信号）波形の一例を示しており、図
示されていないＰＷＭ制御回路において変調波と搬送波
とを比較することにより論理「１」（パワトランジスタ
３０３がオン）または「０」（同オフ）となるベース信
号が生成され、二のベース信号がコンバータモジュール
３の上下アームのパワトランジスタ３０３に対し互いに
論理を反転して加えられる。
ース信号（ＰＷ Ｍ信号）波形の一例を示しており、図
示されていないＰＷＭ制御回路において変調波と搬送波
とを比較することにより論理「１」（パワトランジスタ
３０３がオン）または「０」（同オフ）となるベース信
号が生成され、二のベース信号がコンバータモジュール
３の上下アームのパワトランジスタ３０３に対し互いに
論理を反転して加えられる。
さて、発明者等は、第１図のように構成された主回路に
ついて、シミュレーションや種々の検討、実験を重ねた
結果、次のような知見を得た。すなわち、 （１）交流電源からの入力電流の脈動を減少させること
により、リアクトル１及びコンデンサ２からなる交流フ
ィルタの容量を小さくすることができる。
ついて、シミュレーションや種々の検討、実験を重ねた
結果、次のような知見を得た。すなわち、 （１）交流電源からの入力電流の脈動を減少させること
により、リアクトル１及びコンデンサ２からなる交流フ
ィルタの容量を小さくすることができる。
（２）コンバータモジュール３に対する点弧角制御信号
として、その構成素子をダイオードとした通常の三相全
波ダイオードブリッジにおける各相のダイオードがオン
している電気角１２０°の導通期間（以下、ダイオード
導通期間という）ばかりでなく、第３図に示すように上
記ダイオード導通期間以外の期間にもパワトランジスタ
３０３をオンさせるようにコンバータモジュール３をＰ
ＷＭ制御することにより、交流電源からの入力電流、例
えば第１図のｉＲの波形を正弦波に近付けて交流フィル
タの容量を減らすことができる。
として、その構成素子をダイオードとした通常の三相全
波ダイオードブリッジにおける各相のダイオードがオン
している電気角１２０°の導通期間（以下、ダイオード
導通期間という）ばかりでなく、第３図に示すように上
記ダイオード導通期間以外の期間にもパワトランジスタ
３０３をオンさせるようにコンバータモジュール３をＰ
ＷＭ制御することにより、交流電源からの入力電流、例
えば第１図のｉＲの波形を正弦波に近付けて交流フィル
タの容量を減らすことができる。
（３）特に、コンバータモジュール３の入力電流（第１
図におけるＩＲ′）は導通期間が１２０°の方形波にほ
ぼ近似されるが、この入力電流ｌＲ′がオフすると、交
流フィルタの共振電流により交流電源からの入力電流Ｉ
Ｒが脈動することになる。このため、本実施例において
上記（２）の制御方法を採る場合、第３図に示すように
ダイオード導通期間の前後において、α、（＝５．８０
’ ）〜α、（＝８．７２°）の期間もオンとなるＰＷ
Ｍ信号を与えることにより、入力電流１Ｒの脈動を減少
させることができる。
図におけるＩＲ′）は導通期間が１２０°の方形波にほ
ぼ近似されるが、この入力電流ｌＲ′がオフすると、交
流フィルタの共振電流により交流電源からの入力電流Ｉ
Ｒが脈動することになる。このため、本実施例において
上記（２）の制御方法を採る場合、第３図に示すように
ダイオード導通期間の前後において、α、（＝５．８０
’ ）〜α、（＝８．７２°）の期間もオンとなるＰＷ
Ｍ信号を与えることにより、入力電流１Ｒの脈動を減少
させることができる。
発明者等の実験によれば、定格出力０．７５ｋＷの誘導
電動機ＴＭをインバータ周波数ｆｓ＝６０１（ｚ、キャ
リア周波数ｆ、＝９９００１（ｚ、第１図のｅ ａｂ
＝ １００Ｖ、滑りｓ ＝０．０５６、−相分のフィル
タコンデンサ２の容量を２μＦ、同じくフィルタ用リア
クトル１の値をＩＯｍＨとして運転した場合、前述した
実施例によるＰＷＭ制御方法を採用すると、交流電源か
らの入力電流ｉＲの波形は第４図（ａ）のようになる。
電動機ＴＭをインバータ周波数ｆｓ＝６０１（ｚ、キャ
リア周波数ｆ、＝９９００１（ｚ、第１図のｅ ａｂ
＝ １００Ｖ、滑りｓ ＝０．０５６、−相分のフィル
タコンデンサ２の容量を２μＦ、同じくフィルタ用リア
クトル１の値をＩＯｍＨとして運転した場合、前述した
実施例によるＰＷＭ制御方法を採用すると、交流電源か
らの入力電流ｉＲの波形は第４図（ａ）のようになる。
すなわち、ＰＷＭ制御を行なわない場合の第４図（ｂ）
に比べて入力電流波形の脈動が小さくなり、正弦波に近
付くことが確認されている。
に比べて入力電流波形の脈動が小さくなり、正弦波に近
付くことが確認されている。
また、第５図はこの実験における定数を用いた計算波形
であり、入力電流ｉＲと線間電圧ｅＲｓの波形は本実施
例によるＰＷＭ制御方法を採用した場合（第５図（ａ）
）の方がＰＷＭ制御を行なわない場合（同図（ｂ））に
比べて脈動が少なくなっているのが明らかである。
であり、入力電流ｉＲと線間電圧ｅＲｓの波形は本実施
例によるＰＷＭ制御方法を採用した場合（第５図（ａ）
）の方がＰＷＭ制御を行なわない場合（同図（ｂ））に
比べて脈動が少なくなっているのが明らかである。
（発明の効果）
以上のように本発明によれば、コンバータモジュールに
双方向性スイッチング素子を用い、これらのスイッチン
グ素子を点弧角制御することにより、交流電源からの入
力電流波形の脈動を減少させて正弦波に近付けることが
でき、第１従来例に比べ交流入力側のフィルタ容量を小
さくしてコストの低減及び装置の小形化を図ることがで
きる。
双方向性スイッチング素子を用い、これらのスイッチン
グ素子を点弧角制御することにより、交流電源からの入
力電流波形の脈動を減少させて正弦波に近付けることが
でき、第１従来例に比べ交流入力側のフィルタ容量を小
さくしてコストの低減及び装置の小形化を図ることがで
きる。
また、第２従来例に比べて制御方法が比較的簡単であり
、制御回路の低コスト化が可能である等の効果を有する
。
、制御回路の低コスト化が可能である等の効果を有する
。
第１図は本発明の一実施例の主回路構成図、第２図は双
方向性スイッチング素子の一例を示す図、第３図はパワ
トランジスタのベース信号の説明図、第４図（ａ）、（
ｂ）は実験によるコンバータ入力電流の波形図、第５図
（ａ）、 （ｂ）は計算によるコンバータ入力電流等の
波形図、第６図は第１従来例の主回路構成図、第７図は
第２従来例の主回路構成図である。 ｌ・・・フィルタ用リアクトル ２・・・フィルタ用コンデンサ ３・・コンバータモジュール ３０１・・・双方向性スイッチング素子３０２・・・ダ
イオードブリッジ ３０３・・・パワトランジスタ ４・・・インバータモジュール ＩＭ・・・誘導電動機 第 図 一電気内 第 図 （Ｑ） （Ｑ） ｔ （ｍｓ） −ｔに） 第 図 （ｂ） −１←呻
方向性スイッチング素子の一例を示す図、第３図はパワ
トランジスタのベース信号の説明図、第４図（ａ）、（
ｂ）は実験によるコンバータ入力電流の波形図、第５図
（ａ）、 （ｂ）は計算によるコンバータ入力電流等の
波形図、第６図は第１従来例の主回路構成図、第７図は
第２従来例の主回路構成図である。 ｌ・・・フィルタ用リアクトル ２・・・フィルタ用コンデンサ ３・・コンバータモジュール ３０１・・・双方向性スイッチング素子３０２・・・ダ
イオードブリッジ ３０３・・・パワトランジスタ ４・・・インバータモジュール ＩＭ・・・誘導電動機 第 図 一電気内 第 図 （Ｑ） （Ｑ） ｔ （ｍｓ） −ｔに） 第 図 （ｂ） −１←呻
Claims (4)
- （１）交流入力側にフィルタが接続され、かつブリッジ
接続されたスイッチング素子を備えてなるコンバータモ
ジュールと、このコンバータモジュールの直流出力側に
平滑用コンデンサを介することなく接続されたインバー
タモジュールとからなる電圧形インバータにおいて、 前記コンバータモジュールが双方向性スイッチング素子
により構成され、交流入力側のフィルタの容量を減少さ
せるように前記コンバータモジュールを点弧角制御する
ことを特徴とする電圧形インバータ。 - （２）交流電源からコンバータモジュールへの入力電流
の脈動を減少させるように前記コンバータモジュールを
点弧角制御する請求項（１）記載の電圧形インバータ。 - （３）双方向性スイッチング素子を、電気角１２０゜の
導通期間以外にこの導通期間の前後における電気角５．
８０度ないし８．７２度の期間にオンさせるように点弧
角制御する請求項（１）または（２）記載の電圧形イン
バータ。 - （４）コンバータモジュールをＰＷＭ制御する請求項（
１）、（２）または（３）記載の電圧形インバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2239676A JPH04121069A (ja) | 1990-09-10 | 1990-09-10 | 電圧形インバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2239676A JPH04121069A (ja) | 1990-09-10 | 1990-09-10 | 電圧形インバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04121069A true JPH04121069A (ja) | 1992-04-22 |
Family
ID=17048259
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2239676A Pending JPH04121069A (ja) | 1990-09-10 | 1990-09-10 | 電圧形インバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04121069A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004222337A (ja) * | 2003-01-09 | 2004-08-05 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | 交流−交流電力変換装置 |
| JP2010028985A (ja) * | 2008-07-22 | 2010-02-04 | National Institute Of Advanced Industrial & Technology | 電力変換装置 |
| WO2011036899A1 (ja) * | 2009-09-28 | 2011-03-31 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換装置 |
-
1990
- 1990-09-10 JP JP2239676A patent/JPH04121069A/ja active Pending
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2004222337A (ja) * | 2003-01-09 | 2004-08-05 | Fuji Electric Holdings Co Ltd | 交流−交流電力変換装置 |
| JP2010028985A (ja) * | 2008-07-22 | 2010-02-04 | National Institute Of Advanced Industrial & Technology | 電力変換装置 |
| WO2011036899A1 (ja) * | 2009-09-28 | 2011-03-31 | ダイキン工業株式会社 | 電力変換装置 |
| JP2011072142A (ja) * | 2009-09-28 | 2011-04-07 | Daikin Industries Ltd | 電力変換装置 |
| EP2485382A4 (en) * | 2009-09-28 | 2017-01-04 | Daikin Industries, Ltd. | Power converter |
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