JPS5889073A - 電流形インバ−タ装置 - Google Patents
電流形インバ−タ装置Info
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は電流形インバータ装置に係り、特に自己消弧能
力素子を利用した電流形イノノく一夕装置に関する。
力素子を利用した電流形イノノく一夕装置に関する。
第１図に、従来のサイリスクを用いた電流形インバータ
装置の回路図である。イン・く−夕装置に流れる電流の
大きさを制御する。可変電圧の直流電源１には、直流電
源１からの電流を平滑化する直流リアクトル２が接続さ
れている。直流リアクトル２には、直流電源１から供給
される直流電力を任意の周波数の交流電力に変換する電
流形インバータ装置３が接続されている。そして、電流
形インバータ装置−３には、負荷４が接続されている。
装置の回路図である。イン・く−夕装置に流れる電流の
大きさを制御する。可変電圧の直流電源１には、直流電
源１からの電流を平滑化する直流リアクトル２が接続さ
れている。直流リアクトル２には、直流電源１から供給
される直流電力を任意の周波数の交流電力に変換する電
流形インバータ装置３が接続されている。そして、電流
形インバータ装置−３には、負荷４が接続されている。
直流電源１は、一般の商用電源からサイリスタ変換器を
介して直流電流を得るようにしてもよく。
介して直流電流を得るようにしてもよく。
また、一定電圧の直流電源からチョッパ装置を介して直
流電流金得るようにしてもよい。負荷４としては、一般
には、誘導電動機や同期電動１鏡等の交流電動機が用い
られる。
流電流金得るようにしてもよい。負荷４としては、一般
には、誘導電動機や同期電動１鏡等の交流電動機が用い
られる。
インバータ装置３は、６個のサイリスタ５〜１０、サイ
リスタに各々接続されたダイオード１１〜１６、サイリ
スタ５〜１０を消弧するための転流コンデンサ１７〜２
２．転流時のサイー゛リスタの電流上昇率を抑制するり
アクドル２３〜２８゜インバータ装置３の始動時に転流
コンデンサ１７〜２２へ所定の電荷を供給する直流電源
２９゜３０、始動用の電荷を供給するタイミングを制御
するサイリスタ３１，３２、および始動用の電荷を転流
コンデンサ１７〜２２へ供給する際の電流を制限するり
アクドル３３．３４から構成されている。
リスタに各々接続されたダイオード１１〜１６、サイリ
スタ５〜１０を消弧するための転流コンデンサ１７〜２
２．転流時のサイー゛リスタの電流上昇率を抑制するり
アクドル２３〜２８゜インバータ装置３の始動時に転流
コンデンサ１７〜２２へ所定の電荷を供給する直流電源
２９゜３０、始動用の電荷を供給するタイミングを制御
するサイリスタ３１，３２、および始動用の電荷を転流
コンデンサ１７〜２２へ供給する際の電流を制限するり
アクドル３３．３４から構成されている。
従来のインバータ装置は、第１図に示すように、スイッ
チング素子としてサイリスタを用いているため、転流コ
ンデンサ１７〜２２．転流時の電流上昇率を抑制するり
アクドル２３〜２８、インバータ装置始動時に所定の電
荷を転流コンデンサ１７〜２２に供給するための直流電
源２９，３０゜サイリスタ３１．３２およびリアクトル
３３゜３４等が必要となり、構成が複雑になる。という
問題点がある。
チング素子としてサイリスタを用いているため、転流コ
ンデンサ１７〜２２．転流時の電流上昇率を抑制するり
アクドル２３〜２８、インバータ装置始動時に所定の電
荷を転流コンデンサ１７〜２２に供給するための直流電
源２９，３０゜サイリスタ３１．３２およびリアクトル
３３゜３４等が必要となり、構成が複雑になる。という
問題点がある。
また、転流コンデンサは、サイリスタの転流だけでなく
、負荷４が必要とする無効電力処理、転流時負荷のイン
ダクタンスに貯えられたエネルギによるサージ電圧の吸
収をする必要があるため、容量を大きくする必要がある
。また、転流時に負荷電流が流れるため、電流容量の大
きなコンデンサが必要になる。従って、体積が大きくな
る、という問題点がある。
、負荷４が必要とする無効電力処理、転流時負荷のイン
ダクタンスに貯えられたエネルギによるサージ電圧の吸
収をする必要があるため、容量を大きくする必要がある
。また、転流時に負荷電流が流れるため、電流容量の大
きなコンデンサが必要になる。従って、体積が大きくな
る、という問題点がある。
ところて、負荷４に流れる電流ｉａｙ’ｂ、ｉａは、第
２図に示すように１２０度幅の方形波となり、この電流
波形には５次、７次等の高調波成分が多く含まれるため
、負荷４が電動機である場合。
２図に示すように１２０度幅の方形波となり、この電流
波形には５次、７次等の高調波成分が多く含まれるため
、負荷４が電動機である場合。
電動機の発生トルクが脈動し、このため機械系の共振現
象が生ずるという問題点がある。この伽械系の共振現象
を避けるため、第３図に示すように。
象が生ずるという問題点がある。この伽械系の共振現象
を避けるため、第３図に示すように。
インバータ装置３の出力電流、すなわち負荷電流をパル
ス幅変調制御し、高調波成分を低減する方法が知られて
いる。このパルス幅変調制御を行う場合には、インバー
タ装置３の動作周期にサイリスタ５〜１０を多数回転流
させる必要がある。電流形インバータ装置のサイリスタ
転流動作は、サイリスタをターンオフさせて次の相へ電
流が流れ始めるまでの導通遅れ時間、および次の相へ電
流が流れ始める時点から次の相へ完全に電流が移るまで
の転流型なり期間の２つに分けられる。この転流に要す
る時間は負荷電流の大きさおよび負荷力率等によって異
なるが、通常数１１０μｓから１ ｍ ｓ前後である。
ス幅変調制御し、高調波成分を低減する方法が知られて
いる。このパルス幅変調制御を行う場合には、インバー
タ装置３の動作周期にサイリスタ５〜１０を多数回転流
させる必要がある。電流形インバータ装置のサイリスタ
転流動作は、サイリスタをターンオフさせて次の相へ電
流が流れ始めるまでの導通遅れ時間、および次の相へ電
流が流れ始める時点から次の相へ完全に電流が移るまで
の転流型なり期間の２つに分けられる。この転流に要す
る時間は負荷電流の大きさおよび負荷力率等によって異
なるが、通常数１１０μｓから１ ｍ ｓ前後である。
従って、−従来のイン・く−夕装置においてパルス幅変
調制御波形が得られるのは、ｋンバータ装置の出力周波
数が数Ｈｚ以下の範囲に限られ、トルク脈動による機械
系の共振現象を避けることのできる範囲は非常に狭い範
囲となる。
調制御波形が得られるのは、ｋンバータ装置の出力周波
数が数Ｈｚ以下の範囲に限られ、トルク脈動による機械
系の共振現象を避けることのできる範囲は非常に狭い範
囲となる。
また、上述のように転流に要する時間が艮いため、出力
電流波形を第２図に示す１２０度方形波とした場合にお
いても、インバータ装置の出力周波数の上限は２００Ｈ
２程度であり、高周波運転（電動機では高速運転）が必
要な負荷には適さない。
電流波形を第２図に示す１２０度方形波とした場合にお
いても、インバータ装置の出力周波数の上限は２００Ｈ
２程度であり、高周波運転（電動機では高速運転）が必
要な負荷には適さない。
以上のように従来のインバータ装置では、構成が複雑と
なり、しかも容量の大きな転流コンデンサが必要となる
ため、装置が大型化し価格が高くなる。という問題点が
ある。また、転流に要する時間が長いため、出力電流の
波形改善のためのパルス幅変調制御可能な範囲が非常に
狭く、シかも出力周波数の上限そのものも低いという問
題点がある。
なり、しかも容量の大きな転流コンデンサが必要となる
ため、装置が大型化し価格が高くなる。という問題点が
ある。また、転流に要する時間が長いため、出力電流の
波形改善のためのパルス幅変調制御可能な範囲が非常に
狭く、シかも出力周波数の上限そのものも低いという問
題点がある。
本発明は上記問題点を解消すべく成されたもので１回路
構成が簡単で、しかも小型軽量化が可能で、パルス幅変
調制御が高周波領域まで可能な電流形インバータ装置を
提供することを目的とする。
構成が簡単で、しかも小型軽量化が可能で、パルス幅変
調制御が高周波領域まで可能な電流形インバータ装置を
提供することを目的とする。
上記目的を達成する次５めに第１の発明の構成は。
制御極に入力された信号によって導通および非導通の制
御が可能な自己消弧素子でブリッジ回路を構成し、この
ブリッジ回路の直流端を可変直流電源および電流を平滑
化するりアクドルに接続子ると共に、前記ブリッジ回路
の交流端間にコンデンサを接続して電流形インバータ装
置を構成したものである。この結果、ブリッジ回路の交
流端間に接続されたコンデンサにより、自己消弧素子か
ら負荷に至る経路に存在する會ンダクタンスによるサー
ジ電圧を吸収することができる。
御が可能な自己消弧素子でブリッジ回路を構成し、この
ブリッジ回路の直流端を可変直流電源および電流を平滑
化するりアクドルに接続子ると共に、前記ブリッジ回路
の交流端間にコンデンサを接続して電流形インバータ装
置を構成したものである。この結果、ブリッジ回路の交
流端間に接続されたコンデンサにより、自己消弧素子か
ら負荷に至る経路に存在する會ンダクタンスによるサー
ジ電圧を吸収することができる。
また、第２の発明の構成は、第１の発明の構成に加え、
前記コンデンサの各々にフィルタを各々接続したもので
ある。この結果、第１の発明の作用に加え、フィルタに
よりブリッジ回路から出力される出力電流の高調波成分
が一層吸収される。
前記コンデンサの各々にフィルタを各々接続したもので
ある。この結果、第１の発明の作用に加え、フィルタに
よりブリッジ回路から出力される出力電流の高調波成分
が一層吸収される。
前記自己消弧素子としては、逆阻止能力のある自己消弧
素子や逆阻止能力のない自己消弧素子を用いることがで
きるが、逆阻止能力のない自己消弧素子を用いる場合に
は、逆電圧に上り自己消弧素子が破壊されなめようにダ
イオードを接幌する必要がある。
素子や逆阻止能力のない自己消弧素子を用いることがで
きるが、逆阻止能力のない自己消弧素子を用いる場合に
は、逆電圧に上り自己消弧素子が破壊されなめようにダ
イオードを接幌する必要がある。
以下図面を参興して本発明の実施例を詳細に説明する。
第４図は、第１の発明の第１実施例を示す回路図である
。なお、第４図において第１図と対応する部分には同一
符号を付しその説明を省略する。
。なお、第４図において第１図と対応する部分には同一
符号を付しその説明を省略する。
図に示すように、ゲートでオンオフ制御可能なスイッチ
ング素子である自己消弧素子３５〜４ｏがブリッジ接続
されてブリッジ回路之構成しぞいる。
ング素子である自己消弧素子３５〜４ｏがブリッジ接続
されてブリッジ回路之構成しぞいる。
ブリッジ回路の出力端である交流端間には、Ｙ接続され
たコンデンサ４１〜４３が接続されている。
たコンデンサ４１〜４３が接続されている。
なお、これらのコンデンサ４１〜４３は、Δ接続された
ものでもよい。１Ｌブリッジ回路の入力端である直流端
は、直接直流電源１に接続されると共に、直流リアクト
ル２を介して直流電源１に接続されている。
ものでもよい。１Ｌブリッジ回路の入力端である直流端
は、直接直流電源１に接続されると共に、直流リアクト
ル２を介して直流電源１に接続されている。
次に本実施例の動作’に、ｉ５Ｗ明する。なお、以下は
１２０度通流のインバータ装置として動作した場合であ
る。インバータ装置の出力電流は、自己消弧素子３５→
３６→３７→３５・・・・・・、３８→３９→４０→３
８・・・・・・の順序で転流していく。ここで自己消弧
素子３５から自己消弧素子３６への転流時を考える。す
なわち、オンしている自己消弧素子３５をオフさせると
同時にオフしている自己消弧素子３６をオンさせる場合
について考える。自己消弧素子３５のオフと同時に自己
消弧素子３６をオンさせるため、直流リアクトル２に流
れていた電流は、自己消弧素子３５から自己消弧素子３
３６へ転流し、負荷４へと流れる。従って、直流リアク
トル２に蓄積されたエネルギによって電圧サージが発生
することはない。しかし、この場合、自己消弧素子３５
および負荷４の経路に存在するインダクタ、ンス罠蓄積
されたエネルギによる電圧サージが発生する。しかしな
がら、コンデンサ４１〜４３がブリッジ回路の出力端に
接続されているため、コンデンサ４１〜４３により上記
インダクタンスによる電圧サージが吸収される。なお。
１２０度通流のインバータ装置として動作した場合であ
る。インバータ装置の出力電流は、自己消弧素子３５→
３６→３７→３５・・・・・・、３８→３９→４０→３
８・・・・・・の順序で転流していく。ここで自己消弧
素子３５から自己消弧素子３６への転流時を考える。す
なわち、オンしている自己消弧素子３５をオフさせると
同時にオフしている自己消弧素子３６をオンさせる場合
について考える。自己消弧素子３５のオフと同時に自己
消弧素子３６をオンさせるため、直流リアクトル２に流
れていた電流は、自己消弧素子３５から自己消弧素子３
３６へ転流し、負荷４へと流れる。従って、直流リアク
トル２に蓄積されたエネルギによって電圧サージが発生
することはない。しかし、この場合、自己消弧素子３５
および負荷４の経路に存在するインダクタ、ンス罠蓄積
されたエネルギによる電圧サージが発生する。しかしな
がら、コンデンサ４１〜４３がブリッジ回路の出力端に
接続されているため、コンデンサ４１〜４３により上記
インダクタンスによる電圧サージが吸収される。なお。
他の自己消弧素子間の転流時においても前述と同様であ
る。
る。
一方、負荷４には、負荷４の要求する無効′−力の供給
をしなければならないが％直流電源１および直流リアク
トル２を介して負荷４には有効電力しか供給することが
できず−この無効電力は、コンデンサ４１〜４３を介し
て供給されることになる。
をしなければならないが％直流電源１および直流リアク
トル２を介して負荷４には有効電力しか供給することが
できず−この無効電力は、コンデンサ４１〜４３を介し
て供給されることになる。
本実施例のコンデンサ４１〜４３の電流容量は。
負荷４の要求する無効電流に相当する程度で充分であり
、負荷電流に相当する電流容量に比較して小さい。また
、パルス電流耐量も小さくてよい。
、負荷電流に相当する電流容量に比較して小さい。また
、パルス電流耐量も小さくてよい。
従って、従来の転流コンデンサ１７〜２２に比較して、
電流容量の小さいコンデンサを使用することができ、イ
ンバータ装置全体として小型化することが可能となる。
電流容量の小さいコンデンサを使用することができ、イ
ンバータ装置全体として小型化することが可能となる。
また１本実施例のインバータ装置を構成する部品は、基
本的には自己消弧素子６個、コンデンサ３個の計９個で
あり、従来のインバータ装置のサイリスタ８個、ダイオ
ード６個、リアクトル８個。
本的には自己消弧素子６個、コンデンサ３個の計９個で
あり、従来のインバータ装置のサイリスタ８個、ダイオ
ード６個、リアクトル８個。
コンデンサ６１固、直流電源２個の計３０個に比較して
回路構成が簡単になり、インバータ装置を小型化するこ
とができる。
回路構成が簡単になり、インバータ装置を小型化するこ
とができる。
本実施例の自己消弧素子３５〜４０をパルス幅、変調制
御した場合におけるインバータ装置の出力電流波形を第
５図に示す。コンデンサ４１〜４３の入力側の電流ｊ
ａｌｌ ｊｂｌ Ｈｊａｌの波形は、第３図に示した
従来のインバータ装置の出力電流波形と同ｑであるが、
コンデンサ４１〜４３の出方側の電流ｉ、、ｉ、、ｉｃ
の波形は、コンデンサ４１〜４３の作用により電流’ｓ
ｌ、’ｂ−１＋ ’ｓｌ波形と比較して更に高調成分
の少ない波形となる。
御した場合におけるインバータ装置の出力電流波形を第
５図に示す。コンデンサ４１〜４３の入力側の電流ｊ
ａｌｌ ｊｂｌ Ｈｊａｌの波形は、第３図に示した
従来のインバータ装置の出力電流波形と同ｑであるが、
コンデンサ４１〜４３の出方側の電流ｉ、、ｉ、、ｉｃ
の波形は、コンデンサ４１〜４３の作用により電流’ｓ
ｌ、’ｂ−１＋ ’ｓｌ波形と比較して更に高調成分
の少ない波形となる。
この結果、負荷４が電動機の場合１発生トルクの脈動や
損失が小さ″くなる。
損失が小さ″くなる。
また、本実施例では逆阻止能力のある自己消弧素子１列
えばＧＴＯや静電誘導サイリスタ等も用いているため、
従来のインバータ装置に比較して転流に要する時間が短
くなり、インバータ装置の出力周波数を高くすることが
できる。従って、出力電流波形改善のためのパルス幅変
調制御を行える周波数が高くなり、電動機の低トルク脈
動運転を高速領域まで広げることができる。
えばＧＴＯや静電誘導サイリスタ等も用いているため、
従来のインバータ装置に比較して転流に要する時間が短
くなり、インバータ装置の出力周波数を高くすることが
できる。従って、出力電流波形改善のためのパルス幅変
調制御を行える周波数が高くなり、電動機の低トルク脈
動運転を高速領域まで広げることができる。
第６図は第２の発明の一実施例である。なお。
第６図において第４図と対応する部分には、同一符号を
付してその説明を省略する。本実施例は。
付してその説明を省略する。本実施例は。
負荷４とコンデンサ４１〜４３との間にフィルタを接続
したものである。すなわち、負荷４とコンデンサ４１〜
４３との間にリアクトル６２〜６４を接続し、リアクト
ル６２〜６４と負荷４との間Ｙ接続されたコンデンサ６
５〜６７を接続したものである。これらのりアクドル６
２〜６４およびコンデンサ６５〜６７は、フィルタとし
て作用する。
したものである。すなわち、負荷４とコンデンサ４１〜
４３との間にリアクトル６２〜６４を接続し、リアクト
ル６２〜６４と負荷４との間Ｙ接続されたコンデンサ６
５〜６７を接続したものである。これらのりアクドル６
２〜６４およびコンデンサ６５〜６７は、フィルタとし
て作用する。
本実−例によれば、負荷４に流れる電流、すなわちイン
バータ装置の出力電流の高調波成分が一層少なくなり、
負荷が電動機である場合、発生トルクの脈動、損失およ
び軽音が更に小さくなる。
バータ装置の出力電流の高調波成分が一層少なくなり、
負荷が電動機である場合、発生トルクの脈動、損失およ
び軽音が更に小さくなる。
という効果が得られる。
第７図は、第１の発明の他の実施例を示す回路図である
。本実施例は、逆阻止北力のない自己消弧素子１例えば
トランジスタや電界効果トランジスタを用いたものであ
る。
。本実施例は、逆阻止北力のない自己消弧素子１例えば
トランジスタや電界効果トランジスタを用いたものであ
る。
図に示子ように本実施例のインバータ装置は。
トランジスタ４４〜４９と、トランジスタ４４〜４９の
エミッタに接続さ、れてトランジスタ４４〜４９の逆阻
止能力がないのをカバーするダイオード５０〜５５と、
トランジスタ４４〜４９のコレクタとエミッタ間に接続
されて、トランジスタ４４〜４９に逆電圧が加わったと
きにトランジスタ４４〜４９が破壊されるのを防止する
ためのダイオード５６〜６１と、Ｙ接続されて前述と同
様にブリッジ回路の出力端に接続されたコンデンサ４１
〜４３とから構成されている。
エミッタに接続さ、れてトランジスタ４４〜４９の逆阻
止能力がないのをカバーするダイオード５０〜５５と、
トランジスタ４４〜４９のコレクタとエミッタ間に接続
されて、トランジスタ４４〜４９に逆電圧が加わったと
きにトランジスタ４４〜４９が破壊されるのを防止する
ためのダイオード５６〜６１と、Ｙ接続されて前述と同
様にブリッジ回路の出力端に接続されたコンデンサ４１
〜４３とから構成されている。
ダイオード５６〜６１には電流がほとんど流れないため
、小容量のものでよく、ダイオード５６〜６１としては
、トランジスタや電界効果トランジスタに逆並列に内蔵
されているダイオードを使用するようにしてもよい。な
お、本実施例では。
、小容量のものでよく、ダイオード５６〜６１としては
、トランジスタや電界効果トランジスタに逆並列に内蔵
されているダイオードを使用するようにしてもよい。な
お、本実施例では。
第１の発明の実施例と比較して、ダイオード５０〜６１
が必要であるため５部品点数が多少多くなるが、トラン
ジスタや電界効果トランジスタの場合、ＧＴＯや静電誘
導サイリスタに比較して一般にスイッチング周波数を高
くすることができるため、パルス幅変調制御のパルス数
を多くすることができ、インバータ装置の出力電流の高
調波成分を一段と少なくすることができ、また、更に高
い領域までパルス幅変調制御を行うことができる。
が必要であるため５部品点数が多少多くなるが、トラン
ジスタや電界効果トランジスタの場合、ＧＴＯや静電誘
導サイリスタに比較して一般にスイッチング周波数を高
くすることができるため、パルス幅変調制御のパルス数
を多くすることができ、インバータ装置の出力電流の高
調波成分を一段と少なくすることができ、また、更に高
い領域までパルス幅変調制御を行うことができる。
なお１本実施例は、第２の発明にも適用できるものであ
る。
る。
なお１以上では三相出力を有するインバータ装置につい
て説明したが１本発明はこれに限定されるものではなく
、単相または三相以上の出力を有するインバータ装置に
も適用できるものである。
て説明したが１本発明はこれに限定されるものではなく
、単相または三相以上の出力を有するインバータ装置に
も適用できるものである。
以上説明したように本発明によれば、インバータ装置を
小型軽量化できると共に、インバータ装置の出力周波数
を高めることができるだけ丁なく。
小型軽量化できると共に、インバータ装置の出力周波数
を高めることができるだけ丁なく。
インバータ装置の出力電流の高調波成分を少なくするた
めのパルス−幅変調制御可能な周波数を高くすることが
できる。という優れた効果が得られる。
めのパルス−幅変調制御可能な周波数を高くすることが
できる。という優れた効果が得られる。
第１図は、従来のインバータ装置金示す回路図。
第２図および第３図は、従来のインバータ装置の動作を
説明するための電流波形を示す線図、第４図は、第１の
発明の一実施例を示す回路図、第５図は、前記実施例の
動作を説明するための電流波形を示、す線図、第６図は
、第２の発明の一実施例を示す回路図、第７図は、第１
の発明の他の実施例を示す回路図である。 １・・・可変直流電源、２・・・リアクトル、３５〜４
０・・・自己消弧素子、４１〜４３・・・ヨンデンサ、
４４〜４９・・・逆阻止能力のない自己消弧素子、５０
〜Ｌ Ｊ
説明するための電流波形を示す線図、第４図は、第１の
発明の一実施例を示す回路図、第５図は、前記実施例の
動作を説明するための電流波形を示、す線図、第６図は
、第２の発明の一実施例を示す回路図、第７図は、第１
の発明の他の実施例を示す回路図である。 １・・・可変直流電源、２・・・リアクトル、３５〜４
０・・・自己消弧素子、４１〜４３・・・ヨンデンサ、
４４〜４９・・・逆阻止能力のない自己消弧素子、５０
〜Ｌ Ｊ
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １、電流を平滑化するりアクドルを介して入力された可
変直流電源からの直流電力を目標周波数の交流電力に変
換する電流形インバータ装置において、制御極に入力さ
れた信号によって導通および非導通の制御が可能な自己
消弧素子でブリッジ回路を構成し、該ブリッジ回路の直
流端を前記可変直流電源および前記リアクトルに接続す
ると共に、該ブリッジ回路の交流端間にコンデンサを接
続したことを特徴とする電流形インバータ装置。 ２、電流を平滑化するりアクドルを介して入力された可
変直流電源からの直流電力を目標周波数の交流電力に変
換する電流形インバーター置において、制御極に入力さ
れた信号によって導通および非導通の制御が可能な自己
消弧素子でブリッジ回路を構成し、該ブリッジ回路の直
流端を前記可変直流電源および前記リアクトルに接続す
ると共に、該ブリッジ回路の交流端間にコンデンサを接
続し、該コンデンサの各々にフィルタを接続したことを
特徴とする電流形インバータ装置・ ３、前記自己消弧素子は、直列に接続されたダイ
・−オードと逆並列に接続されたダイオードとを備
えた逆阻止能力のない自己消弧素子である特許請求の範
囲第１項または第２項記載の電流形イン・〈−夕装置。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56186815A JPS5889073A (ja) | 1981-11-24 | 1981-11-24 | 電流形インバ−タ装置 |
| EP82110784A EP0081133A1 (en) | 1981-11-24 | 1982-11-22 | Current-type inverter |
| CA000416145A CA1194546A (en) | 1981-11-24 | 1982-11-23 | Current-type inverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP56186815A JPS5889073A (ja) | 1981-11-24 | 1981-11-24 | 電流形インバ−タ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5889073A true JPS5889073A (ja) | 1983-05-27 |
Family
ID=16195073
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP56186815A Pending JPS5889073A (ja) | 1981-11-24 | 1981-11-24 | 電流形インバ−タ装置 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP0081133A1 (ja) |
| JP (1) | JPS5889073A (ja) |
| CA (1) | CA1194546A (ja) |
Cited By (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS611271A (ja) * | 1984-06-12 | 1986-01-07 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
| JPS6134899A (ja) * | 1984-07-27 | 1986-02-19 | Hitachi Medical Corp | Ｘ線装置の電源回路 |
| US4581693A (en) * | 1983-04-15 | 1986-04-08 | Hitachi, Ltd. | Apparatus for repeatedly applying short-circuit pulses to a current type inverter for output current control |
| JPS61102172A (ja) * | 1984-10-23 | 1986-05-20 | Hitachi Ltd | 自己消弧素子利用電流形コンバ−タ装置 |
| JPS61132082A (ja) * | 1984-11-29 | 1986-06-19 | Mitsubishi Electric Corp | 電流形インバ−タ |
| JP2008312367A (ja) * | 2007-06-15 | 2008-12-25 | Yanmar Co Ltd | 三相電流形電力変換器のスイッチング制御構成 |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0111088B1 (de) * | 1982-11-03 | 1987-01-14 | BBC Brown Boveri AG | Stromrichter |
| US4608626A (en) * | 1984-11-09 | 1986-08-26 | Westinghouse Electric Corp. | Electrical inverter with minority pole current limiting |
| JP3021029B2 (ja) * | 1990-11-20 | 2000-03-15 | シャープ株式会社 | 光磁気記録媒体の情報アクセス方法 |
| DE4311896A1 (de) * | 1993-04-10 | 1994-10-20 | Thomas Dipl Ing Loesel | Verfahren zur Bestimmung der Einschaltzeiten der Schalter eines n-phasigen Pulsstromwechselrichters |
Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5517226A (en) * | 1978-07-19 | 1980-02-06 | Mitsubishi Electric Corp | Controlling method for inverter and its control circuit |
Family Cites Families (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CH493955A (de) * | 1968-05-10 | 1970-07-15 | Elin Union Ag | Verfahren zum Schutze eines lastgeführten statischen Umrichters gegen Überspannung |
| DE2331832A1 (de) * | 1973-06-22 | 1975-01-30 | Bbc Brown Boveri & Cie | Anordnung zur speisung induktiver wechselstromverbraucher |
| US4039926A (en) * | 1976-06-21 | 1977-08-02 | General Electric Company | Current fed inverter with commutation independent of load inductance |
| DE2924729C2 (de) * | 1979-06-16 | 1985-01-10 | Licentia Patent-Verwaltungs-Gmbh, 6000 Frankfurt | Schaltungsanordnung zum Schutz des Wechselrichters in einem Zwischenkreisumrichter |
-
1981
- 1981-11-24 JP JP56186815A patent/JPS5889073A/ja active Pending
-
1982
- 1982-11-22 EP EP82110784A patent/EP0081133A1/en not_active Withdrawn
- 1982-11-23 CA CA000416145A patent/CA1194546A/en not_active Expired
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5517226A (en) * | 1978-07-19 | 1980-02-06 | Mitsubishi Electric Corp | Controlling method for inverter and its control circuit |
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4581693A (en) * | 1983-04-15 | 1986-04-08 | Hitachi, Ltd. | Apparatus for repeatedly applying short-circuit pulses to a current type inverter for output current control |
| JPS611271A (ja) * | 1984-06-12 | 1986-01-07 | Hitachi Ltd | 電力変換装置 |
| JPS6134899A (ja) * | 1984-07-27 | 1986-02-19 | Hitachi Medical Corp | Ｘ線装置の電源回路 |
| JPS61102172A (ja) * | 1984-10-23 | 1986-05-20 | Hitachi Ltd | 自己消弧素子利用電流形コンバ−タ装置 |
| JPS61132082A (ja) * | 1984-11-29 | 1986-06-19 | Mitsubishi Electric Corp | 電流形インバ−タ |
| JPH036743B2 (ja) * | 1984-11-29 | 1991-01-30 | Mitsubishi Electric Corp | |
| JP2008312367A (ja) * | 2007-06-15 | 2008-12-25 | Yanmar Co Ltd | 三相電流形電力変換器のスイッチング制御構成 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0081133A1 (en) | 1983-06-15 |
| CA1194546A (en) | 1985-10-01 |
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