JP2005528870A - 直接形コンバータを備えた給電装置 - Google Patents

直接形コンバータを備えた給電装置 Download PDF

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Abstract

本発明は、２相又は３相のブリッジ回路として構成された直接形コンバータを備える給電装置に関する。直接形コンバータのブリッジアーム（２０）は、各々次の特性を有する任意個数の同一の２端子要素（１０）の直列回路からなる。即ち、２端子要素は、各々端子電圧（ＵX）が端子電流の大きさおよび極性に関係なく正の値を取る少なくとも１つのスイッチング状態（Ｉ）と、各々端子電圧が端子電流の大きさおよび極性に関係なく負の値を取る少なくとも１つのスイッチング状態（ＩＩ）とを持ち、しかも少なくとも１つの内部のエネルギ蓄積要素を有する。

Description

本発明は、２相又は３相ブリッジ回路を構成する直接形コンバータを備えた給電装置に関する。この種の設備は、特に軌道車両の給電装置に適用でき、更に、例えば中間周波数変圧器と共に動作する静止装置の給電装置にも適用できる。
交流電圧架線用の軌道車両については、近時、慣習的な系統変圧器を不要とする技術的解決策が一層強く追い求められている。系統変圧器の欠点は、とりわけ大きな重量と比較的高いエネルギ損失である。
一つの解決策は超電導変圧器の使用にあるが、超電導変圧器は特に車両搭載用の冷却設備のため、静止設備用よりも困難であり、現時点では完成に至っていない。
他の公知の解決策は、パワーエレクトロニクス技術によるコンバータを交流電圧架線の高電圧に直接に接続することを必要とする。この場合に、従来においては、次に説明するとおり、高い技術的費用と、普遍的な使用を妨げる一連の制限とが欠点である。
現代の電気駆動車両には、牽引電動機および補助装置（空調設備とその他の負荷）への給電のために一般的にパワーエレクトロニクス技術によるコンバータが使用される。世界的に導入されている交流電圧駆動車両用の架線電圧は、送電損失を最小限に抑えるために非常に高く選ばれていた（ヨーロッパ：１５ＫＶ／１６ ２／３Ｈｚ〜２５ＫＶ／５０Ｈｚ）。この高い電圧は、電源変圧器を避けて架線電圧に直接に接続する場合には、パワー電子回路において半導体又は部分変換器の直列接続を必要とし、全体として高い技術的費用を要する。パワーエレクトロニクス技術によるコンバータの架線電圧への直接接続を有する次の変形例が知られている。
ａ）高電圧絶縁された牽引電動機を、架線からの電動機の電位分離なしに使用する。
これは、例えば「Steiner et al,“A New Transformer less Topology for AC-Fed Traction Vehicles using Multi-Star Induction Motors”、EPE 1999、Lausanne」から知られている。この種の解決策は、架線と牽引電動機との間におけるエネルギの経路内にあるパワーエレクトロニクス技術によるコンバータ段の数が少ないという利点を有する。これはパワーエレクトロニクス回路の費用とエネルギ損失を低減する。一例を図６に示す。これに対して、欠点は次のとおりである。
所要の高い電動機絶縁が、電動機構造寸法、電動機重量および／又は電動機効率に不利に作用する。
直列接続された部分変換器間での必然的に必要なパワーバランス（種々の負荷状態にされる電動機の場合）が、多数の高電圧通電端子を有する複雑な電動機巻線（所謂３重星形電動機）の使用を要求する。
牽引電動機の台数が任意に選択可能でない。上記の点の不利な作用を制限するためには、できるだけ少ない台数の大出力電動機を選択すべきである。
直列接続された部分変換器間における高い直流電圧成分は、現実の条件（汚れ、湿気）の下で信頼性のある絶縁の設計を困難にする。
補助装置の給電は著しい追加費用を必要とする。
出力部分における故障や電動機における絶縁障害の際に制限付の動作能力を維持するためには、付加的な切替装置（冗長性）が必要である。
ｂ）通常の（低絶縁負担の）牽引電動機を、架線からの電位分離なしに大地電位近傍で使用すること。
これは、例えば独国特許第１９７２１４５０号明細者から知られている。電動機構成における最初に述べた解決策の欠点および制限がここでは回避される。他の利点は、良好な効率および軌道系統における少ない高調波電流である。しかしながら、高い入力電圧（定格値２５ｋＶまで）から牽引電動機の給電に一般に使用されている出力電圧への必要な電
圧変換比は約１０：１である。理論上の制約により、変圧器の助けを借りることなしに高い電圧変換比を実現するパワーエレクトロニクス技術によるコンバータは、エネルギ蓄積および半導体スイッチへの費用に関して、低い電圧変換比を実現しさえすればよい同出力のコンバータに比べて不利である。この理論上の制約による欠点、特に必要なエネルギ蓄積要素の大きさが相応の変形例の普遍的使用を妨げる。
ｃ）直列接続された個々の部分変換器の各々に付設された多数の個別の中間周波数変圧器を用いて架線から電動機を電気的に絶縁すること。
これは、例えば「Schibli/Rufer、“Single and Three-Phase Multilevel Converters for Traction Systems 50Hz/16 2/3Hz、LEI,Lausanne”、pp．4.210-4.215」から公知である。この解決策の変形例がこれまで最も頻繁に研究されてきた。図７は該当する回路装置を示す。特色は次のとおりである。
系統側には、系統電圧波高値を上回らなければならない制御可能な最大値を有し、全体として階段状の電圧を発生する直列接続の部分変換器グループが存在する。
これら部分変換器群は、各々系統側の４象限コンバータ、第１の直流電圧コンデンサ、１次側の中間周波数インバータ、中間周波数変圧器、２次側の中間周波数整流器および第２の直流コンデンサを含む。全ての変換器は、軌道系統へのエネルギ回生を可能にしようとする場合には、両エネルギ流れ方向（軌道系統からのエネルギ摂取およびエネルギ回生）に対して設計されるべきである。
この装置の場合、真っ先に述べた解決策（高電圧絶縁された牽引電動機）の欠点は生じない。牽引電動機の絶縁責務は低く保ち得る。牽引電動機の台数と運転電圧は自由に選択可能である。異なる負荷状態にある電動機間のパワーバランスは直流母線（図７におけるＰ0、Ｎ0）を介して行われる。これに対し、欠点は次のとおりである。
架線と牽引電動機との間におけるエネルギの流れの経路にあるパワーエレクトロニクス技術によるコンバータ段の数が多い（高い費用、比較的大きなエネルギ損失）。
系統電源周波数の倍の電力脈動を平滑化するためのエネルギ蓄積要素（２個の直流電圧コンデンサと、場合によっては直列共振回路）の費用が高い。
多数の個別の中間周波数変圧器が必要であり、これらの変圧器は全体として重量および占有スペースに関して１つの中央変圧器よりも不利である。更に、多数の個別変圧器への分割は、（全体として）変圧器の高電圧側の数多くの接続端子によって不利となり、空間的に大きくなる。
最初に述べた変形例におけると同様に、直列接続された部分変換器間における高い直流電圧成分が、現実の条件（汚れ、湿気）の下で信頼性のある絶縁の設計を困難にする。
補助装置への給電は著しい追加費用を必要とする。
出力部分における故障や電動機における絶縁障害の際、制限付の動作能力を維持するためには付加的な切替装置（冗長性）が必要である。
ｄ）直接形コンバータにて架線から給電される中間周波数変圧器を用い、架線から電動機を電気的に絶縁すること。
これは、例えば「Oestlund,“Influence of the Control Principle on a High-Voltage Inverter System for Reduction of Traction-Transformer Weight”、EPE、Aachen １９８９」や独国特許第２６１４４４５号明細書から公知である。
この種の解決策は、同様に、架線と牽引電動機との間の、エネルギの流れの経路内にあるパワーエレクトロニクス技術によるコンバータ段の数が少ないという利点を持つ。十分に高い中間周波数（範囲としては約１ｋＨｚ以上）の場合には、中間周波数変圧器の構造寸法、重量およびエネルギ損失が電動機における相応の損失よりも明らかに少ない。これに加えて中間周波数変圧器から補助装置への低費用の効率化された給電が実現できる。これは、好ましくは一般に中間周波数変圧器の分離された２次巻線から行う。
しかしながら、サイリスタによる直接形コンバータの実現は、多くの理由から、現在および将来の要求に合致しない。主な欠点は次のとおりである。
到達可能な中間周波数は、サイリスタ回路の転流時間のために数１００Ｈｚに制限されている。この周波数は中間周波数変圧器の明らかな重量低減のためには十分でない。
現代の駆動車両に適用される厳密な障害電流限界値（軌道系統における高調波電流の最小化）が達成不可能である。何故なら、原理上の制約により中間周波数の倍周波数および障害周波数がスペクトルに現れるからである。更に、中間周波数の倍周波数は、誘導性の系統インピーダンスによって十分に減衰させるにはあまりに低すぎる。
中間周波数変圧器は、１次巻線で架線電圧の高い最大電圧値とそれの過渡的な過電圧ピークを加えた電圧を負担する。これは絶縁（巻線絶縁、空隙、沿面距離）の設計を困難にする。
自己ターンオフ可能なパワー半導体（一般には、サイリスタに代わるＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ））による直接形コンバータは、所謂マトリックスコンバータの形で、例えば「Kjaer et al、“A Primary-Switched Line-Side Converter Using Zero-Voltage Switching”、 IEEE Transactions on Industry Applications、Vol．３７、No．６、pp．１８２４−１８３１」から知られている。図８は変換器アームとフィルタコンデンサを備えたマトリックスコンバータの基本回路を示す。変換器アームは公知の方法で双方向に制御可能な電子スイッチで実現される。公知の実現法は次のとおりである。
逆並列接続の２つのゲートターンオフ可能なサイリスタ（ＧＴＯサイリスタ）。これらの構成要素は逆方向阻止能力を持ち、両電圧極性を阻止できる（図９）。
逆並列接続の２つのＩＧＢＴ。これら構成要素は逆方向阻止能力を持たねばならない（図１０）。
逆並列のダイオードを含む２つのＩＧＢＴ。逆方向阻止能力を持つ構成要素は不要（図１１）。
しかしながら、直接形コンバータの欠点がこの実施形態において生ずる。それは次のとおりである。
単相交流電圧系統に生ずる低周波電力脈動（系統周波数の２倍：２ｆN）が発生し、これを中間周波数変圧器によって伝達せねばならない。このため、中間周波数変圧器の構造寸法と効率に不利な影響がおよぶ。
系統側にフィルタコンデンサが必要であり、このコンデンサが障害となる共振を軌道電源に引き起こすことがあり、障害電流に対して願わしくない低い回路入力インピーダンスをもたらすことがある。
直流電圧中間回路を有するコンバータ（「Ｕコンバータ」）と違い、直流電圧側コンデンサによりエネルギの豊富な系統過電圧からパワー半導体を保護することができない。これは半導体阻止電圧の比較的著しい過剰設計を必要とする。
発生するコンバータ電圧の高調波成分が系統側においても、変圧器側においても非常に高い。（多点Ｕコンバータに似て）高調波成分の少ない階段状電圧を発生させるための有利な回路又は方法は、マトリックスコンバータについては未知である。
更に加えて、より高いパワー範囲へのマトリックスコンバータの適用にとり、高電圧およびあり得る障害を重大な連鎖障害なしに抑制することは有意義である。これについての欠点は次のとおりである。
回路点Ｎ１およびＮ２（図１０参照）間の交流電圧側の短絡時に、極めて高い機械的力作用による破壊および／又はアーク損傷を引き起こし得る、極めて高い放電電流が交流電圧側のフィルタコンデンサから流れる。
パワー半導体の故障又は誤った制御の際に、短絡のような放電電流が直接に半導体を介して流れ、半導体およびそれらの接点を損傷する。
マトリックスコンバータの半導体スイッチのために必要なフィルタコンデンサおよび変換器アームの小さい漏れインダクタンスは、電圧レベル（２５ｋＶの架線電圧の場合に約５０ｋＶまで）の増大に伴い、短絡に対して耐性があって絶縁上信頼性のある構造的の実現の妨げとなる。更に、構成要素の束縛のない空間的な配置が非常に妨げられる。
図１１の装置は、Kjaerの論文の図３に示されている。この装置は、図８に対し次の変更を含んでいる。
フィルタコンデンサは複数のコンデンサに分割されている。しかしながら、結果として生じる静電容量は相変わらずマトリックスコンバータの系統側端子に並列であるので、欠点も維持されたままである。
公知の方法で、付加的な減衰抵抗がフィルタコンデンサと直列に接続される。この措置は高いエネルギ損失を発生するものの不可欠である。何故なら、フィルタコンデンサは付加的にＩＧＢＴの外部接続回路（スナバ）として必要だからである。
マトリックスコンバータは、中間周波数側において３相に構成されている。これは、単相構成に比べ、系統側において若干少ない高調波を可能にする。しかし、電圧階段の自由に選択可能な段数を持ち、十分に高調波の少ない階段状電圧は相変わらず得られない。
本発明の課題は、上述の制限なしに普遍的に使用可能であり、有利に実現可能なパワーエレクトロニクス技術によるコンバータおよび付属の制御方法を提供することにある。回路装置が交流電圧側のフィルタコンデンサ又は外部接続コンデンサを必要としないようにしようとするものである。不所望の、系統周波数の倍周波数の電力脈動がもはや中間周波数変圧器および後続の負荷に現れないように、その電力脈動を低コストのエネルギ蓄積要素にて平滑化しようとするものである。
この課題は、本発明によれば、請求項１、８、９および１０の特徴事項によって解決される。望ましい構成は従属請求項の対象である。
それに基づいて、公知のマトリックスコンバータ装置における双方向スイッチを備えた変換器アームは、本発明によれば、次の特性を持つ任意個数の同一の２端子要素の直列回路によって置き換えられる。
１）２端子要素は、各々、端子電圧が端子電流の大きさおよび極性に関係なく正の値を取る少なくとも１つのスイッチング状態Ｉを有する。
２）２端子要素は、各々、端子電圧が端子電流の大きさおよび極性に関係なく負の値を取る少なくとも１つのスイッチング状態ＩＩを有する。
３）２端子要素は、少なくとも１つの内部のエネルギ蓄積要素を持つ。
上述の特性を有する２端子要素は、相応の制御の場合に、次に説明するように、印加された端子電圧を系統側にも中間周波数側にも入力することを可能にする。２端子要素は、その動作のために、例えばフィルタコンデンサや外部接続コンデンサのような外部接続のエネルギ蓄積要素を必要としない。
本発明による装置の利点は、半導体およびエネルギ蓄積要素のコストに関して全ての要素の非常に平等な利用性にある。これは、全体の必要半導体面積と、全体のコンデンサエネルギを考察する場合に特に当てはまる。２つのシステム（１５ｋＶと２５ｋＶ）が、パワー部分において全く切替なしに実現可能である。純粋な１５ｋＶ設計に対する相対的な超過支出が公知の回路におけるよりも少ない。他の利点は次のとおりである。
問題は比較的低い電圧を有し、空間的に小さい２端子要素に限られる。
選択可能な個数の、同一の２端子要素からなるパワーエレクトロニクス技術によるコンバータの厳密な組み立てセットの実現は、構成要素束縛のない空間的配置を可能にする。
コンバータは、系統側においても中間周波数側においても、僅かな高調波成分の階段状電圧の実現を可能にする。
牽引電動機の台数と動作電圧は、パワーエレクトロニクス技術による２端子要素の個数および動作電圧に関係なく選択できる。
発生する中間周波数の振幅と周波数は、補助装置への簡単な給電のために、純粋な制御技術により系統周波数および系統電圧と関係なく安定化できる。
低コストにて、パワーエレクトロニクス技術によるコンバータ、エネルギ蓄積要素、中間周波数変圧器あるいは牽引電動機における付加的な切り替え装置なしに種々の系統周波数および電圧を実現できる。
１つ又は複数の２端子要素の故障時に付加的な切替装置なしに動作能力を更に確保できる(冗長性)。
以下、図面に基づき本発明の実施例を更に詳細に説明する。
図１は本発明によるマトリックスコンバータの基本回路を示す。回路接続点Ｎ1とＮ2の間に系統側電圧ＵNが加わる。４個の変換器アーム２０がブリッジの形で配置され、ブリッジ対角線に中間周波数変圧器１６がある。変換器アーム２０は、各々４個の上述の特性を有する２端子要素１０からなっている。
２端子要素１０の可能な有利な実現法を図２〜４に示す。
図２の回路は、Ｕコンバータのフルブリッジ回路又は所謂４象限コンバータとして知られているが、ここでは２端子要素１０として利用する点で相違する。ブリッジ回路は４個のＩＧＢＴ１、３、５、７からなる。直流側端子はコンデンサ９０と接続されている。
図２に対応する２端子要素１０は、付加的に次の特性を有する。
２端子要素１０の端子電圧ＵXが、端子電流の大きさと極性に関係なく０の値を取るスイッチング状態ＩＩＩが存在する。
２端子要素１０が、端子電流方向に関係なくエネルギを放出しないでエネルギを受け入れるだけのスイッチング状態ＩＶが存在する。
２端子要素１０の他の可能な実現法も、図３に示すように、これらの付加的な有利なスイッチング状態を有する。この場合に、梯形回路、即ち端子ｘ1、ｘ2の間の２つのアームが重要である。これらの２つのアームは、互い違いの方向に極性付けられたＩＧＢＴと、各アームにおける各々２つのＩＧＢＴの接続点を結ぶコンデンサとを含む。図示の実施例では、各々、各アームにおける３つのＩＧＢＴ１，２、１３０，１４０および３，４と、７，８、１１０，１２０および５，６と、２つのコンデンサ９１、９２とである。図３による回路は比較的少ないスイッチ数において付加的な２つの他の電圧段を有する。
梯形回路は、他の同様の要素だけ拡張できる。即ち、図４に示す如く、２つのアームについて、各々４個のＩＧＢＴ１，２、１３０，１４０、１７０，１８０および７，８と、１１０,１２０、１５０,１６０および５,６と、３つのコンデンサ９１、９２、９３とが設けられ、それによって可能な電圧段が更に高められる。
一般に、スイッチング状態ＩＩＩは（スイッチング状態ＩおよびＩＩと同様に）、次に説明する制御方法では付加的な個別の電圧段として利用される。スイッチング状態ＩＶは、障害および運転遮断時に利用できる。端子電圧ＵXはこの状態において過電圧保護によるように制限され、これは非常に有利である。
図５は、本発明の直接形コンバータが３相構成としても実現できることを例示する。
制御方法を図１に基づいて説明する。付加的に、説明の簡単化のために、まず全ての２端子要素１０のコンデンサ電圧が等しい出力電圧値ＵC＝Ｕ0を有するものとする。
図１における変換器アーム２０の各々には次の端子電圧ＵXが与えられる。
Ｕ1＝ｎ1×Ｕ0
Ｕ2＝ｎ2×Ｕ0
Ｕ3＝ｎ3×Ｕ0
Ｕ4＝ｎ4×Ｕ0
端子電圧ＵXの可能な異なる個別値の個数は、２端子要素１０のスイッチング状態の個数および変換器アーム２０当りの直列接続された２端子要素の個数に依存する。以下の説明においては、簡単化のために、図２の基づく２端子要素１０およびｘ＝４の直列スイッチ個数を仮定する。それから、各数ｎ1、ｎ2、ｎ3、ｎ4は、次の値範囲を仮定する。
｛−４、−３、−２、−１、０、＋１、＋２、＋３、＋４｝
従って系統側電圧ＵN、即ち接続点Ｎ1およびＮ2間の電位差は、出力電圧Ｕ0の段高さの個別「階段」において、
−８Ｕ0≦ＵN≦＋８Ｕ0
なる範囲にて与えられる。次が得られる。
ＵN＝Ｕ1＋Ｕ2＝Ｕ3＋Ｕ4
中間周波数電圧ＵM、即ち中間周波数変圧器の1次側端子Ｍ1とＭ2と間の電位差は、同様に出力電圧Ｕ0の段高さの個別「階段」において、
−８Ｕ0≦ＵM＋８Ｕ0
なる範囲にて与えられる。次が得られる。
ＵM＝Ｕ2−Ｕ3＝Ｕ4−Ｕ1
系統側電圧ＵNと中間周波数電圧ＵMは、次の条件下にあるかぎり、周波数、位相および振幅に関して、互いに無関係に設定可能である。この条件とは所望の最大値ＵMmaxおよびＵNmaxが和において変換器アームの最大可能な電圧の倍を上回らないこと、即ち、
ＵNmax＋ＵMmax≦２Ｕ1max
である。本例では、
Ｕ1max＝４×Ｕ0
である（Ｕ2max、Ｕ3max、Ｕ4maxも同様）。
一般に、任意の時点でその都度階段を１段進めることで、系統側電圧ＵNと中間周波数電圧ＵMを予め与えられた、時間的に変化する目標値に可能な限り近づけることが好ましい。これは、系統側電圧ＵNと中間周波数電圧ＵMにとって完全に、かつ互いに独立に可能である。
系統側電圧ＵNを１段高めるには、ｎ1とｎ4を１だけ高めるか、又はその代わりにｎ2とｎ3を１だけ高めればよい。中間周波数電圧ＵMはその影響を受けないで留まる。
中間周波数電圧ＵMを１段高めるためには、ｎ2を１だけ高めかつｎ1を１だけ低くするか、又はその代わりにｎ3を１だけ減らしかつｎ4を１だけ高めればよい。
これらの切り替えの全ては、各２つの変換器アーム２０の内の１つにおける各々１つの２端子要素１０のスイッチング状態交替を必要とする。変換器アーム２０毎に多数の２端子要素１０を直列接続しているので、基本的には該当する変換器アーム２０において投入すべき２端子要素１０の選択に自由度が存在する。これらは次の目的に利用できる。
２端子要素１０の必要なスイッチング周波数を下げる。
系統側電圧ＵNおよび中間周波数電圧ＵMの切り替えの予期せぬ時間的同時発生を、半導体の最小スイッチング時間を考慮する必要なしに可能にする。
そして各変換器アーム２０における個々の２端子要素１０の個別コンデンサ電圧ＵCを対称化する。
最後の目的はコンデンサ電圧ＵCの測定を必要とするだけである。相応の方法は基本的には公知である。
更に、同様に２つのみのスイッチング状態の切り替えにより、系統側電圧ＵNも中間周波数電圧ＵMも同時にスイッチさせることが基本的には可能である。これは半導体の平均スイッチング周波数の更なる低減に利用できるが、しかし系統側電圧ＵN又は中間周波数電圧ＵMの曲線形状における制限が少なくなるようにしてもよい。
図１の装置は、非常に低い電圧の補助電圧源で予備充電するとよい。それ故予備充電を高電圧側スイッチと抵抗を経て行う必要がない。この補助電圧は、２端子要素１０が充電過程で連続的に導通した際にコンデンサ電圧ＵCの大きさに達しさえすればよい。既存の補助装置用コンバータによる、中間周波数変圧器を経る充電を利用することも、このエネルギがバッテリーから供給可能ならば好ましい。バッテリー電圧は補助装置用コンバータの運転上の直流電圧より遥かに低くてよい。高電圧側のスイッチがないことと、高電圧側主スイッチが挿入される前に充電および試験が可能であることは好ましいことである。
図１による装置の動作能力は、故障時にパワーエレクトロニクスおよび制御の範囲内において維持される。これは、次の場合に最も簡単である。即ち、２端子要素１０が、起こり得る故障において端子ｘ１およびｘ２間において短絡を発生するという特性を持つ場合である。これは圧力接触を有する半導体エレメントの場合には一般に保証される。しかしながら、接触線を有する構成要素についても、付加的に端子ｘ1およびｘ2間に所謂過渡サプレッサダイオードを配置することが可能である。その際に（この装置内における）接触は運転上の電流の大きさのみに耐えさえすればよい。
過渡サプレッサダイオードのブレークダウン電圧は、故障のない正常運転時に端子ｘ1およびｘ2間に生じる端子電圧ＵXの上方にあるように設計されている。故障時に（冗長の場合）、２端子要素１０の直列回路に制約されて高い端子電圧ＵXが生じると、この電圧は短時間にダイオードによって制限されるか又はダイオードのブレークダウン（インピーダンンスが０に向かう。）をもたらす。いずれの場合にも、全体のシステムの運転続行を可能にするために、いずれの場合も信頼性があり、もしくは望まれる。それによって付加的な切替装置が不要となる。
本発明による直接形コンバータの基本回路図 変換器アームにおける個々の２端子要素の第１変形例を示す回路図 変換器アームにおける個々の２端子要素の第２変形例を示す回路図 変換器アームにおける個々の２端子要素の第３変形例を示す回路図 ３相構成としての本発明による直接形コンバータの基本回路図 公知の変圧器なしの給電装置を示す回路図 多数の中間周波数変圧器を有する公知の給電装置を示す回路図 公知のマトリックスコンバータの基本回路図 図６によるマトリックスコンバータの変換器アームを示す回路図 図６によるマトリックスコンバータの変換器アームの他の例を示す回路図 図６によるマトリックスコンバータの変換器アームの他の例を示す回路図
符号の説明
１〜６、１１０〜１８０ ＩＧＢＴ、１０ ２端子要素、１６ 中間周波数変圧器、２０ 変換器アーム、９０〜９３ コンデンサ、Ｍ1、Ｍ2 １次側端子、Ｎ1、Ｎ2 回路接続点、ＵC コンデンサ電圧、ＵM 中間周波数電圧、ＵN 系統側電圧、Ｕ0 出力電圧、ＵX 端子電圧、ｘ1、ｘ2 端子

Claims (10)

  1. ２相又は３相のブリッジ回路として構成されている直接形コンバータを備えた給電装置において、直接形コンバータのブリッジアーム（２０）が、各々次の特性を有する任意個数の同一の２端子要素（１０）の直列回路からなることを特徴とする装置。
    ２端子要素（１０）が、各々、端子電圧（ＵX）が端子電流の大きさおよび極性に関係なく正の値を取る少なくとも１つのスイッチング状態（Ｉ）を有し、
    ２端子要素（１０）が、各々、端子電圧（ＵX）が端子電流の大きさおよび極性に関係なく負の値を取る少なくとも１つのスイッチング状態（ＩＩ）を有し、そして
    ２端子要素（１０）が、少なくとも１つの内部のエネルギ蓄積要素を持つ。
  2. エネルギ蓄積要素がコンデンサ（９X）であることを特徴とする請求項１記載の装置。
  3. ブリッジ回路が少なくとも１つの中間周波数変圧器を接続されていることを特徴とする請求項１又は２記載の装置。
  4. ２端子要素（１０）が４つの電子スイッチを有するブリッジ回路であり、該ブリッジの対角線にコンデンサ（９X）が接続されていることを特徴とする請求項１乃至３の１つに記載の装置。
  5. ２端子要素（１０）が、２つの並列のアームにおける電子スイッチと各アームにおける各々２つの電子スイッチの接続点を接続するコンデンサ（９X）とを備えた梯形回路であることを特徴とする請求項１乃至３の１つに記載の装置。
  6. 電子スイッチが互い違いの方向に極性付けられたＩＧＢＴであることを特徴とする請求項５記載の装置。
  7. ２端子要素（１０）に並列に過渡サプレッサダイオードが接続されていることを特徴とする請求項１乃至６の１つに記載の装置。
  8. 各々２つの直列にあるブリッジアーム（２０）において、端子電圧（ＵX）が零又は負であるスイッチング状態から、端子電圧（ＵX）が正又は零であるスイッチング状態へ２端子要素（１０）が切り替えられることおよびその逆に切り替えられることによって、ブリッジ出力端における電圧が段階的に変化されることを特徴とする請求項１乃至７の１つにより構成されている直接形コンバータの制御方法。
  9. 各々２つの並列のブリッジアーム（２０）において、端子電圧（ＵX）が零又は負であるスイッチング状態から、端子電圧（ＵX）が正又は零であるスイッチング状態へ２端子要素（１０）が切り替えられることおよびその逆に切り替えられることによって、系統における電圧が段階的に変化されることを特徴とする請求項１乃至７の１つにより構成されている方法。
  10. 各々斜めのブリッジアーム（２０）において、端子電圧（ＵX）が零又は負であるスイッチング状態から、端子電圧（ＵX）が正又は零であるスイッチング状態へ２端子要素（１０）が切り替えられることおよびその逆に切り替えられることによって、ブリッジ出力端における電圧および系統における電圧が同時に段階的に変化させられることを特徴とする請求項１乃至７の１つにより構成されている方法。

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