KR101776984B1 - 모듈러 멀티레벨 컨버터 시스템을 제어하는 시스템 및 방법 - Google Patents

모듈러 멀티레벨 컨버터 시스템을 제어하는 시스템 및 방법 Download PDF

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Abstract

본 발명은 모듈러 멀티레벨 컨버터 시스템에 관한 것이다. 이 시스템은 복수의 직렬 접속된 2-단자 M2LC 서브시스템 및 시스템 제어 모듈을 포함한다. 2-단자 M2LC 서브시스템은 적어도 2개의 출력 상 모듈(output phase modules)로 구성된다. 출력 상 모듈 중 제 1 출력 상 모듈은 총 인덕턴스 값을 정의하고 포지티브 암 및 네거티브 암을 포함한다. 시스템 제어 모듈은 출력 상 모듈 중 제 1 출력 상 모듈의 2-단자 M2LC 서브시스템에 통신 가능하게 접속된다. 시스템 제어 모듈은, 출력 상 모듈 중 제 1 출력 상 모듈의 포지티브 암의 2-단자 M2LC 서브시스템 또는 출력 상 모듈 중 제 1 출력 상 모듈의 네거티브 암의 2-단자 M2LC 서브시스템 중 단 하나에만 특정 시각에 선택적으로 재할당된 변조된 스위치 기능을 적용하도록 구성된다. 변조된 스위치 기능의 선택적 재할당은 사전 결정된 레이트로 직렬 접속된 2-단자 M2LC 서브시스템의 개별적인 캐패시터의 전하 평형을 유도한다.

Description

모듈러 멀티레벨 컨버터 시스템을 제어하는 시스템 및 방법{SYSTEM AND METHOD FOR CONTROLLING A M2LC SYSTEM}
본 출원은 2010년 9월 9일자로 출원된 미국 가특허 출원 61/381,180호의 이전 출원일의 이점을 35 U.S.C. §119(e)하에서 주장한다.
본 출원은, 일반적으로 그리고 다양한 실시예에서, 모듈러 멀티레벨 컨버터(M2LC) 시스템을 제어하는 시스템 및 방법에 관한 것이다.
모듈러 멀티레벨 컨버터(M2LC) 토폴로지에 관한 많은 논문이 발표되어 왔다. 도 1은 2개의 단자를 갖는 M2LC 셀의 2-레벨 구성을 도시하고 있으며, 도 2는 2개의 단자를 갖는 M2LC의 3-레벨 구성을 도시하고 있고, 도 3은 M2LC 시스템을 도시하고 있다.
도 1에 도시된 바와 같이, M2LC 셀은 2개의 스위칭 디바이스, 2개의 다이오드, 캐패시터 및 2개의 단자를 포함한다. 도 1에 도시된 구성에서, 2개의 스위칭 디바이스는 2개의 상이한 전위(가령, 0 볼트 또는 VCAP) 중 하나가 2개의 단자 양단에 걸릴 수 있도록 제어될 수 있다. 도 2에 도시된 바와 같이, M2LC 셀은 4개의 스위칭 디바이스, 4개의 다이오드, 2개의 캐패시터 및 2개의 단자를 포함한다. 도 2에 도시된 구성에서, 4개의 스위칭 디바이스는 3개의 상이한 전위(가령, 0 볼트, VCAP 또는 2VCAP) 중 하나가 2개의 단자 양단에 걸릴 수 있도록 제어될 수 있다. M2LC 셀의 다른 토폴로지가 가능하지만, 토폴로지 전부는 스위칭 디바이스의 상태에 의존하여 2개의 단자 사이에서 다양한 레벨의 전압을 발생시킬 수 있는 내부 캐패시터 에너지 스토리지를 갖는 2-단자 서브시스템 또는 셀로서 정의될 수 있다.
도 3에 도시된 바와 같이, M2LC 시스템은 복수의 M2LC 셀(서브시스템)을 포함하는 3상 브릿지로서 구성될 수 있는데, 여기서 M2LC 셀은 3개의 출력 상 모듈로서 배열된다. 물론, 다른 M2LC 시스템은 도 3에 도시된 바와 달리 구성될 수 있다. 예를 들어, 다른 M2LC 시스템은 2개의 출력 상 모듈로서 구성될 수 있다. 도 3의 M2LC 시스템에 있어서, 각 출력 상 모듈은 복수의 직렬 접속 M2LC 셀을 포함하며, 각 출력 상 모듈은 또한 포지티브 암(또는 밸브) 및 네거티브 암(또는 밸브)으로 배열되는데, 각 암(또는 밸브)은 유도성 필터에 의해 분리될 수 있다. 각 출력 상 모듈은 폴(a pole)로서 고려될 수 있다. 각 유도성 필터는 M2LC 시스템의 하나 보다 많은 폴이 하나의 공통 DC 버스상에서 병렬인 경우에 M2LC 토폴로지에서 사용된다. 유도성 필터는 M2LC 시스템의 암의 스위칭에 의해 발생되는 전류를 감소시키도록 동작한다. 암 전류의 스펙트럼 성분은 스위치 기능(switch function)과 폴의 출력 전류의 함수로 도시될 수 있다. M2LC 시스템의 일부 실시예는, 상대적으로 큰 인덕턴스를 갖는 유도성 필터와 함께 암 전류의 질을 최종적으로 제어하는 활동 폴 전류 제어기를 사용한다.
간략히 하기 위해 도 1 내지 3에는 도시되어 있지 않지만, 각 M2LC 셀은 로컬 제어기도 포함하며, 각 로컬 제어기는 M2LC 시스템의 상위 레벨 제어기(가령, 허브 제어기)에 통신 가능하게 접속될 수 있다는 것을 인식할 것이다.
M2LC 토폴로지는, 이것이 모듈러이며 각 암의 하나 이상의 중복 셀을 추가하는 기능으로 인해 높은 동작 이용 가능성이 가능하다는 점에서 캐스케이드형 H 브릿지(CCH) 토폴로지의 장점을 갖는다는 것을 인식할 것이다. 또한, M2LC 토폴로지는 공통 버스 구성으로 적용될 수 있다. M2LC와 달리, CCH는 입력 에너지를 셀에 공급하는 개별적인 보조 와인딩을 포함하는 멀티-와인딩 변환기의 사용을 요구한다.
그러나, CCH와는 달리, M2LC 셀은 격리된 전압원 또는 보조 와인딩으로부터 독립적으로 공급되지 않는다. 소정의 M2LC 셀에 있어서, 2개의 단자 중 하나에서의 에너지 출력의 양은 2개의 단자 중 다른 하나에서의 에너지 입력의 양에 의존하며, 에너지를 저장하고 방출하는 셀의 능력에도 어느 정도 의존한다. 이는, 셀 중 하나 이상이 바이패싱되거나 비활성화될 때 전력 회로의 사전 충전 동안 또는 비정상적 동작 동안에 이들 셀에서 DC 링크 전압을 제어하는 데에 문제를 야기할 수 있다.
M2LC 시스템의 허브 제어 시스템으로부터 능동적으로 DC 링크 전압의 평형을 맞추는 다양한 방법이 채택되어 왔으나 이러한 방법은 (추가 셀 또는 부분적으로 변조된 셀의 형태로) 과도한 서브-시스템 또는 셀 용량을 요구한다. 또한, 이러한 방법은, 각 서브시스템 링크 전압의 진행 중인 모니터링을 요구하며, 상대적 DC 링크 전압 및 출력 전류 레벨의 방향 및 크기에 의존하여 변조를 위한 특정 셀을 선택하는 복잡한 분류 시스템의 사용을 요구한다는 점에서 상대적으로 복잡하다. 또한, 이러한 방법은 낮은 출력 전류 레벨 및 주파수에서 성능이 떨어지는 경향이 있으며, 캐패시터 전압의 평형을 맞추는 데에 필요한 전하를 공급하기 위해 부하가 접속되고 전류가 도전될 것을 요한다.
또한, 셀 바이패스를 구현하는 다양한 방법이 채택되어 왔는데, 이는 도 3의 M2LC 시스템에 중복 셀이 추가될 것을 요구한다. 이 방법은, 하나의 추가 셀 행(랭크), 2개의 추가 셀 행 등을 출력 상 모듈의 포지티브 암 및 네거티브 암 모두에 추가하고 정상 조건 하에서 요구되는 정상 수의 랭크와 함께 중복 셀을 동작시킴으로써, 중복 셀이 n+1 리던던시, n+2 리던던시 등을 제공할 것을 요구한다. 이러한 방법을 사용하면, 한 암에서 특정 셀(가령 위상 A의 포지티브 암의 한 셀)에 장애가 발생하면, 그 셀은 스위치(도시 생략)에 의해 단락되어 장애가 발생한 셀을 "0" 상태로 두고, 보상 셀(가령, 위상 A의 네거티브 암의 한 셀)이 "1" 상태로 되어 전압의 평형을 다시 맞춤으로써 소정 출력 상 모듈의 모든 셀 전압의 합이 총 DC 링크 전압과 같게 된다. 출력 전압을 평형이 맞춰진 상태로 유지하기 위해, 이들 방법은 (가령, B 및 C 위상의 폴에서 요구되는 대로) 다른 출력 상 모듈에서와 같이 셀을 단락시키고 "1" 상태로 두는 것을 복제하여, 선간 전압으로의 출력이 고조파에 의해 영향받지 않게 한다.
그러나, 이러한 방법은 다양한 결점을 갖는데, 그 중 2개를 후술한다. 첫째, 보상 셀(단락된 셀의 반대되는 셀)에서 보상 "1"을 두는 것은 일정한 "1" 상태를 포함하는 셀의 개별적인 DC 링크에서 현저한 전압 리플이 발생하게 한다. 셀 중복 레벨을 증가시키기 위해 추가되는 랭크의 수가 많아질수록 전압 리플이 현저하게 악화된다. 둘째, 셀 전부, 요구되는 정상 수의 셀과 중복 셀 모두가 정상 조건 하에서 동작하도록 요구하는 것은, 요구되는 최소 수의 셀이 셀 바이패스 옵션이 없는 경우의 정상적인 효율 및 KVA 레이팅에 비해 M2LC 시스템의 효율 감소 및 M2LC 시스템의 KVA 레이팅 증가를 야기한다.
공지된 M2LC 시스템을 사용하는 것과 관련되는 추가적인 쟁점은, 낮은 출력 주파수에서 수용 가능한 동작 및 충분한 DC 출력 전류를 생성하는 기능을 포함한다. 이들 수행 특성은, 특히 M2LC 시스템이 높은 시작 토크 애플리케이션을 위한 AC 모터 제어를 위해 사용되는 경우에 매우 중요할 수 있다. CCH 토폴로지 등에서와 같은 셀에 공급하는 외부 전압원이 없기 때문에, 출력 기본 전류는 셀 및 에너지 저장 디바이스에서 완전하게 유지되어야 한다. 캐패시터 또는 콘덴서의 임피던스는 출력 주파수의 감소에 따라 단조적으로 증가한다는 것이 잘 알려져 있으므로, M2LC 셀의 최종 피크 리플 전압은 레이팅된 전류 조건 하에서도 낮은 주파수에서 손상 레벨을 초과할 수 있다. 마찬가지로, 브러시리스 또는 동기식 모터 애플리케이션을 시작하는 데에 중요한, DC 전류를 생성하는 M2LC 시스템의 기능은 알려진 제어 기술을 사용하는 M2LC 시스템으로는 달성하기 어렵다.
본 발명의 다양한 실시예를 다음의 도면을 참조하여 예시적으로 설명한다. 도면에서 동일한 참조 번호는 동일 또는 유사한 요소를 지칭한다.
도 1은 2개의 단자를 갖는 M2LC 셀의 2-레벨 구성을 도시하고 있다.
도 2는 2개의 단자를 갖는 M2LC 셀의 3-레벨 구성을 도시하고 있다.
도 3은 복수의 M2LC 셀을 갖는 M2LC 시스템을 도시하고 있다.
도 4는 복수의 M2LC 서브시스템을 갖는 M2LC 시스템의 다양한 실시예를 도시하고 있다.
도 5는 다양한 실시예에 따른 도 4의 M2LC 시스템의 시스템 제어 모듈의 상위 레벨 표현을 도시하고 있다.
도 6은 다른 실시예에 따른 도 4의 M2LC 시스템의 시스템 제어 모듈의 상위 레벨 표현을 도시하고 있다.
도 7은 또 다른 실시예에 따른 도 4의 M2LC 시스템의 시스템 제어 모듈의 상위 레벨 표현을 도시하고 있다.
도 8은 M2LC 시스템의 3-레벨 M2LC 셀에 접속되는 듀얼 IGBT 바이패스를 포함하는 M2LC 시스템의 다양한 실시예를 도시하고 있다.
도 9는 도 4의 M2LC 시스템의 폴의 간략화된 표현을 도시하고 있다.
도 10은 M2LC 시스템의 유도성 필터가 제 1 인덕턴스 값을 갖는 경우에 도 4의 M2LC 시스템의 M2LC 폴의 폴 임피던스 및 캐패시터 전압 응답을 도시하고 있다.
도 11은 M2LC 시스템의 유도성 필터가 제 2 인덕턴스 값을 갖는 경우에 도 4의 M2LC 시스템의 M2LC 폴의 폴 임피던스 및 캐패시터 전압 응답을 도시하고 있다.
본 발명의 도면 및 설명의 적어도 일부는 본 발명의 명확한 이해를 위해 관련되는 요소들을 설명하도록 간략화되었으며, 명확히 하기 위해 당업자가 본 발명의 일부를 구성한다고 인식할 다른 요소들을 소거하였다는 것을 이해해야 한다. 그러나, 이러한 요소들은 이 기술 분야에 잘 알려져 있고 본 발명의 보다 나은 이해를 돕지 않기 때문에, 이러한 요소들은 본 명세서에서 설명되지 않는다.
도 4는 복수의 M2LC 서브시스템(12)을 갖는 M2LC 시스템의 다양한 실시예를 도시하고 있다. M2LC 시스템(10)은 M2LC 서브시스템(12)이 출력 상 모듈로서 구성된다는 점에서 도 3의 M2LC 시스템과 유사하며, 각 출력 상 모듈은 포지티브 암(14) 및 네거티브 암(16)으로 구성된다.
그러나, 보다 상세히 후술할 바와 같이, 도 3의 M2LC 시스템과 대조적으로, 도 4의 M2LC 시스템(10)의 출력 상 모듈은 도 3의 M2LC 시스템의 출력 모듈의 인덕턴스보다 훨씬 작은 총 인덕턴스 값을 정의한다. 예를 들어, 다양한 실시예에 따르면, 도 4의 M2LC 시스템(10)의 출력 상 모듈에 대한 총 인덕턴스 값은 도 3의 M2LC 시스템의 출력 상 모듈의 인덕턴스보다 대략 40 내지 50 배 작다. 도 4의 M2LC 시스템(10)의 출력 상 모듈에 있어서, "보다 작게" 결정론적으로 정의되는 총 인덕턴스 값은, 시스템 제어 모듈(SCM)로 하여금 각 M2LC 서브시스템의 캐패시터 전압의 평형을 자동으로 맞추고 기본 캐패시터 전압 리플을 최소화하는 방식으로 M2LC 시스템(10)을 제어하게 한다. 도 4에는 시스템 제어 모듈(SCM)이 각 M2LC 서브시스템(12)(명확히 하기 위해 단 하나의 SCM만이 도시됨)에 존재하는 것으로 도시되어 있지만, 다른 실시예에 따르면 시스템 제어 모듈은 M2LC 시스템(10)의 상위 레벨 제어기(가령, 허브 제어기)에 존재할 수 있다는 것은 인식할 것이다. 시스템 제어 모듈의 다양한 실시예를 보다 상세히 후술할 것이다.
M2LC 시스템(10)의 소정 출력 상 모듈에 의해 정의되는 총 인덕턴스 값은 임의의 수의 상이한 방식으로 실현될 수 있다. 예를 들어, 다양한 실시예에 따르면, 총 인덕턴스 값은 포지티브 암과 네거티브 암(14, 16) 사이에 접속되는 결정론적으로 크기가 정해진 유도성 필터(18)를 포함함으로써 실현될 수 있다. 도 4에는 유도성 필터(18)가 출력 상 모듈의 포지티브 암과 네거티브 암(14, 16) 사이에 접속되는 2개의 인덕터를 갖는 것으로 도시되어 있지만, 유도성 필터(18)는 출력 상 모듈의 포지티브 암과 네거티브 암(14, 16) 사이에 접속되는 임의의 수의 인덕터(가령, 1개, 2개, 3개, 4개 등)를 가질 수 있다는 것을 인식할 것이다. 출력 상 모듈의 포지티브 암과 네거티브 암(14, 16) 사이에 1개, 2개, 3개, 4개 등의 인덕터가 접속되는지와 무관하게, 개별적인 인덕터는 결정론적으로 크기가 정해져서 출력 상 모듈의 전체 인덕턴스는 인덕턴스의 원하는 전체 값과 동일하게 됨으로써, 각 M2LC 서브시스템(12)의 캐패시터 전압의 평형을 자동으로 맞추고 기본 캐패시터 전압 리플을 최소화하는 방식으로 시스템 제어 모듈(SCM)이 M2LC 시스템(10)을 제어할 수 있다.
다른 실시예에 따르면, 총 인덕턴스 값은 출력 상 모듈의 M2LC 서브시스템(12) 중 하나 이상 사이에 분배되는, 하나 이상의 결정론적으로 크기가 정해지는 인덕터를 포함함으로써 실현될 수 있다. 이 구성은 포지티브 암과 네거티브 암(14, 16) 사이에 접속되는 유도성 필터(18)를 대신하여 또는 이와 관련하여 수행될 수 있다. 하나 이상의 보다 작은, 결정론적으로 크기가 정해진 인덕터는 출력 상 모듈의 복수의 M2LC 서브시스템(12)의 출력 단자에 접속될 수 있다. 이들 실시예에 있어서, 출력 상 모듈의 총 인덕턴스를 합하면 원하는 인덕턴스 값이 되어, 시스템 제어 모듈(SCM)은 각 M2LC 서브시스템(12)의 캐패시터 전압의 평형을 자동으로 맞추고 기본 캐패시터 전압 리플을 최소화하는 방식으로 M2LC 시스템(10)을 제어할 수 있다. 따라서, 인덕턴스의 원하는 값은, 가령, 인덕터가 포지티브 암과 네거티브 암(14, 16) 사이에 접속되는지, 인덕터가 M2LC 서브시스템(12) 사이에서 분배되든지, 인덕터가 복수의 M2LC 서브시스템(12)의 출력 단자에 접속되든지, 사용되는 인덕터의 수와 무관하게 실현될 수 있다는 것을 인식할 것이다.
또 다른 실시예에 따르면, 총 인덕턴스 값은 출력 상 모듈의 기생 인덕턴스에 의해서만 실현될 수 있다. 이러한 실시예에서, 출력 상 모듈의 임의의 "추가적인" 인덕터를 포함할 필요가 없을 수 있으므로, M2LC 서브시스템(12)의 캐패시턴스의 양 감소 및 M2LC 서브시스템(10)의 전체 비용 감소를 허용한다. 총 인덕턴스 값을 출력 상 모듈/폴에 관해 설명하였지만, 각 암의 총 인덕턴스는 전술한 실시예들 중 하나 이상을 사용하여서도 결정론적으로 실행될 수 있다는 것을 인식할 것이다.
도 5는 다양한 실시예에 따른 M2LC 시스템(10)의 시스템 제어 모듈(20)의 상위 레벨 표현을 도시하고 있다. 간략히 하기 위해, M2LC 시스템의 일부만이 도 5에 도시되어 있다. 시스템 제어 모듈(20) (또는 그 기능적 균등물)은, 각 출력 상 모듈의 인덕턴스의 정의된 전체 값이 유효 암 캐패시턴스를 사용하여 적합하게 크기가 정해져서, (1) 각 출력 상 모듈의 임피던스를 충분히 낮게 하여 스위치 기능의 스위치 "재할당"(보다 상세히 후술함)의 낮은 레이트를 허용하여 M2LC 서브시스템(12)의 캐패시터 전압의 평형을 자동으로 맞추고, (2) 스위칭 주파수에 대해 공진 주파수를 충분히 높게 하여 스위칭 디바이스의 위상 제어가 어느 정도의 2-레벨 동작(보다 상세히 후술함)을 허용하여 M2LC 서브시스템(12)의 캐패시터의 기본 전류 성분의 대부분을 무효화하게 하는 경우, 다른 M2LC 시스템과 관련되는 전압 평형 및 기본 출력 주파수 리플 전압 결함을 최소화하는 방식으로 M2LC 시스템(10)을 제어하도록 사용될 수 있다. 이 2-레벨 동작은 각 암의 M2LC 서브시스템(12)이 0 볼트 상태에서 충분한 시간을 소비하고 플러스(+) 버스 또는 마이너스 버스(-)에 충분할 길이로 접속되어 기본 암 전류가 다른 위상을 무효화한다는 것을 암시하는 것임을 인식할 것이다. 이를 실현하기 위해, 폴 인덕턴스 및 직렬 암 캐패시턴스에 의해 형성되는 폴의 공진 주파수(도 9 참조)는 스위치 기능의 스위칭 주파수보다 커야 한다.
시스템 제어 모듈(20)은 하드웨어, 펌웨어, 소프트웨어 및 그 조합으로 구현될 수 있으며, M2LC 시스템의 상위 레벨 제어기에 존재할 수 있다. 다른 실시예에 따르면, 시스템 제어기 모듈(20)은 각 M2LC 서브시스템(12)의 로컬 제어기(가령, 도 8의 제어기(56) 참조)에 존재할 수 있다. 소프트웨어를 사용하는 실시예에 있어서, 소프트웨어는 임의의 적합한 컴퓨터 언어(가령, C, C++, Java, JavaScript, Visual Basic, VBScript, Delphi)를 사용할 수 있으며, 임의의 유형의 머신, 컴포넌트, 물리적 또는 가상 장비, 저장 매체 또는 인스트럭션을 디바이스에 전달할 수 있는 전파 신호에 영구적으로 또는 임시로 포함될 수 있다. 시스템 제어 모듈(20)이 소프트웨어(가령, 소프트웨어 애플리케이션, 컴퓨터 프로그램)로 구현되는 실시예에 있어서, 소프트웨어는 컴퓨터 판독 가능한 매체(가령, 디스크, 디바이스 및/또는 전파 신호)상에 저장되어 컴퓨터가 이 매체를 판독하여 본 명세서에서 설명되는 기능이 수행될 수 있다.
도 5에 도시된 바와 같이, 시스템 제어 모듈(20)의 기능은 M2LC 또는 CCH와 같은 멀티레벨 시스템용으로 사용되는 통상적인 삼각 PWM 변조기의 적응이다. 도 5에 도시된 상위 레벨 표현은 스위치 "재할당" 및 상대적 2-레벨 동작의 성능 특성을 도시하고 있다. 통상적인 PWM 변조기와 대조적으로, 시스템 제어 모듈(20)은, 소정 출력 상 모듈의 포지티브 암(14) 또는 네거티브 암(16)을 포함하는 "n"개의 M2LC 서브시스템(12)에 대한 "n"개의 별도의 존재 동작(existence function)을 생성하는 서브시스템 시퀀스 생성기의 기능을 포함한다. 서브시스템 시퀀스 생성기는 각 기능이 반복되는 전체 주기를 정의하는 변수 "레이트"에 의해 제어될 수 있다.
또한, 통상적인 PWM 변조기와는 대조적으로, 2∏/n의 값만큼 정상적으로 이격된 삼각 파형 세트인 삼각파 생성기의 기능은 0과 1 사이에서 변할 수 있는 추가적인 변수 "오메가"를 사용한다. 따라서 이 실시예에 있어서, 삼각 파형들 간의 간격은 "(2∏/n) × (오메가)"의 값으로 표현될 수 있다. 변수 "오메가"는 각 삼각 파형의 상대적 위상 변위를 제어하여, "오메가" = 1일 때 삼각 파형이 출력 상 모듈로부터 낮은 출력 전압 왜곡에 대해 최적으로 이격되게 한다. "오메가" = 0이면, 이들 삼각 파형은 0 위상 시프트를 생성하여 M2LC 시스템(10)의 출력 상 모듈이 2-레벨 브릿지와 같이 전환하게 한다.
M2LC 시스템(10)이 높은 전류 및 낮은 출력 주파수를 생성해야 하는 애플리케이션에 대해 낮은 값(가령, 0.1)이도록 오메가가 제어될 수 있다. 오메가를 이러한 값으로 제어하여, M2LC 서브시스템(12)의 캐패시터 전압의 평형을 맞추기 위한 스위치 "재할당"의 원하는 효과는 여전히 유효하며, 암(14, 16)은 캐패시터의 기본 전류 성분을 무효화하기 위해 필요한 시간(폴 공진 주파수의 주기보다 길 시간이라고 가정함)동안 플러스(+) 버스 또는 마이너스 (-) 버스에 각각 접속되어, 낮은 변조 레벨에서, 선간 전압에 대한 멀티레벨 라인은 오메가가 1로 설정된 경우와 같거나 그 이상일 수 있다. 또한, 이 상대적 2-레벨 모드에서 동작함으로써 M2LC 시스템(10)이 소정 애플리케이션을 위해 필요할 수 있는 DC 전류의 현저한 값을 생성하게 한다.
또한, 종래 PWM 변조기와는 대조적으로, 서브시스템 시퀀스 생성기의 기능은 포지티브 암(14)의 M2LC 서브시스템(12)에 적용되는 변조된 스위치 기능 "h+"가 변수 "레이트"에 의해 정의되는 주기로 "재할당"되게 하는 멀티플렉서를 피딩한다(feeds). 도 5에 도시된 실시예에 있어서, 네거티브 암(16)의 M2LC 서브시스템(12)과 연관되는 스위치 기능 "재할당"이 존재하지 않는다. 그러나, 다른 실시예에 따르면, 스위치 기능 "재할당"은 포지티브 암(14)의 M2LC 서브시스템(12)을 사용하는 대신에 네거티브 암(16)의 M2LC 서브시스템(12)을 사용하여 수행될 수 있다는 것을 인식할 것이다. 이는, M2LC 서브시스템(12) 중 하나가 에너지 저장 디바이스가 전하를 잃게 할 수 있는 M2LC 서브시스템 레이팅의 현저한 백분율의 손실 요소를 포함하는 경우에도 각 암의 M2LC 서브시스템(12)의 캐패시터 전하가 평형을 맞추도록 유도하는 이 "재할당" 효과이다.
일반적으로, 도 5에 도시된 "재할당"이 수행되어, 출력 상 모듈의 포지티브 암(14)의 M2LC 서브시스템(12)의 수와 동일한 수의 주기가 완료된 후에, 변조된 스위치 기능의 값 각각은 출력 상 모듈의 포지티브 암(14)의 M2LC 서브시스템(12) 각각에 적용될 것이다.
"재할당"은 다수의 상이한 방식으로 구현될 수 있다는 것을 인식할 것이다. 예를 들어, 다양한 실시예에 따르면, 출력 상 모듈의 포지티브 암(14)의 3개의 M2LC 서브시스템(12)이 존재하는 경우, 주어진 주기 동안(가령, 주기 1)에, 변조된 스위치 기능의 제 1 값은 제 1 M2LC 서브시스템(12)에 적용되고, 변조된 스위치 기능의 제 2 값은 제 2 M2LC 서브시스템(12)에 적용되며, 변조된 스위치 기능의 제 3 값은 제 3 M2LC 서브시스템(12)에 적용된다. 다음 주기(가령, 주기 2) 동안에, 제 1 값은 제 2 M2LC 서브시스템(12)에 적용되고, 제 2 값은 제 3 M2LC 서브시스템(12)에 적용되며, 제 3 값은 제 1 M2LC 서브시스템(12)에 적용된다. 다음 주기(가령, 주기 3) 동안에, 제 1 값은 제 3 M2LC 서브시스템(12)에 적용되고, 제 2 값은 제 1 M2LC 서브시스템(12)에 적용되며, 제 3 값은 제 2 M2LC 서브시스템(12)에 적용된다. 전술한 재할당 시퀀스는 순환(rotation)이라 지칭될 수 있다.
다른 실시예에 따르면, 순환이 아닌 "재할당"이 사용될 수 있다. 예를 들어, 출력 상 모듈의 포지티브 암(14)의 3개의 M2LC 서브시스템(12)이 존재하는 경우, 주어진 주기 동안(가령, 주기 1)에, 변조된 스위치 기능의 제 1 값은 제 1 M2LC 서브시스템(12)에 적용되고, 변조된 스위치 기능의 제 2 값은 제 2 M2LC 서브시스템(12)에 적용되며, 변조된 스위치 기능의 제 3 값은 제 3 M2LC 서브시스템(12)에 적용된다. 다음 주기(가령, 주기 2) 동안에, 제 1 값은 제 3 M2LC 서브시스템(12)에 적용되고, 제 2 값은 제 1 M2LC 서브시스템(12)에 적용되며, 제 3 값은 제 2 M2LC 서브시스템(12)에 적용된다. 다음 주기(가령, 주기 3) 동안에, 제 1 값은 제 2 M2LC 서브시스템(12)에 적용되고, 제 2 값은 제 3 M2LC 서브시스템(12)에 적용되며, 제 3 값은 제 1 M2LC 서브시스템(12)에 적용된다.
주어진 출력 상 모듈에서 사용하기 위한 멀티레벨 펄스 폭 변조(PWM) 방안이 도 5에 도시되어 있지만, 시스템 제어 모듈(20)은 다른 멀티 레벨 변조 제어 방안을 사용하여 전술한 스위치 기능 재할당 및 상대적 위상 제어를 실현할 수 있다는 것을 인식할 것이다. 예를 들어, 다양한 실시예에 따르면, 시스템 제어 모듈(20)은 시간 평균화 변조, 상태 공간 변조 등을 사용할 수 있다. 또한, 시스템 제어 모듈(20)은 다른 출력 상 모듈의 포지티브 암(또는 네거티브 암)에 대한 별도의 존재 동작 세트, 변조된 스위치 기능 세트 등을 생성할 수 있다는 것을 인식할 것이다.
도 6은 다른 실시예에 따른 M2LC 시스템(10)의 시스템 제어 모듈(30)의 상위 레벨 표현을 도시하고 있다. 간략히 하기 위해, M2LC 시스템(10)의 일부만이 도 6에 도시되어 있다. 도 6의 시스템 제어 모듈(30)은 도 5의 시스템 제어 모듈(20)과 유사하지만, 도 6의 시스템 제어 모듈(30)은 2개의 서브시스템 시퀀스 생성기(포지티브 암을 위한 하나와 네거티브 암을 위한 하나)의 기능을 포함한다는 점에서 상이하다. 도 6에서, 네거티브 암 시퀀스 생성기에 의해 생성되는 "n"개의 존재 동작은 포지티브 암 시퀀스 생성기에 의해 생성되는 "n"개의 존재 동작으로부터 180도 시프트된다. 각 서브시스템 시퀀스 생성기는 상이한 멀티플렉서에 통신 가능하게 접속된다. 이는 두 암에서 비동기적으로 스위치 "재할당"을 허용한다(각 암의 스위치 기능은 동시에 재할당되지 않는다). 두 암의 재할당 레이트는 동일할 수 있지만 각 암 재할당 이벤트는 이격되어 동시에 발생하지 않게 한다. 예를 들어, 다양한 실시예에 따르면, 각 암 재할당 이벤트는 "레이트/2" 주기만큼 이격된다. 이 이격을 사용함으로써, 각 암의 전체 전압 평형이 향상된다. 또한, 이 이격은 M2LC 서브시스템 바이패스의 일부 버전을 위해 사용될 수 있는데, 바이패스 이벤트를 위해 보존이 유지되는 비동작 스위치 기능이 0 상태에서 재할당되지만 여전히 시스템 제어 모듈(30)의 전압 평형 기능을 허용할 수 있다. 다른 실시예에 따르면, 암 재할당들 사이의 이격의 값은 "레이트/2" 주기 이외의 다른 0이 아닌 값일 수 있다.
주어진 출력 상 모듈에서 사용하기 위한 멀티레벨 펄스 폭 변조(PWM) 방안이 도 6에 도시되어 있지만, 시스템 제어 모듈(30)은 다른 멀티 레벨 변조 제어 방안을 사용하여 스위치 기능 재할당 및 전술한 상대적 위상 제어를 실현할 수 있다는 것을 인식할 것이다. 예를 들어, 다양한 실시예에 따르면, 시스템 제어 모듈(30)은 시간 평균화 변조, 상태 공간 변조 등을 사용할 수 있다. 또한, 시스템 제어 모듈(30)은 다른 출력 상 모듈의 포지티브 및 네거티브 암에 대한 별도의 존재 동작 세트, 변조된 스위치 기능 세트 등을 생성할 수 있다는 것을 인식할 것이다.
도 7은 또 다른 실시예에 따른 M2LC 시스템(10)의 시스템 제어 모듈(40)의 상위 레벨 표현을 도시하고 있다. 간략히 하기 위해, M2LC 시스템(10)의 일부만이 도 7에 도시되어 있다. 도 7의 시스템 제어 모듈(40)은 도 6의 시스템 제어 모듈(30)과 유사하지만 도 7의 시스템 제어 모듈(40)은 바이패스 제어 기능을 포함한다는 점에서 상이하다. 도 7에 도시된 바와 같이, 각 M2LC 서브시스템(12)은 M2LC 서브시스템(12)의 2 단자 양단에 접속되는 대응 바이패스 스위치(가령, IGBT 바이패스)를 가질 수 있다.
시스템 제어 모듈(40)은 도 4에 도시된 M2LC 인버터 토폴로지를 사용하여 M2LC 서브시스템 바이패스 옵션을 구현하는 특유한 방식을 제공한다. 바이패스 제어는, 추가되는 중복 셀 랭크의 수에 의존하여 모든 3개의 출력 상 모듈의 포지티브 및 네거티브 암 모두에서 일정한 "0" 상태를 생성하도록 동작한다. 예를 들어, 최소 n+1개의 중복을 위한 포지티브 및 네거티브 암에 1 랭크를 추가함으로써 시스템 제어 모듈(40)로 하여금 각 암의 k번째 M2LC 서브시스템에 일정한 "0"을 생성하게 한다. 그 후, 시스템 제어 모듈(40)은 모든 M2LC 서브시스템(12) 사이에 이 "0"을 재할당하여 M2LC 서브시스템(12)의 전부가 평균적으로 평형있게 충전되게 할 수 있다. 하나의 M2LC 서브시스템(12)(가령, 위상 A의 포지티브 암)에 실제 장애가 발생하면, 장애가 발생한 M2LC 서브시스템(12)은 바이패스 스위치(IGBT 바이패스)에 의해 물리적 "0" 상태로 유도되고, 시간에 따른 전압 손실은 그 암에서만 재할당된 "0"을 소거함으로써 대체될 것이다. 이 방식으로, 모든 다른 중복 M2LC 서브시스템(12)은 추가 M2LC 서브시스템(12)이 위상 A의 네거티브 암에서 장애가 발생하면 이용 가능하며, 위상 B 및 C의 포지티브 암 및 네거티브 암에서도 마찬가지 이다. 전술한 방식으로 M2LC 서브시스템 바이패스를 수행함으로써 낮은 주파수에서 높은 리플 전압의 부정적인 효과가 방지된다. 또한, 어떠한 최종 손실도 M2LC 서브시스템 바이패스 기능을 포함하지 않는 M2LC 시스템으로 경험하는 손실보다 현저하게 크지 않으며, M2LC 시스템의 최종 KVA 레이팅은 바이패스를 사용하지 않는 경우와 동일하다.
도 7에서, 부호 "h+n"은 변조된 스위치 기능 "h+"의 n번째 값을 나타내고, 부호 "h-n"은 변조된 스위칭 기능 "h-"의 n번째 값을 나타낸다. 주어진 출력 상 모듈에서 사용하기 위한 멀티레벨 펄스 폭 변조(PWM) 방안이 도 7에 도시되어 있지만, 시스템 제어 모듈(40)은 다른 멀티 레벨 변조 제어 방안을 사용하여 전술한 스위치 기능 재할당 및 상대적 위상 제어를 실현할 수 있다는 것을 인식할 것이다. 예를 들어, 다양한 실시예에 따르면, 시스템 제어 모듈(30)은 시간 평균화 변조, 상태 공간 변조 등을 사용할 수 있다. 또한, 시스템 제어 모듈(40)은 다른 출력 상 모듈의 포지티브 및 네거티브 암에 대한 별도의 존재 동작 세트, 변조된 스위치 기능 세트 등을 생성할 수 있다는 것을 인식할 것이다.
도 8은 M2LC 시스템(50)의 다양한 실시예를 도시하고 있다. 도 8의 M2LC 시스템(50)은 도 4의 M2LC 시스템(10)과 유사하지만 도 8의 M2LC 시스템(50)은 M2LC 시스템(50)의 3-레벨 M2LC 서브시스템(54)에 접속되는 바이패스 디바이스(52)를 포함한다는 점에서 상이하다. 간략히 하기 위해, M2LC 시스템(50)의 일부만이 도 8에 도시되어 있다. 그러나, M2LC 시스템(50)은 복수의 M2LC 서브시스템(54)을 포함하고 각 M2LC 서브시스템(54)은 자신에 접속되는 대응 바이패스 디바이스(52)를 가질 수 있다는 것을 인식할 것이다.
도 8에 도시된 바와 같이, M2LC 서브시스템(54)은 제어기(56), 밸러스트 저항(58), 캐패시터, 스위칭 디바이스 및 다이오드를 포함한다. 스위칭 디바이스는 임의의 적합한 유형의 스위칭 디바이스로서 구현될 수 있다. 예를 들어, 도 8에 도시된 바와 같이, 스위칭 디바이스는 IGBT(insulated gate bipolar transistors)로서 구현될 수 있다. 제어기(56)는 변류기(60)에 전기적으로 접속된다. 다양한 실시예에 따르면, 변류기(60)는 제어기(6)에 전력을 공급하고, 제어기(56)는 전력을 스위칭 디바이스의 각 게이트 단자에 공급한다. 간략히 하기 위해, 제어기(56)와 각 스위칭 디바이스의 게이트 단자 사이의 접속은 도 8에 도시되어 있지 않다. M2LC 시스템(50)의 M2LC 서브시스템(54) 각각에 대해, 각 M2LC 서브시스템(54)은 대응하는 변류기(60)에 전기 접속되고, 소정 M2LC 서브시스템(54)에 공급되는 전력은 하나의 대응하는 변류기(60)를 통해서만 공급될 수 있다는 것을 인식할 것이다. 또한, 제어기(56)는, 가령, 2개의 광 섬유를 통해 상위 레벨 제어기(가령, 허브 제어기)에 통신 가능하게 접속된다. 간략히 하기 위해, 상위 레벨 제어기는 도 8에 도시되어 있지 않다.
바이패스 디바이스(52)는 2개의 스위칭 디바이스를 포함하며, 2개의 스위칭 디바이스는 임의의 적합한 유형의 스위칭 디바이스로 구현될 수 있다. 다양한 실시예에 따르면, 2개의 스위칭 디바이스는 패키지된 IGBT 세트 또는 개별적인 IGBT로서 구현될 수 있고, IGBT는 3-레벨 M2LC 서브시스템(54)에 포함되는 IGBT와 동일한 정격 전압일 수 있다. 개별적으로 제어되는 듀얼 IGBT의 사용은, 중간점 저항(62)을 저장 캐패시터의 센터 탭(64)에 인가하여 3-레벨 M2LC 서브시스템(54)에서의 장애의 결과로서 요구되는 경우에, 듀얼 저장 캐패시터 각각의 독립적인 방전을 허용한다. 저항(62)은 3-레벨 M2LC 서브시스템(54) 회로를 단락하기 위해 동시에 IGBT 세트가 턴 온되기 전에 각 전류 경로를 방전하기 위해 사용될 수 있다. 또한, 저항(62)은 개별적인 DC 버스를 기준으로 각 바이패스 IGBT상에 전압이 공유되는 것을 보장하는 역할을 한다.
제어기(56)는 스위칭 디바이스의 캐패시터 및 비-게이트 단자에 밸러스트 저항(58)을 통해 간접적으로 전기 접속된다. 밸러스트 저항(58)은 임의의 적합한 유형의 밸러스트 저항일 수 있다. 밸러스트 저항(58) 및 제어기(56)는 집합적으로 기준점 "M"을 정의한다. 이러한 구성에서, 기준점 "M"에서의 전압은 저장 캐패시터의 센터 탭(64)에서의 전압과 상이할 수 있으며, 전류는 기준점 "M"으로부터 저장 캐패시터의 센터 탭(64)으로 직접 전도되지 않을 수 있고, 밸러스트 저항(58)의 높은 저항 성질은 공통 모드 전류가 제어기(56)의 접지 시스템으로 흐르는 것을 방지하도록 동작한다.
도 9는 도 4의 M2LC 시스템(10)의 폴의 간략화된 표현을 도시하고 있다. 도 9에 도시된 바와 같이, M2LC 시스템(10)의 폴(Z)의 각 암은 가변 캐패시턴스를 갖는 각 공진 회로로서 표현될 수 있다. M2LC 폴의 암은 변조되어, 전체 스위치된 캐패시터 전압의 합은 전체 DC 링크 전압 Vdc와 같고, 변조(h) 값의 범위는 "0"과 "1" 사이이며, 각각 (h)의 함수인 2개의 암 캐패시턴스가 전체 암 캐패시턴스인 일정한 값 C에 효율적으로 조합되므로 각 공진 회로는 하나의 LRC 회로로 감소될 수 있다는 것을 인식할 것이다. 그러므로, M2LC 서브시스템 캐패시터 전압의 평형을 자동으로 맞추는 데에 있어서 시스템 제어 모듈(가령, 시스템 제어 모듈(20), 시스템 제어 모듈(30) 및 시스템 제어 모듈(40) 등)의 성능은 폴(Z)의 유효 임피던스에 의존하며, M2LC 서브시스템 캐패시터 기본 전류 성분의 대부분을 무효화하는 기능은 M2LC 서브시스템 스위칭 주파수의 레이트에 대한 폴의 공진 주파수에 의존한다는 것을 인식할 것이다. 이 임피던스는 각 게이트 기능 재할당 동안에 캐패시터가 충전 전류를 공유할 수 있도록 충분히 낮아야 하며, 또한, 2-레벨 토폴로지로 정상적으로 발생하는 각 M2LC 폴의 기본 전류가 부분적으로 무효화될 수 있게끔 변조가 (가령, 게이트 스위치 기능들 사이의 위상 시프트를 감소시킴으로써) 제어될 수 있도록 충분히 낮아야 한다.
또한, M2LC 폴의 기본 동작 주파수 및 스위칭 주파수 모두보다 현저히 큰 값에서 유효 폴 캐패시턴스에 의한 고유 공진이 발생하도록 폴 인덕터의 크기가 충분히 작게 정해지면, 고유 공진은 정상 회로 손실에 의해 댐핑된 정상적인 기본 및 스위칭 주파수로부터 충분히 제거될 것이다.
도 10 및 11은 도 4의 M2LC 시스템(10)의 유도성 필터(18)가 제 1 인덕턴스 값(도 10) 및 제 2 인덕턴스 값(도 11)을 갖는 경우에 M2LC 시스템(10)의 M2LC 폴의 폴 임피던스 및 캐패시터 전압 응답을 각각 도시하고 있다. 도 10 및 11에 도시된 회로 값은 4.1 kv 1000 HP 3상 가변 주파수 드라이브에서 사용될 수 있는 실제 값을 나타낸다. 제 1 인덕턴스 값은 공지된 M2LC 시스템에서 통상적으로 사용되는 인덕턴스 값이다. 제 2 인덕턴스 값은 전술한 시스템 제어 모듈(가령, 시스템 제어 모듈(20), 시스템 제어 모듈(30), 시스템 제어 모듈(40) 등)에 의해 제어되는 M2LC 시스템에서 사용되는 인덕턴스 값이다.
도 10에 도시된 값에 있어서, 출력 전류 주파수(동작 주파수 "fo")는 통상적으로 공진 주파수 "fr"보다 작고, 스위칭 주파수 "fsw"는 통상적으로 공진 주파수 "fr"보다 크다. 그러나, 도 11에 도시된 값에 있어서, 공진 주파수 "fr"은 동작 주파수 "fo"보다 충분히 크고, 스위칭 주파수 "fsw"보다도 크다.
제 1 인덕턴스 값과 제 2 인덕턴스 값을 비교함으로써, 전술한 시스템 제어 모듈과 함께 사용될 폴 인덕터의 인덕턴스 값이 종래 시스템에서 사용되는 폴 인덕터보다 대략 40 내지 50배 작다는 것을 인식할 것이다. 따라서, 전술한 시스템 제어 모듈과 함께 사용된 폴 인덕터와 관련되는 크기, 비용 및 손실이 종래 시스템에서 사용되는 폴 인덕터와 관련되는 크기, 비용 및 손실보다 현저하게 작다는 것도 인식할 것이다.
전술한 바로부터, 전술한 시스템 제어 모듈은, 기본 주파수 및 스위칭 주파수에 대한 폴 필터 임피던스 및 공진의 선택과 조합하여, M2LC 시스템의 상위 레벨 제어기(허브 제어)로부터의 복잡한 모니터링 및 제어 없이 전압 평형 및 리플 전압 감소가 달성되게 한다는 것은 인식할 것이다. 또한, 전술한 시스템 제어 모듈은 부하 전류 및 출력 전압이 없는 조건 하에서 DC 링크 전압의 전하 평형 동작을 유도할 수 있다는 것과, 시스템 제어 모듈은 DC 출력 전류의 생성, 낮은 출력 주파수에서의 리플 전압 제어 및 높은 중복에 대한 "제로" 전압 셀의 생성도 허용한다는 것을 인식할 것이다. 또한, 전술한 시스템 제어 모듈은, 각 암 사이에 구성되는 폴 인덕턴스(또는 M2LC 서브시스템(12)의 출력 단자에 접속되는 총 인덕턴스)가 유효 폴 캐패시턴스에 의한 공진이 M2LC 서브시스템(12)의 스위칭 주파수 및 동작 주파수 모두보다 충분히 높도록 충분히 낮은 경우에 이용 가능하다는 것도 인식할 것이다. 이렇게 함으로써, 전술한 시스템 제어 모듈(또는 그 기능적 균등물)은 다른 M2LC 토폴로지와 관련되는 낮은 출력 주파수 리플 전압 문제점을 해결하고, 모든 출력 동작 조건 하에서 전압의 평형을 맞추도록 M2LC 서브시스템(12)의 기능을 크게 간략화하고 개선시킬 수 있다.
전술한 내용은 본 발명의 어떠한 특정 재료, 기하구조 또는 요소 구성으로 한정하도록 의도된 것이 아니다. 본 발명의 범위 내에서 많은 부분/구성 대체물을 고려할 수 있으며 이는 당업자에게 자명할 것이다. 본 명세서에서 설명되는 실시예는 예시를 위해 제공되었으며 본 발명의 범위를 제한하기 위해 사용되어서는 안 된다.
본 발명은 본 출원의 특정 실시예와 관련하여 설명하였지만, 본 개시 내용을 참조하여 당업자는 청구되는 발명의 사상을 벗어나지 않고 범위를 초과하지 않으면서 추가적인 실시예 및 수정을 고려할 수 있다. 따라서, 본 명세서의 도면 및 설명은 본 발명의 이해를 돕기 위해서만 제공되는 것이며 그 범위를 한정하기 위한 것으로 고려되어서는 안 된다는 것을 이해해야 한다.

Claims (22)

  1. 모듈러 멀티레벨 컨버터 시스템으로서,
    적어도 2개의 출력 상 모듈(output phase modules)의 각각을 구성하도록 배치되는 복수의 직렬 접속된 2-단자 M2LC 서브시스템 ― 상기 출력 상 모듈 중 제 1 출력 상 모듈은 총 인덕턴스 값을 정의하고, 포지티브 암(positive arm) 및 네거티브 암(nagative arm)을 포함함 ― 과,
    상기 제 1 출력 상 모듈의 상기 2-단자 M2LC 서브시스템에 통신 가능하게 접속되는 시스템 제어 모듈
    을 포함하되,
    상기 시스템 제어 모듈은 특정 시각에 선택적으로 재할당된 스위치 기능(switch functions)을 상기 제 1 출력 상 모듈의 상기 포지티브 암의 2-단자 M2LC 서브시스템과, 상기 제 1 출력 상 모듈의 상기 네거티브 암의 2-단자 M2LC 서브시스템 중 하나에만 부여하도록 구성되며,
    상기 스위치 기능의 선택적 재할당은 상기 제 1 출력 상 모듈의 출력 전압에 영향을 주지 않으면서, 사전 결정된 레이트로 상기 직렬 접속된 2-단자 M2LC 서브시스템의 개별적인 캐패시터의 전하 평형을 강제 유도하는
    모듈러 멀티레벨 컨버터 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 출력 상 모듈은, 상기 제 1 출력 상 모듈의 유효 캐패시턴스에 의한 고유 공진 주파수가 상기 제 1 출력 상 모듈의 동작 주파수 및 상기 제 1 출력 상 모듈의 스위칭 주파수보다 크도록 구성되는
    모듈러 멀티레벨 컨버터 시스템.
  3. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 출력 상 모듈의 상기 포지티브 암과 상기 네거티브 암 사이에 접속되는 하나 이상의 인덕터를 더 포함하는
    모듈러 멀티레벨 컨버터 시스템.
  4. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 출력 상 모듈의 상기 M2LC 서브시스템 사이에 분배되는 하나 이상의 인덕터를 더 포함하는
    모듈러 멀티레벨 컨버터 시스템.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 하나 이상의 인덕터는 상기 제 1 출력 상 모듈의 상기 M2LC 서브시스템 중 적어도 2개의 M2LC 서브시스템의 출력 단자에 접속되는
    모듈러 멀티레벨 컨버터 시스템.
  6. 제 1 항에 있어서,
    상기 총 인덕턴스 값은 상기 출력 상 모듈을 포함하는 전기 회로의 기생 인덕턴스인
    모듈러 멀티레벨 컨버터 시스템.
  7. 제 1 항에 있어서,
    상기 시스템 제어 모듈은 상기 제 1 출력 상 모듈의 상기 2-단자 M2LC 서브시스템에 대한 상기 선택적으로 할당된 스위치 기능의 상대적 위상 변위를 제어하도록 더 구성되는
    모듈러 멀티레벨 컨버터 시스템.

  8. 제 7 항에 있어서,
    상기 시스템 제어 모듈은 2-레벨부터 n-레벨까지의 다양한 정도로 상기 상대적 위상 변위를 제어하도록 더 구성되며,
    상기 n-레벨은, 상기 제 1 출력 상 모듈의 각 암 내에서 작동하는 2-레벨 2-단자 M2LC 서브시스템 개수에 의해 결정되는
    모듈러 멀티레벨 컨버터 시스템.
  9. 제 7 항에 있어서,
    상기 시스템 제어 모듈은 변수의 값을 조절하여 상기 상대적 위상 변위를 제어하도록 더 구성되되, 상기 값은 낮게는 0이고 높게는 1일 수 있는
    모듈러 멀티레벨 컨버터 시스템.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 시스템 제어 모듈은 펄스 폭 변조기를 포함하는
    모듈러 멀티레벨 컨버터 시스템.

  11. 제 1 항에 있어서,
    상기 시스템 제어 모듈은 시간-평균화 변조기를 포함하는
    모듈러 멀티레벨 컨버터 시스템.
  12. 제 1 항에 있어서,
    상기 시스템 제어 모듈은 상태-공간 변조기를 포함하는
    모듈러 멀티레벨 컨버터 시스템.
  13. 제 1 항에 있어서,
    상기 시스템 제어 모듈은 상기 2-단자 M2LC 서브시스템 중 임의의 것에 고장이 발생하면 상기 2-단자 M2LC 서브시스템 중 상기 임의의 것을 바이패스시키도록 상기 2-단자 M2LC 서브시스템 중 상기 임의의 것에 "0" 상태를 재할당하도록 더 구성되는
    모듈러 멀티레벨 컨버터 시스템.
  14. 제 1 항에 있어서,
    복수의 바이패스 디바이스를 더 포함하되, 각각의 바이패스 디바이스는 대응하는 2-단자 M2LC 서브시스템에 접속되는
    모듈러 멀티레벨 컨버터 시스템.
  15. 제 14 항에 있어서,
    상기 바이패스 디바이스의 각각은 2개의 스위칭 디바이스를 포함하는
    모듈러 멀티레벨 컨버터 시스템.
  16. 제 15 항에 있어서,
    상기 스위칭 디바이스는 절연 게이트 바이폴라 트랜지스터인
    모듈러 멀티레벨 컨버터 시스템.
  17. 제 15 항에 있어서,
    상기 스위칭 디바이스는 상기 2-단자 M2LC 서브시스템의 스위칭 디바이스와 동일한 정격 전압을 갖는
    모듈러 멀티레벨 컨버터 시스템.
  18. 제 15 항에 있어서,
    상기 바이패스 디바이스의 각각은 저항을 더 포함하되,
    특정 바이패스 디바이스의 저항은 상기 특정 바이패스 디바이스의 2개의 스위칭 디바이스의 공통 접속점과, 대응하는 2-단자 M2LC 서브시스템의 2개의 캐패시터의 공통 접속점에 접속되는
    모듈러 멀티레벨 컨버터 시스템.
  19. 모듈러 멀티레벨 컨버터 시스템을 제어하는 방법으로서,
    상기 모듈러 멀티레벨 컨버터 시스템은 적어도 2개의 출력 상 모듈의 각각을 구성하도록 배치되는 복수의 직렬 접속된 2-단자 M2LC 서브시스템을 가지며,
    상기 방법은
    상기 출력 상 모듈 중 제 1 출력 상 모듈의 하나의 암의 M2LC 서브시스템에 제 1 세트의 스위치 기능을 부여하는 단계 - 상기 하나의 암의 각각의 M2LC 서브시스템은 상기 스위치 기능 중 상이한 스위치 기능을 수신함 - 와,
    상기 스위치 기능의 각각이 상기 하나의 암의 상기 M2LC 서브시스템의 각각에 적용될 때까지 상기 스위치 기능을 재할당하는 단계
    를 포함하되,
    상기 스위치 기능을 재할당하는 단계는, 상기 제 1 출력 상 모듈의 출력 전압에 영향을 주지 않으면서, 사전 결정된 레이트로 상기 직렬 접속된 2-단자 M2LC 서브시스템의 개별적인 캐패시터의 전하 평형을 강제 유도하는
    모듈러 멀티레벨 컨버터 시스템 제어 방법.

  20. 제 19 항에 있어서,
    상기 재할당하는 단계는, 상기 스위치 기능의 각각이 상기 하나의 암의 상기 M2LC 서브시스템의 각각에 부여될 때까지 상기 스위치 기능을 순환시키는 것을 포함하는
    모듈러 멀티레벨 컨버터 시스템 제어 방법.
  21. 제 19 항에 있어서,
    상기 제 1 출력 상 모듈의 다른 암의 M2LC 서브시스템에 제 2 세트의 스위치 기능들을 부여하는 단계 - 상기 다른 암의 각각의 M2LC 서브시스템은 상기 제 2 세트의 스위치 기능 중 상이한 스위치 기능을 수신함 - 와,
    상기 제 2 세트의 스위치 기능의 각각이 상기 다른 암의 상기 M2LC 서브시스템의 각각에 부여될 때까지 상기 제 2 세트의 스위치 기능을 재할당하는 단계를 더 포함하는
    모듈러 멀티레벨 컨버터 시스템 제어 방법.
  22. 제 21 항에 있어서,
    상기 제 1 세트의 스위치 기능은 상기 제 2 세트의 스위치 기능과는 다른 시간에 부여되는
    모듈러 멀티레벨 컨버터 시스템 제어 방법.
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Families Citing this family (43)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP3659491A1 (en) 2011-12-13 2020-06-03 EndoChoice Innovation Center Ltd. Removable tip endoscope
DE102012202173B4 (de) * 2012-02-14 2013-08-29 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren zum Betrieb eines mehrphasigen, modularen Multilevelstromrichters
IN2014DN08268A (ko) * 2012-03-09 2015-05-15 Curtiss Wright Electro Mechanical Corp
BR112015000035A2 (pt) * 2012-07-06 2017-06-27 Abb Technology Ag controle de um conversor modular
US9859274B2 (en) 2012-07-11 2018-01-02 Infineon Technologies Dresden Gmbh Integrated circuit with at least two switches
US8995158B2 (en) * 2012-07-11 2015-03-31 Infineon Technologies Dresden Gmbh Circuit arrangement with a rectifier circuit
CN104662431B (zh) 2012-08-07 2017-06-23 Abb股份有限公司 用于控制多级转换器的方法和装置
US9876347B2 (en) * 2012-08-30 2018-01-23 Siemens Aktiengesellschaft Apparatus and methods for restoring power cell functionality in multi-cell power supplies
WO2014046555A1 (en) * 2012-09-21 2014-03-27 Auckland Uniservices Limited Improvements in or relating to modular multi-level converters
DE102012220388A1 (de) * 2012-11-08 2014-05-08 Rheinisch-Westfälisch-Technische Hochschule Aachen Umrichter mit in Reihe geschalteten Umrichterzellen
CA2891719C (en) * 2012-11-15 2016-07-05 Abb Technology Ag Apparatus for filtering harmonics in railway contact lines and method
EP2926448B1 (en) 2012-11-27 2017-05-31 ABB Schweiz AG A multilevel converter with cells being selected based on phase arm current
CN103138618A (zh) * 2013-02-19 2013-06-05 中国能源建设集团广东省电力设计研究院 适用于模块化多电平换流器的新型功率单元模块
US9941813B2 (en) 2013-03-14 2018-04-10 Solaredge Technologies Ltd. High frequency multi-level inverter
CN103259432B (zh) * 2013-04-11 2015-05-13 国家电网公司 一种三相全桥模块化多电平换流器桥臂电容平衡控制方法
CN103280952B (zh) * 2013-04-23 2016-01-27 浙江大学 一种模块化多电平换流器的控制系统及其应用方法
KR101380079B1 (ko) * 2013-05-28 2014-04-01 연세대학교 산학협력단 멀티레벨 컨버터의 제어방법
DE102013217672B3 (de) * 2013-09-04 2015-02-19 Siemens Aktiengesellschaft Multilevel-Umrichter
GB2518686A (en) * 2013-09-30 2015-04-01 Alstom Technology Ltd An electrical assembly
GB2518853B (en) * 2013-10-02 2016-01-27 Alstom Technology Ltd Voltage source converter
EP2908414A1 (en) * 2014-02-14 2015-08-19 ABB Technology AG Balancing cell capacitor voltages of a modular multilevel converter
US9318974B2 (en) 2014-03-26 2016-04-19 Solaredge Technologies Ltd. Multi-level inverter with flying capacitor topology
CN103929084B (zh) * 2014-05-06 2016-04-20 湖南大学 一种基于谐振滤波电路的模块化多电平换流器低频控制方法
DE102014225725A1 (de) * 2014-12-12 2016-06-16 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Mehrfachzelle für zellbasierte umrichter
CN105656299B (zh) * 2015-01-30 2018-10-30 华北电力大学 一种适用于全桥模块化多电平换流器的启动策略
EP3151413B1 (de) * 2015-10-02 2018-04-18 GE Energy Power Conversion Technology Ltd Steuervorrichtung und steuerverfahren für grosse stromrichter
KR101629397B1 (ko) 2015-12-03 2016-06-13 연세대학교 산학협력단 비대칭 모듈러 멀티레벨 컨버터 제어 장치 및 방법
KR20170079760A (ko) * 2015-12-31 2017-07-10 주식회사 효성 Ｓｔａｔｃｏｍ용 ｍｍｃ의 리던던시 제어방법
KR101774978B1 (ko) 2015-12-31 2017-09-05 주식회사 효성 Ｈｖｄｃ용 ｍｍｃ의 리던던시 제어방법
CN105811794B (zh) * 2016-05-06 2018-03-30 上海海事大学 多电平逆变器的参考电压信号重构的容错控制方法
EP3373407B1 (de) * 2017-03-10 2020-02-12 VARTA Microbattery GmbH Verfahren zum betreiben eines modularen batteriespeichersystems, modulares batteriespeichersystem und batteriemanagementsystem hierfür
GB2571721B (en) 2018-03-05 2021-01-20 Ge Aviat Systems Ltd AC power source
US11463015B2 (en) * 2018-05-17 2022-10-04 Mitsubishi Electric Corporation Power conversion apparatus
US10790738B1 (en) * 2018-05-29 2020-09-29 Haider Mhiesan Circuit and method for fault detection and reconfiguration in cascaded H-bridge multilevel converters
GB201811536D0 (en) 2018-07-13 2018-08-29 Ge Aviat Systems Ltd Battery power source
CN109905046A (zh) * 2019-01-23 2019-06-18 北京平高清大科技发展有限公司 一种mmc换流器的试验电路
EP3713073A1 (de) * 2019-03-19 2020-09-23 Siemens Aktiengesellschaft Stromrichter und verfahren zu dessen regelung
CN110327545B (zh) * 2019-07-08 2020-07-28 清华大学 基于混合模式快速电荷平衡的神经刺激器电路
US10958188B1 (en) 2019-09-25 2021-03-23 Eaton Intelligent Power Limited Bus voltage limiter for converter apparatus with multiple DC buses
TWI721897B (zh) * 2020-06-01 2021-03-11 台達電子工業股份有限公司 直流鏈電容電壓不平衡之偵測裝置
EP3930171A1 (en) * 2020-06-22 2021-12-29 General Electric Technology GmbH Module
CN112701945B (zh) * 2020-12-11 2022-04-01 中国航空综合技术研究所 直流电压降低下混合mmc的电容电压平衡控制方法
US20220344946A1 (en) * 2021-04-26 2022-10-27 Delta Electronics, Inc. High voltage device built from modular low voltage devices and operation methods thereof

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2006090674A1 (ja) * 2005-02-25 2006-08-31 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha 電力変換装置
JP2007104822A (ja) * 2005-10-05 2007-04-19 Toshiba Corp 電力変換装置の並列化システム
JP2009506736A (ja) * 2005-08-26 2009-02-12 シーメンス アクチエンゲゼルシヤフト 分散配置されたエネルギー蓄積器を有する電力変換回路
JP2010512133A (ja) * 2006-12-08 2010-04-15 シーメンス アクチエンゲゼルシヤフト エネルギー蓄積器が配分されたモジュール式コンバータ
JP2010517496A (ja) * 2007-01-17 2010-05-20 シーメンス アクチエンゲゼルシヤフト マルチレベル電力変換器の相モジュールアームの制御方法

Family Cites Families (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0793823B2 (ja) * 1988-02-01 1995-10-09 株式会社日立製作所 電圧形インバータのｐｗｍ制御装置
DE19838389C1 (de) 1998-08-24 2000-03-09 Siemens Ag Verfahren und Vorrichtung zur Steuerung eines abschaltbaren Stromrichterventils mit der Reihenschaltzahl Zwei oder größer
DE10031778A1 (de) 2000-06-29 2002-01-24 Siemens Ag Verfahren und Vorrichtung zur Regelung der Stromanstiegsgeschwindigkeit
DE10217889A1 (de) 2002-04-22 2003-11-13 Siemens Ag Stromversorgung mit einem Direktumrichter
US7206343B2 (en) * 2003-01-24 2007-04-17 Intersil Americas Inc. High resolution digital pulse width modulator for DC-DC voltage converter
US7499290B1 (en) * 2004-05-19 2009-03-03 Mississippi State University Power conversion
US7518886B1 (en) * 2005-02-18 2009-04-14 Virginia Tech Intellectual Properties, Inc. Multiphase soft switched DC/DC converter and active control technique for fuel cell ripple current elimination
DE102005040549A1 (de) 2005-08-26 2007-03-15 Siemens Ag Pulswiderstand
DE102005041087A1 (de) 2005-08-30 2007-03-01 Siemens Ag Stromrichterschaltung mit verteilten Energiespeichern
US7969755B2 (en) 2005-09-09 2011-06-28 Siemens Aktiengesellschaft Apparatus for electrical power transmission
DE102005045091B4 (de) 2005-09-21 2007-08-30 Siemens Ag Steuerverfahren zur Redundanznutzung im Störungsfall eines mehrphasigen Stromrichters mit verteilten Energiespeichern
DE102005045090B4 (de) 2005-09-21 2007-08-30 Siemens Ag Verfahren zur Steuerung eines mehrphasigen Stromrichters mit verteilten Energiespeichern
US8963369B2 (en) * 2007-12-04 2015-02-24 Solaredge Technologies Ltd. Distributed power harvesting systems using DC power sources
US7768805B2 (en) * 2007-03-09 2010-08-03 General Electric Company Clean input UPS with fast rectifier control and improved battery life
DE102007018344B4 (de) * 2007-04-16 2022-08-04 Siemens Energy Global GmbH & Co. KG Vorrichtung zum Schutz von Umrichtermodulen
DE102008007659A1 (de) 2008-02-06 2009-02-19 Siemens Aktiengesellschaft Umrichter
DE102008014898B4 (de) 2008-03-19 2018-09-27 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren zur Steuerung eines mehrphasigen Stromrichters mit verteilten Energiespeichern bei niedrigen Ausgangsfrequenzen
US8922957B2 (en) 2008-04-30 2014-12-30 Keysight Technologies, Inc. Dynamic switch contact protection
DE102008022618A1 (de) 2008-05-07 2009-12-31 Siemens Aktiengesellschaft Stromversorgungseinrichtung
DE102008022617A1 (de) 2008-05-07 2009-11-19 Siemens Aktiengesellschaft Windenergiepark mit einer Vielzahl von Windenergieanlagen
JP5455055B2 (ja) * 2010-02-26 2014-03-26 国立大学法人東京工業大学 電力変換器
CN101814853A (zh) * 2010-04-27 2010-08-25 浙江大学 基于等效电路模型的模块化多电平换流器的控制方法

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2006090674A1 (ja) * 2005-02-25 2006-08-31 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha 電力変換装置
JP2009506736A (ja) * 2005-08-26 2009-02-12 シーメンス アクチエンゲゼルシヤフト 分散配置されたエネルギー蓄積器を有する電力変換回路
JP2007104822A (ja) * 2005-10-05 2007-04-19 Toshiba Corp 電力変換装置の並列化システム
JP2010512133A (ja) * 2006-12-08 2010-04-15 シーメンス アクチエンゲゼルシヤフト エネルギー蓄積器が配分されたモジュール式コンバータ
JP2010517496A (ja) * 2007-01-17 2010-05-20 シーメンス アクチエンゲゼルシヤフト マルチレベル電力変換器の相モジュールアームの制御方法

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