CN103929084B - 一种基于谐振滤波电路的模块化多电平换流器低频控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种基于谐振滤波电路的模块化多电平换流器低频控制方法，包括换流器谐振滤波电路参数设计和低频控制方法两部分。通过参数设计，使相间等效阻抗同时工作在二倍频并联谐振与高频串联谐振状态，系统低频工况时，在抑制幅值二倍频环流的同时，还能使换流器在较小的高频环流控制电压下产生很高的高频环流。利用电容电压的波动与流经电容的电流频率成反比的原理，通过控制相间的高频环流，使其与输出电压中叠加的高频零序电压相作用，抵消引起电容电压波动的基频电流，以降低子模块电容电压的波动程度。本发明使叠加高频环流与高频零序电压进行子模块电容电压的波动抑制的方法变得实用，有利于系统直流侧电压的稳定。

Description

一种基于谐振滤波电路的模块化多电平换流器低频控制方法

技术领域

本发明涉及一种模块化多电平换流器的控制方法，特别是一种基于谐振滤波电路的模块化多电平换流器在低频运行下的控制方法。

背景技术

由于具有模块化易扩展、输出电压畸变率低、公共直流母线、无需工频变压器等优点，模块化多电平换流器(modularmultilevelconverter，MMC)自21世纪初被RainerMarquardt等人提出以来，在柔性直流输电、电能质量治理以及新能源发电等领域得到广泛的应用。MMC分布式储能电容的特殊结构，使得各相子模块电容必须承受本相功率的变化，不可避免地引起子模块电容电压的波动，从而造成MMC在中高压变频调速等领域的应用受到限制。

附图1为基于谐振滤波电路的MMC结构图，与无谐振滤波电路的MMC相比，上、下桥臂交流输出端增加了LC滤波电路，起到二倍频滤波的作用。

根据附图2，电容电压波动的本质是电容上流过交流电流，使得电容反复吸收与释放能量，造成自身电压的波动，用公式表示如下：

$u_C=\frac{1}{C}\underset{t_0}{\overset{t_0+T/2}{\∫}}{i}_C\mathrm{dt}$

上式中，u_c为子模块电容电压，C为子模块电容值，设流经电容电流为i_C＝I_msinωt，ω为电流基波角频率，则电容电压波动为

$u_C=\frac{{-I}_m}{\mathrm{\ωC}}[\cos \mathrm{\ω}(t_0+T/2)-\cos {\mathrm{\ωt}}_0]$

可知，电容电压波动的峰-峰值为

$u_{C\max }=\frac{{2I}_m}{\mathrm{\ωC}}$

可以看出，电容电压的波动与流经电容的电流的幅值成正比、频率成反比。当流经电容的电流幅值相同时，频率越低，其产生的电压波动也越大，所以MMC运行在较低频率时，存在以下三个问题需要解决：

(1)模块电容电压波动大小跟系统运行基波频率成反比，与传输功率成正比，当运行频率较低或功率较大时，电容电压可能超过其耐压限值，引发系统故障。

(2)模块电容电压的波动会由调制反映在输出电压中，造成输出电压的畸变，含有较大的3、5、7等奇次谐波。

(3)上、下桥臂的模块电容电压的波动通过调制反映在各相直流侧上，在各相桥臂上产生很大的二倍频环流，进一步增大了电容电压的波动。

对于上述问题，(3)中的二倍频环流可通过外加LC滤波电路或适当的环流抑制方法加以控制；(2)中的输出电压畸变可通过考虑电压波动的调制方法以及无差的PR控制等方法加以消除；而(1)中的电容电压波动，目前仍没有较好的方法加以控制。

葛琼璇等人在专利“模块化多电平变流器低频运行的控制方法”申请号(201210507664.8)和王宝安等人在专利“一种模块化多电平变换器的低频模式运行控制方法”申请号(201310234952.5)中均提出以叠加高频零序电压与高频环流的方法降低电容电压在低频下的波动程度。葛琼璇等人的专利中叠加的零序电压与环流频率相同，很难起到减小电容电压波动的目的；王宝安等人的专利利用和差化积的方法，零序电压与环流错开一个基波频率，使桥臂产生一个基波无功功率抵消各相桥臂传输基波功率的波动，根据推导所需叠加的高频环流幅值通常很大，考虑到该高频环流在桥臂电感上的压降与高频环流频率成正比，则需要桥臂上产生一个幅值很大的高频电压分量，不仅会引起输出电压的畸变，甚至可能造成直流侧电压的不稳定。研究一种切实可行的MMC低频控制方法，对于推广MMC在变频调速领域的应用显得尤为重要。

发明内容

本发明所要解决的技术问题是，针对现有技术不足，提供一种基于谐振滤波电路的模块化多电平换流器低频控制方法，通过合理设计谐振滤波电路参数，使谐振滤波电路同时工作在二倍频并联谐振与高频串联谐振状态，在较小的高频环流控制电压下，即可产生很高的高频环流，大幅度减小子模块电容电压的波动，同时抑制二倍频环流，降低系统损耗。

为解决上述技术问题，本发明所采用的技术方案是：一种基于谐振滤波电路的模块化多电平换流器低频控制方法，谐振滤波电路包括两个滤波电感、一个滤波电容，两个滤波电感串联后与所述滤波电容并联，两个滤波电感互相连接的一端接交流侧，两个滤波电感与滤波电容相连接的一端分别接换流器上、下桥臂的桥臂电感；包括以下步骤：

1)设定谐振滤波电路并联谐振频率为2ω₀、串联谐振频率为nω₀，其中5≤n≤20，ω₀为换流器低频运行的基波频率；

2)根据步骤1)中的并联谐振频率与串联谐振频率，设计谐振滤波电路参数，以抑制换流器运行时的二倍频环流，并使换流器在较小的高频环流控制电压下产生幅值很大的高频环流；

3)对基波调制度m大小进行判断，设定三次零序电压控制模式SW的取值与高频零序电压调制度的取值；

4)根据步骤3)中SW的取值，计算得到需要叠加的高频零序电压指令u_xh1；

$\left\{\begin{array}{cc}{u}_{\mathrm{xh}1}=\frac{(1.0-m)U_d\sin \left[(n+1){\mathrm{\ω}}_{0}t\right]}{2},& \mathrm{SW}=0\\ u_{\mathrm{xh}1}=\frac{(1.1-m)U_d\sin \left[(n+1){\mathrm{\ω}}_{0}t\right]}{2},& \mathrm{SW}=1\end{array}\right.;$

式中，U_d为换流器直流侧电压；t为换流器的运行时间；

5)根据步骤4)中的高频零序电压指令u_xh1，计算得到需要叠加的高频环流指令i_xh2ref；

式中，I_m为换流器输出电流幅值，为功率因数角；

6)对换流器上、下桥臂电流i_xp、i_xn求和后乘以0.5，获得x相桥臂环流i_xcir，桥臂环流i_xcir经过G₁(s)信号处理后，获得x相桥臂环流的直流分量I_xcir，将桥臂环流i_xcir与其直流分量I_xcir相减得到x相桥臂环流的交流分量i_xh2，该交流分量i_xh2与所述高频环流指令i_xh2ref作差后的差值经过G₂(s)信号处理，得到叠加在换流器上、下桥臂的高频环流控制电压u_xh2；x＝a、b、c；

7)所述换流器直流侧电压U_d与所述基波输出电压参考值u_xoref作差后，所述差值减去三次零序电压u_x3和高频零序电压u_xh1后，所得结果乘以0.5，获得换流器上桥臂输出电压u_xp，将u_xp与高频环流控制电压u_xh2相加得到换流器上桥臂输出电压参考值u_xpref，将u_xpref除以直流侧电压U_d后获得换流器上桥臂投入系数n_xp，同理得到下桥臂投入系数n_xn；

8)将步骤7)中得到的换流器上、下桥臂投入系数n_xp与n_xn进行载波移相调制后，得到换流器上、下桥臂各功率开关的开关状态S_xj。

2、根据权利要求1所述的基于谐振滤波电路的模块化多电平换流器低频控制方法，其特征在于，所述步骤2)中，滤波电感L_f、滤波电容C_f与桥臂电感L_arm满足下式约束：

$\left\{\begin{array}{c}{L}_f{C}_f=\frac{1}{8{\mathrm{\ω}}_0^2}\\ L_{\mathrm{arm}}=\frac{{4L}_f}{n^2-4}\end{array}\right..$

所述步骤3)中，三次零序电压控制模式SW的取值与高频零序电压调制度的取值如下：

$\left\{\begin{array}{cc}\mathrm{SW}=1,k=1.1-m& m\&GreaterEqual;0.5\\ \mathrm{SW}=0,k=1.0-m& m<0.5\end{array}\right.;$

式中，k为高频零序电压调制度。

所述步骤6)中，G₁(s)与G₂(s)分别为二阶低通滤波器与比例谐振控制器：

$G_1\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\&omega;}}_0^2}{{25s}^2+7{\mathrm{\&omega;}}_{0}s+{\mathrm{\&omega;}}_0^2},$ $G_2\left(s\right)=K_p+\frac{K_{i}s}{s^2+{\left({\mathrm{n\&omega;}}_0\right)}^2}.$

与现有技术相比，本发明所具有的有益效果为：本发明设计的谐振滤波电路通过并联谐振方式，有效抑制桥臂环流中的二倍频环流；同时使工作在高频串联谐振状态的相间等效阻抗最小，在高频环流指令幅值相同时，桥臂上的高频环流控制电压最小，有利于各相直流侧电压的稳定；本发明提供的三次零序电压叠加备选方法，在系统基波调制度较高时，有效减小所需叠加高频环流指令的幅值，同时避免系统过调制；本发明能有效降低系统在低频工况下的电压波动，大幅度减小子模块电容电压的波动，同时抑制二倍频环流，降低系统损耗。

附图说明

图1为基于谐振滤波电路的MMC结构图；

图2为MMC子模块电容电压波动分析图；

图3为基于谐振滤波电路的MMC单相环流模型；

图4为有无谐振滤波电路的MMC三相环流模型；

图5为基于谐振滤波电路的MMC低频控制示意图；

图6为加入低频控制前后子模块电容电压波动示意图；

图7为加入低频控制前后高频环流控制电压示意图。

具体实施方式

本发明的方法包含谐振滤波电路参数设计与基于谐振滤波电路的低频控制两个部分，以下结合附图分别介绍这两个部分。

1、谐振滤波电路参数设计：

附图3为基于谐振滤波电路的MMC单相环流模型，建立KVL与KCL方程可得：

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{cir}}=2i_{\mathrm{cir}}{Z}_{\mathrm{arm}}+u_f\\ u_f=i_{\mathrm{fc}}{Z}_{\mathrm{fc}}=2i_{\mathrm{fl}}{Z}_{\mathrm{fl}}\\ i_{\mathrm{cir}}=i_{\mathrm{fc}}+i_{\mathrm{fl}}\end{array}\right.---\left(1\right)$

其中u_cir为子模块电压波动通过调制反映在桥臂上的二倍频及其频次以上的环流电压，Z_arm为桥臂阻抗，由桥臂电感与桥臂等效电阻构成，可表示为Z_fc为滤波电容容抗值，表示为Z_fl为滤波电感感抗值，表示为其中ω₀为基波频率。

对式(1)求解可得

$i_{\mathrm{cir}}=\frac{u_{\mathrm{cir}}}{{2Z}_{\mathrm{arm}}+\frac{{2Z}_{\mathrm{fc}}{Z}_{\mathrm{fl}}}{Z_{\mathrm{fc}}+{2Z}_{\mathrm{fl}}}}---\left(2\right)$

可得相间等效阻抗Z_brige即为

$Z_{\mathrm{brige}}=2Z_{\mathrm{arm}}+\frac{{2Z}_{\mathrm{fc}}{Z}_{\mathrm{fl}}}{Z_{\mathrm{fc}}+2Z_{\mathrm{fl}}}=2R_{\mathrm{arm}}+j2n{\mathrm{\&omega;}}_0{L}_{\mathrm{arm}}+\frac{2\mathrm{jn}{\mathrm{\&omega;}}_0{L}_f\frac{1}{\mathrm{jn}{\mathrm{\&omega;}}_0{C}_f}}{2\mathrm{jn}{\mathrm{\&omega;}}_0{L}_f+\frac{1}{\mathrm{jn}{\mathrm{\&omega;}}_0{C}_f}}---\left(3\right)$

滤波电容与滤波电感产生并联谐振时，使得相间等效阻抗Z_brige在二倍频频率(n＝2)处，取值无穷大，则二倍频环流能够得到完全抑制，此时

$L_f{C}_f=\frac{1}{8{\mathrm{\&omega;}}_0^2}---\left(4\right)$

当桥臂阻抗、滤波电容以及滤波电感发生串联谐振时，相间等效阻抗最小，有

$j2n{\mathrm{\&omega;}}_0{L}_{\mathrm{arm}}+\frac{2\mathrm{jn}{\mathrm{\&omega;}}_0{L}_f}{1-n^2{\mathrm{\&omega;}}_0^2{L}_f{C}_f}=0---\left(5\right)$

结合式(4)，且桥臂电感L_arm>0，则定有n>2，从而可得桥臂电感为

$L_{\mathrm{arm}}=\frac{{4L}_f}{n^2-4}---\left(6\right)$

按照式(4)与式(6)的约束进行参数设计，可使加入LC电路进行二倍频滤波后，相间等效阻抗除了存在二倍频处的并联谐振外，还存在高于二倍频的高频串联谐振。串联谐振发生时，桥臂中只有桥臂电阻承受该次谐波环流电压，易在该次频率处产生很大的谐波环流电流，从而使叠加高频环流进行子模块电容电压的波动抑制的方法变得实用。

2、基于谐振滤波电路的低频控制方法：

不考虑系统损耗时，交直流侧功率相等，则可得描述系统状态表达式如下：

其中，u_xo为输出电压，i_xo为输出电流，I_xcir为桥臂环流的直流分量，m为基波调制度，I_m为输出电流幅值，为功率因数角。

叠加高频调制中，一般所叠加的频率要较高于基波频率，才能起到较理想的效果。由于主电路采用了二倍频滤波电路，则环流中不含二倍频分量。设叠加的高频零序电压u_xh1、高频环流i_xh2分别为

$\left\{\begin{array}{c}{u}_{\mathrm{xh}1}=\left({\mathrm{kU}}_d\sin {\mathrm{\&omega;}}_{h1}t\right)/2\\ i_{\mathrm{xh}2}=I_{\mathrm{hm}}\cos ({\mathrm{\&omega;}}_{h2}t+\mathrm{\&beta;})\end{array}\right.---\left(8\right)$

其中，k为高频零序电压的调制度，U_d为直流侧电压，ω_h1为高频零序电压的角频率，I_hm为高频环流的幅值，ω_h2为高频环流的角频率，β为高频环流的初相角，则上、下桥臂的投入系数n_xp、n_xn和桥臂电流i_xp、i_xn为

$\left\{\begin{array}{c}{n}_{\mathrm{xp}}=(1-m\sin {\mathrm{\&omega;}}_{0}t-k\sin {\mathrm{\&omega;}}_{h1}t)/2\\ n_{\mathrm{xn}}=(1+m\sin {\mathrm{\&omega;}}_{0}t+k\sin {\mathrm{\&omega;}}_{h1}t)/2\end{array}\right.---\left(9\right)$

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{xp}}=I_{\mathrm{xcir}}+\frac{1}{2}{i}_{\mathrm{xo}}+i_{\mathrm{xh}2}\\ i_{\mathrm{xn}}=I_{\mathrm{xcir}}-\frac{1}{2}{i}_{\mathrm{xo}}+i_{\mathrm{xh}2}\end{array}\right.---\left(10\right)$

则流经上、下桥臂电容的电流为

$\left\{\begin{array}{c}{i}_{\mathrm{cp}}=n_{\mathrm{xp}}{i}_{\mathrm{xp}}=P_1+P_2-P_{3h1}+P_{3h2}-P_{3h3}-P_{3h4}-P_{4a}-P_{4b}\\ i_{\mathrm{cn}}=n_{\mathrm{xn}}{i}_{\mathrm{xn}}=-P_1+P_2+P_{3h1}+P_{3h2}-P_{3h3}+P_{3h4}+P_{4a}+P_{4b}\end{array}\right.---\left(11\right)$

其中各项具体表达式如式(12)，由于所叠加的高频频率通常远高于基频，则P₁中只含基频分量，P₂中只含二倍频分量，P₃中只含高频分量，P_4a只含高频分量，而P_4b中的成分与所叠加的高频零序电压、高频环流频率之差相关。对P₁进行整理如式(13)。

只有当P_4b与P₁相等时，才能完全消除基频分量P₁引起的电压波动。容易看出通过叠加相同频率的高频零序电压与高频环流的方法，不能达到消除基频波动的目的，只能通过高频的电压波动来小幅度减小基频电压波动，没有从根本上抵消引起电容电压波动的基频电流。要想完全抑制基频电压波动，需使

P₁＝P_4b(14)

整理可得

解方程组得

为抑制子模块电容的基频电压波动，所叠加的高频环流幅值与输出电流幅值、基波调制度及功率因数相关，其取值在基波调制度本身较高的情况下，可能高于输出电流幅值，这样在附图4左图所示无主电路滤波谐振电路中，需要在上、下桥臂输出电压之和中产生一个幅值很大的高频环流电压，才能达到所需要的高频环流，如式(17)。在MMC桥臂电感很大且高频环流频率较高的情况下，高频环流电压指令过大可能造成直流侧电压剧烈波动，甚至使系统失稳。利用所设计的谐振滤波电路，不仅可以消除相间的二倍频环流，还可以使相间等效阻抗最小，只为桥臂等效电阻值，如附图4右图所示，可以大幅降低所需产生高频环流的高频电压指令，如式(18)。

u_xh＝2i_xcir(R+jnωL)(17)

u_xh＝2i_xcirR(18)

采用谐振滤波电路的方法可以在产生相同幅值大小的高频环流的前提下，大幅减小相间阻抗上的高频压降。值得注意的是：叠加的高频环流会增大桥臂电流，当高频环流过大时甚至造成换流阀过流；叠加的高频零序电压增大了系统的总调制度，当高频零序电压过高时，会造成系统过调制。在此，提供一种备选方案，为减小高频环流的幅值，在调制中叠加三次零序电压，以增大所叠加的高频零序电压指令，从而避免系统过调制，所叠加的三次零序电压如式(19)所示。

u_x3＝(0.15U_dsin3ω₀t)/2(19)

三次零序电压叠加与否取决于对基波调制度m大小的判断，来得到三次零序电压控制模式SW的取值，具体见下式：

$\left\{\begin{array}{cc}\mathrm{SW}=1,k=1.1-m& m\&GreaterEqual;0.5\\ \mathrm{SW}=0,k=1.0-m& m<0.5\end{array}\right.---\left(20\right)$

当SW＝1时，叠加的高频零序电压和高频环流指令信号，如下式：

当SW＝0时，叠加的高频零序电压和高频环流指令信号，如下式：

附图5为基于谐振滤波电路的MMC低频控制示意图，所叠加的高频零序电压和高频环流的指令信号可由式(21)或(22)直接求得。对上、下桥臂电流i_xp、i_xn求和后乘以0.5获得x相桥臂环流i_xcir，桥臂环流i_xcir经过G₁(s)信号处理后，获得x相桥臂环流的直流分量I_xcir，桥臂环流i_xcir与其直流分量I_xcir相减得到x相桥臂环流的交流分量i_xh2，该交流分量i_xh2与所述高频环流指令i_xh2ref作差后的差值经过G₂(s)信号处理，即可得到叠加在上、下桥臂的高频环流控制电压u_xh2，所述信号处理方式G₁(s)与G₂(s)分别为二阶低通滤波器与比例谐振控制器，如式(23)与(24)所示。

$G_1\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\&omega;}}_0^2}{{25s}^2+7{\mathrm{\&omega;}}_{0}s+{\mathrm{\&omega;}}_0^2}---\left(23\right)$

$G_2\left(s\right)=K_p+\frac{K_{i}s}{s^2+{\left({\mathrm{n\&omega;}}_0\right)}^2}---\left(24\right)$

文献“比例谐振控制器在MMC-HVDC控制中的仿真研究”中给出了基于比例谐振控制的MMC基波输出电压参考u_xoref的获得方法，所述换流器直流侧电压U_d与所述基波输出电压参考值u_xoref作差，所述差值减去三次零序电压u_x3和高频零序电压u_xh1后，所得结果乘以0.5，获得换流器上桥臂输出电压u_xp，将u_xp与高频环流控制电压u_xh2相加得到换流器上桥臂输出电压参考值u_xpref，将u_xpref除以直流侧电压U_d后获得换流器上桥臂投入系数n_xp，将投入系数n_xp送入载波移相调制控制系统后，即可得到上桥臂各功率开关灯开关状态S_xj，下桥臂的指令获取与上桥臂同理。

附图6为t₁时刻加入低频控制前后子模块电容电压波动波形，可以看出加入所述低频控制后，子模块电容电压由低频波动转化为高频波动，且波动程度降低45％，证明低频控制的有效性。附图7为加入低频控制前后高频环流控制电压示意图，可见所加入的低频控制使得上、下桥臂电压之和的波动有所增大，但增大程度相比于无谐振滤波电路来说，对系统直流侧影响很小，在系统参数相同情况下，有谐振滤波电路与无谐振滤波电路的高频环流控制电压分别为78.2V与4295V，说明采用谐振滤波电路能有效减小高频环流控制电压，有利于系统直流侧电压的稳定。

Claims (4)

1.一种基于谐振滤波电路的模块化多电平换流器低频控制方法，谐振滤波电路包括两个滤波电感、一个滤波电容，两个滤波电感串联后与所述滤波电容并联，两个滤波电感互相连接的一端接交流侧，两个滤波电感与滤波电容相连接的一端分别接换流器上、下桥臂的桥臂电感；其特征在于，包括以下步骤：

1)设定谐振滤波电路并联谐振频率为2ω₀、串联谐振频率为nω₀，其中5≤n≤20，ω₀为换流器低频运行的基波频率；

2)根据步骤1)中的并联谐振频率与串联谐振频率，设计谐振滤波电路参数；

3)对基波调制度m大小进行判断，设定三次零序电压控制模式SW的取值与高频零序电压调制度的取值；

4)根据步骤3)中SW的取值，计算得到需要叠加的高频零序电压指令u_xh1；

$\left\{\begin{array}{cc}{u}_{xh1}=\frac{(1.0-m)U_d\sin \&lsqb;(n+1){\mathrm{\&omega;}}_{0}t\&rsqb;}{2},& SW=0\\ u_{xh1}=\frac{(1.1-m)U_d\sin \&lsqb;(n+1){\mathrm{\&omega;}}_{0}t\&rsqb;}{2},& SW=1\end{array}\right.;$

式中，U_d为换流器直流侧电压；t为换流器的运行时间；

5)根据步骤4)中的高频零序电压指令u_xh1，计算得到需要叠加的高频环流指令i_xh2ref；

式中，I_m为换流器输出电流幅值，为功率因数角；

6)对换流器上、下桥臂电流i_xp、i_xn求和后乘以0.5，获得x相桥臂环流i_xcir，桥臂环流i_xcir经过G₁(s)信号处理后，获得x相桥臂环流的直流分量I_xcir，将桥臂环流i_xcir与其直流分量I_xcir相减得到x相桥臂环流的交流分量i_xh2，该交流分量i_xh2与所述高频环流指令i_xh2ref作差后的差值经过G₂(s)信号处理，得到叠加在换流器上、下桥臂的高频环流控制电压u_xh2；x＝a、b、c；

7)所述换流器直流侧电压U_d与所述基波输出电压参考值u_xoref作差后，所述差值减去三次零序电压u_x3和高频零序电压u_xh1后，所得结果乘以0.5，获得换流器上桥臂输出电压u_xp，将u_xp与高频环流控制电压u_xh2相加得到换流器上桥臂输出电压参考值u_xpref，将u_xpref除以直流侧电压U_d后获得换流器上桥臂投入系数n_xp，同理得到下桥臂投入系数n_xn；

8)将步骤7)中得到的换流器上、下桥臂投入系数n_xp与n_xn进行载波移相调制后，得到换流器上、下桥臂各功率开关的开关状态S_xj。

2.根据权利要求1所述的基于谐振滤波电路的模块化多电平换流器低频控制方法，其特征在于，所述步骤2)中，滤波电感L_f、滤波电容C_f与桥臂电感L_arm满足下式约束：

$\left\{\begin{array}{c}{L}_f{C}_f=\frac{1}{8{\mathrm{\&omega;}}_0^2}\\ L_{arm}=\frac{4L_f}{n^2-4}\end{array}\right..$

3.根据权利要求2所述的基于谐振滤波电路的模块化多电平换流器低频控制方法，其特征在于，所述步骤3)中，三次零序电压控制模式SW的取值与高频零序电压调制度的取值如下：

$\left\{\begin{array}{ccc}SW=1,& k=1.1-m& m\&GreaterEqual;0.5\\ SW=0,& k=1.0-m& m<0.5\end{array}\right.;$

式中，k为高频零序电压调制度。

4.根据权利要求3所述的基于谐振滤波电路的模块化多电平换流器低频控制方法，其特征在于，所述步骤6)中，G₁(s)与G₂(s)分别为二阶低通滤波器与比例谐振控制器：

$G_1\left(s\right)=\frac{{\mathrm{\&omega;}}_0^2}{25s^2+7{\mathrm{\&omega;}}_{0}s+{\mathrm{\&omega;}}_0^2},G_2\left(s\right)=K_p+\frac{K_{i}s}{s^2+{\left({\mathrm{n\&omega;}}_0\right)}^2};$

其中，K_p为比例项系数；K_i为谐振项系数。