CN104242617A - 一种并网逆变器的lcl滤波器的参数设计方法 - Google Patents

Abstract

本发明提供了一种并网逆变器的LCL滤波器的参数设计方法，该方法是基于桥臂输出电压抑制比的LCL滤波器参数设计方法，在逆变器结构及调制方式确定的基础上，通过选取谐振频率和逆变器开关频率处的谐波衰减比例系数，完成对LCL保证对滤波性能的要求；同时通过优化设计使得滤波电感和滤波电容取值最小，设计方法直观实效，省去了反复试凑的步骤，简单快捷。

Description

一种并网逆变器的LCL滤波器的参数设计方法

技术领域

本发明属于并网逆变器技术领域，具体涉及一种并网逆变器的LCL滤波器的参数设计方法。

背景技术

随着新能源的开发和利用，并网逆变器受到研究人员的广泛关注。为使并网逆变器的入网电流满足相关分布式发电标准要求，通常在并网时加入无源滤波器，以抑制高频谐波，提高电能质量。由于LCL滤波器具有较好的高频抑制能力，因为LCL滤波器的设计关系到输出电流质量、控制系统设计及成本等因素。传统LCL滤波器参数设计方法需要反复迭代试凑才能达到设计要求。

发明内容

发明目的：针对上述现有技术，提出一种并网逆变器的LCL滤波器的参数设计方法，在适用于单相或三相逆变器的基于桥臂输出电压抑制比的LCL滤波器参数设计时，无须反复迭代试凑的步骤，简单快捷。

技术方案：一种并网逆变器的LCL滤波器的参数设计方法，包括如下步骤：

(1)，给定逆变器结构及逆变器开关频率ω_sw；

(2)，选取谐振频率ω_r，满足10ω_g≤ω_r≤0.2ω_sw；其中ω_g为电网基波频率；

(3)，计算逆变器输出电压在开关频率处分量的有效值U_inv(ω_sw)；

(4)，计算开关频率处的电网最大电流谐波有效值I_g(ω_sw)；

(5)，根据所述U_inv(ω_sw)、I_g(ω_sw)确定LCL滤波器在开关频率处的衰减比例A；

(6)，根据所述开关频率ω_sw、谐振频率ω_r和衰减系数A，计算总电感值L：

$L=\frac{{\mathrm{\ω}}_r^2}{A{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sw}}^3};$

(7)，计算满足逆变侧电压纹波要求的最小逆变侧电感值L_1min和最小电感比例系数α_min；其中：

$L_{1\min }=\frac{E_d{T}_{\mathrm{sw}}}{4{\mathrm{\Δi}}_{L1\max }}$

${\mathrm{\α}}_{\min }=\frac{L_{1\min }}{L}$

式中，E_d为逆变器输入的直流电压，T_sw为逆变器开关周期，Δi_L1max为逆变侧纹波电流允许的最大值；

(8)，计算逆变侧滤波电感L₁、网侧滤波电感L₂和滤波电容C：

当α_min≤0.5，选取 $L_1=L_2=\frac{{\mathrm{\ω}}_r^2}{2A{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sw}}^3},$ 则滤波电容 $C=\frac{4A{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sw}}^3}{{\mathrm{\ω}}_r^4};$ 当α_min＞0.5，选取 $L_1={\mathrm{\α}}_{\min }=\frac{{\mathrm{\ω}}_r^2}{A{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sw}}^3},L_2=L-\frac{{\mathrm{\ω}}_r^2}{A{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sw}}^3},$ 则滤波电容 $C=\frac{1}{{\mathrm{\α}}_{\min }(1-{\mathrm{\α}}_{\min })}\frac{A{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sw}}^3}{{\mathrm{\ω}}_r^4}.$

进一步的，所述步骤(3)中，首先使用电路仿真软件搭建逆变器的仿真模型，由仿真结果得到逆变器输出电压在开关频率处的分量的有效值U_inv(ω_sw)。

有益效果：本发明提供了一种并网逆变器的LCL滤波器的参数设计方法，该方法是基于桥臂输出电压抑制比的LCL滤波器参数设计方法，在逆变器结构及调制方式确定的基础上，通过选取谐振频率和逆变器开关频率处的谐波衰减比例系数，完成LCL滤波器参数设计，满足滤波性能的要求；同时通过优化设计使得滤波电感和滤波电容取值最小，设计方法直观实效，省去了反复试凑的步骤，简单快捷。

附图说明

图1为本发明所涉及的LCL滤波器的基本电路结构图；

图2为本发明提出的LCL滤波器参数设计方法流程图；

图3为本发明中LCL滤波器随谐振频率变化的幅频曲线图；

图4为本发明中LCL滤波器的低频增益随谐振频率变化的曲线图；

图5为LCL滤波器电容取值随电感比例系数变化的曲线及电感比例系数能取得的最小值位于虚线左侧的情况图；

图6为LCL滤波器电容取值随电感比例系数变化的曲线及电感比例系数能取得的最小值位于虚线右侧的情况图。

具体实施方式

下面结合附图对本发明做更进一步的解释。

如图1所示给出了LCL滤波器基本结构图，L₁为逆变侧滤波电感，L₂为网侧滤波电感，C为滤波电容，U_inv为逆变器输出电压，I_g为网侧电流，LCL滤波器接在逆变器与电网之间，其电感、电容参数设计流程如图2所示。

下面进一步说明本发明所涉及的基于桥臂输出电压抑制比的LCL滤波器参数设计方法，包括如下步骤：

(1)，给定逆变器结构及逆变器开关频率ω_sw；

(2)，选取谐振频率ω_r：谐振频率的选取范围为：

10ω_g≤ω_r≤0.2ω_sw  式(1)

式(1)中ω_g为电网基波频率。根据图3所示的谐振频率从曲线1到曲线3逐渐增大过程中的LCL滤波器的波特图和图4所示的LCL滤波器的低频增益随谐振频率变化曲线，选取的谐振频率越大，滤波器的带宽越大，从而使得控制系统的带宽越大，动态响应越快，但滤波器对高频开关谐波的抑制能力减弱，低频增益降低，因此谐具体振频率的选取应根据控制系统的要求来设计。

由图1所示的LCL滤波器基本结构图，可以推导出网侧电流I_g至逆变器输出电压U_inv的传递函数：

$G\left(s\right)=\frac{I_g}{U_{\mathrm{inv}}}=\frac{1}{L_1{L}_2{\mathrm{Cs}}^3+(L_1+L_2)s}$   式(2)

其谐振频率ω_r可表示为：

${\mathrm{\ω}}_r=\sqrt{\frac{L_1+L_2}{L_1{L}_{2}C}}$   式(3)

由于谐振频率不影响电感L₁和L₂的比例，因此谐振频率越大，总电感取值越大，滤波电容取值越小，从而提高系统功率因数。综上所述，谐振频率的选取需要综合考虑控制系统性能、开关频率处谐波抑制能力和系统功率因数等方面。

(3)，计算逆变器输出电压在开关频率处分量的有效值U_inv(ω_sw)：

当逆变器的结构确定后，可以找到相应的逆变器的输出电压的解析表达式，由该等式可以求出逆变器输出电压在开关频率出的分量，但这种方法计算较为繁琐，为了设计简便，使用MATLAB/Simulink或PSIM电路仿真软件搭建逆变器的仿真模型，由仿真结果得到逆变器电压在开关频率处的分量的有效值U_inv(ω_sw)。

(4)，计算开关频率处的电网最大电流谐波有效值I_g(ω_sw)：

根据IEEE519中对电流谐波的要求和并网逆变器的额定功率，计算出满足要求的开关频率处最大电流谐波有效值I_g(ω_sw)；其中：

I_g(ω_sw)＝p·I₂  式(4)

式中p为根据IEEE519规定所查到的对应次谐波的允许最大含量，I₂为根据并网逆变器额定功率计算出的额定电流。

IEEE519由表1给出，根据规定可以查到不同电流条件下各次谐波含量的限制值。

表1 IEEE519规定各次谐波限制值

表中：I_sc为公共点最大短路电流，I_L为公共点最大负载电流，h为谐波次数，THD为总谐波含量；

(5)，确定LCL滤波器在开关频率处的衰减比例A：

$A=k\frac{I_g\left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sw}}\right)}{U_{\mathrm{inv}}\left({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sw}}\right)}$   式(5)

其中，I_g(ω_sw)为入网电流在开关频率处的最大电流谐波有效值，U_inv(ω_sw)为逆变器电压在开关频率处的有效值，k为衰减系数且k∈(0,1]，根据开关频率处需要的谐波衰减程度选取k值；k越小，谐波衰减效果越强，滤波器总电感越大；反之，k越大，谐波衰减越弱，滤波器总电感越小；当衰减系数k取1时，滤波电感取最小值。根据逆变器开关频率处入网电流的实际需求，通常衰减系数选为0.45。

(6)，根据所述开关频率ω_sw、谐振频率ω_r和衰减系数A，计算总电感值L：

根据式(2)，忽略谐振频率部分，可近似得到：

$20\lg \left(G({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sw}}\±{\mathrm{\ω}}_g)\right)\≈20\lg \left(\frac{1}{(L_1+L_2){\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sw}}}\right)+40\lg \left(\frac{{\mathrm{\ω}}_r}{{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sw}}}\right)$   式(6)

式中，G(ω)为在频率为ω处的网侧电流I_g与逆变器输出电压U_inv的比值；

化简式(6)得到：

$20\lg \left(A{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sw}}^3\right)=20\lg \left(\frac{{\mathrm{\ω}}_r^2}{L_1+L_2}\right)$   式(7)

由式(3)和式(7)可得到总电感值表达式：

$L=L_1+L_2=\frac{{\mathrm{\ω}}_r^2}{A{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sw}}^3}$   式(8)

其中，L₁、L₂分别是逆变侧电感和网侧电感。

(7)，计算满足逆变侧电压纹波要求的最小逆变侧电感值L_1min和最小电感比例系数α_min：

为抑制高频开关引入的高频电流，规定逆变侧纹波电流Δi_L1的最大值为25％～35％的系统额定电流有效值。

逆变器侧纹波电流Δi_L1可近似表示为：

${\mathrm{\Δi}}_{L1}=\frac{E_d-U_{\mathrm{inv}}}{L_1}\·{\mathrm{DT}}_{\mathrm{sw}}$   式(9)

其中，E_d为逆变器输入的直流母线电压，D为逆变器开关占空比，T_sw为逆变器开关周期。由于有：

U_inv＝DE_d  式(10)

由式(9)和式(10)可以得到：

${\mathrm{\Δi}}_{L1}=\frac{E_d}{L_1}\·{(1-D)\mathrm{DT}}_{\mathrm{sw}}$   式(11)

由式(11)可知，当D＝0.5时，即电网电压过零点时，逆变侧纹波电流Δi_L1取最大值Δi_L1max：

${\mathrm{\Δi}}_{L1\max }=\frac{E_d{T}_{\mathrm{sw}}}{4L_1}$   式(12)

通常逆变侧纹波电流Δi_L1的最大值为20％的系统额定电流，因此最小电感值L_1min可由下式获得：

$L_{1\min }=\frac{E_d{T}_{\mathrm{sw}}}{4{\mathrm{\Δi}}_{L1\max }}=\frac{E_d{T}_{\mathrm{sw}}{U}_g}{4\×0.2\×P_n}$   式(13)

其中，T_sw为逆变器开关周期，U_g为网侧电压有效值，P_n为逆变器额定输出功率，再根据步骤(6)的结果可计算出最小电感比例系数α_min：

${\mathrm{\α}}_{\min }=\frac{L_{1\min }}{L}$   式(14)。

(8)，计算逆变侧滤波电感L₁、网侧滤波电感L₂和滤波电容C：

根据式(3)和式(7)，可以得到滤波电容最小值C_min：

$C=\frac{1}{A{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sw}}^3{L}_1{L}_2}\≥\frac{4}{A{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sw}}^3{(L_1+L_2)}^2}=\frac{4A{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sw}}^3}{{\mathrm{\ω}}_r^4}=C_{\min }$ 式(15)；

由于电感比例系数α：

$\mathrm{\α}=\frac{L_1}{L}$   式(16)

因此在α＝0.5时，滤波电容C取得最小值，但此时电感比例系数α不一定能取0.5，即需要根据α_min确定最小滤波电容。

当α_min≤0.5，如图5所示，选取 $L_1=L_2=\frac{L}{2}=\frac{{\mathrm{\ω}}_r^2}{2A{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sw}}^3},$ 则滤波电容 $C{=C}_{\min }=\frac{4A{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sw}}^3}{{\mathrm{\ω}}_r^4};$ 当α_min＞0.5，选取，如图6所示，选取 $L_1={\mathrm{\α}}_{\min }L={\mathrm{\α}}_{\min }\frac{{\mathrm{\ω}}_r^2}{A{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sw}}^3},L_2=L-L_1=(1-{\mathrm{\α}}_{\min })\frac{{\mathrm{\ω}}_r^2}{A{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sw}}^3},$ 则滤波电容 $C=\frac{1}{{\mathrm{\α}}_{\min }(1-{\mathrm{\α}}_{\min })}\frac{A{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sw}}^3}{{\mathrm{\ω}}_r^4}.$

本发明中给出针对如下设计实例进行LCL滤波器设计：

额定功率为2kW的逆变器，基波频率50Hz，开关频率10kHz，逆变器输入的直流母线电压E_d＝380V，并网电压有效值U_g＝220V。

谐振频率选取1250Hz，满足谐振频率的选取范围，同时在一定程度上保证高频谐波的滤除和系统带宽。

根据步骤(3)得到逆变器电压在开关频率出的分量为U_inv(ω_sw)＝110V。

根据步骤(4)得到开关频率处最大电流谐波有效值I_g(ω_sw)＝0.02A。

根据步骤(5)得到衰减比例A＝0.000056。

根据步骤(6)得到总电感值L＝6mH。

根据步骤(7)得到最小逆变侧电感值L_1min＝3.5mH，最小电感比例系数α_min＝0.58。

根据步骤(8)得到L₁＝3.5mH，L₂＝2.5mH，C＝8μF。

本发明与现有设计方法相比，具有以下优势：

(1)、设计LCL滤波器参数通过优先选择谐振频率一次设计完成，无需通过重复设计即可得设计出的滤波器满足谐振频率和谐振抑制标准这两项硬性指标。

(2)、在保证逆变侧滤波电感最小的情况下，设计出最小的滤波电容，即满足滤波要求的前提下，使滤波器的取值最小，减小滤波器成本。

(3)、LCL考虑到各滤波元件的取值要求，具有较好的高频抑制效果，容性无功功率。

以上所述仅是本发明的优选实施方式，应当指出，对于本技术领域的普通技术人员来说，在不脱离本发明原理的前提下，还可以做出若干改进和润饰，这些改进和润饰也应视为本发明的保护范围。

Claims (2)

1.一种并网逆变器的LCL滤波器的参数设计方法，其特征在于，包括如下步骤：

(1)，给定逆变器结构及逆变器开关频率ω_sw；

(2)，选取谐振频率ω_r，满足10ω_g≤ω_r≤0.2ω_sw；其中ω_g为电网基波频率；

(3)，计算逆变器输出电压在开关频率处分量的有效值U_inv(ω_sw)；

(4)，计算开关频率处的电网最大电流谐波有效值I_g(ω_sw)；

(5)，根据所述U_inv(ω_sw)、I_g(ω_sw)确定LCL滤波器在开关频率处的衰减比例A；

(6)，根据所述开关频率ω_sw、谐振频率ω_r和衰减系数A，计算总电感值L：

$L=\frac{{\mathrm{\ω}}_r^2}{A{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sw}}^3};$

(7)，计算满足逆变侧电压纹波要求的最小逆变侧电感值L_1min和最小电感比例系数α_min；其中：

$L_{1\min }=\frac{E_d{T}_{\mathrm{sw}}}{4{\mathrm{\Δi}}_{L1\max }}$

${\mathrm{\α}}_{\min }=\frac{L_{1\min }}{L}$

式中，E_d为逆变器输入的直流电压，T_sw为逆变器开关周期，Δi_L1max为逆变侧纹波电流允许的最大值；

(8)，计算逆变侧滤波电感L₁、网侧滤波电感L₂和滤波电容C：

当α_min≤0.5，选取 $L_1=L_2=\frac{{\mathrm{\ω}}_r^2}{2A{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sw}}^3},$ 则滤波电容 $C=\frac{4A{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sw}}^3}{{\mathrm{\ω}}_r^4};$ 当α_min＞0.5，选取 $L_1={\mathrm{\α}}_{\min }=\frac{{\mathrm{\ω}}_r^2}{A{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sw}}^3},L_2=L-\frac{{\mathrm{\ω}}_r^2}{A{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sw}}^3},$ 则滤波电容 $C=\frac{1}{{\mathrm{\α}}_{\min }(1-{\mathrm{\α}}_{\min })}\frac{A{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{sw}}^3}{{\mathrm{\ω}}_r^4}.$

2.根据权利要求1所述的一种并网逆变器的LCL滤波器的参数设计方法，其特征在于，所述步骤(3)中，首先使用电路仿真软件搭建逆变器的仿真模型，由仿真结果得到逆变器输出电压在开关频率处的分量的有效值U_inv(ω_sw)。