WO2013023981A1 - Verfahren und vorrichtung zum betreiben einer umrichterschaltung - Google Patents

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WO2013023981A1
WO2013023981A1 PCT/EP2012/065566 EP2012065566W WO2013023981A1 WO 2013023981 A1 WO2013023981 A1 WO 2013023981A1 EP 2012065566 W EP2012065566 W EP 2012065566W WO 2013023981 A1 WO2013023981 A1 WO 2013023981A1
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output
input
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converter
phase voltages
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PCT/EP2012/065566
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Arthur Korn
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Abb Technology Ag
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
    • H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M5/275—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M5/297—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal for conversion of frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M7/483—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels
    • H02M7/4835—Converters with outputs that each can have more than two voltages levels comprising two or more cells, each including a switchable capacitor, the capacitors having a nominal charge voltage which corresponds to a given fraction of the input voltage, and the capacitors being selectively connected in series to determine the instantaneous output voltage

Definitions

  • the invention generally relates to converters, in particular cycloconverters, in which an electrical variable can be converted into another electrical variable without the generation of a DC link voltage.
  • Direct drives have advantages in particular for operating drives since, in some applications, they can drive higher currents at the same cost than indirect converters.
  • indirect converters in which a conversion of an AC voltage of a certain frequency is made in an AC voltage of another frequency by generating a DC link voltage
  • direct converters an input-side AC voltage is converted directly into an output AC voltage.
  • Such converters have converter branches which connect each input-side phase line to an output-side phase line.
  • Each of the inverter branches has a series circuit comprising a choke and one or more switching cells formed as two poles, which switch via an half-bridge or full-bridge circuit an energy storage, such as a switching cell capacitor in the Umrichterzweig or separate from this.
  • the control of the converter takes place such that no voltage is applied to the terminals of the switching cells or the voltage of the energy store drops, ie the voltage of the switching cell capacitor in a half-bridge circuit or the non-inverted or inverted voltage of the switching cell capacitor in a full-bridge circuit.
  • One Such direct converter is known for example from the document WO 03/090331 or from US 201 1/0075465 A1.
  • the above converter circuit is operated such that a pure AC voltage and an AC current are provided at the output terminal.
  • the output voltage is generated by suitably driving the switching cells by means of the input voltages and the switching cell voltages provided by the switching cell capacitors.
  • the switching cells are generally operated so that the voltage in the switching cell capacitors remains as constant as possible and has only a predetermined fluctuation range.
  • the switching cell capacitors are designed so that the voltage ripple on the capacitive energy storage for a given maximum current at the output terminal and a given frequency of this current remains within a predetermined fluctuation range. If a smaller frequency is desired than the one used in the dimensioning, the voltage ripple usually increases.
  • US Pat. No. 6,900,998 B2 discloses a three-to-three-phase cycloconverter which has converter branches without chokes. A control method is provided that assumes the task of avoiding internal transient currents.
  • US 2004/0022081 A1 specifies a generic method for operating a converter circuit for converting multiphase input-side phase voltages and multiphase input-side phase currents into multiphase output-side phase voltages and multiphase output-side phase currents.
  • a common direct converter is disclosed in US 2002/0079706 A1. Presentation of the invention
  • a method of operating a converter circuit for converting multiphase input side phase voltages and multiphase input side phase currents into multiphase output side phase voltages and multiphase output side phase currents wherein the inverter circuit each comprises a converter branch between an input side phase and an output side phase, wherein the inverter branches each having one or more than two pole formed switching cells with an energy storage for selective connection in the converter branch.
  • the method comprises the following steps:
  • Control of the converter branches according to a specification of an output frequency of the output-side phase voltages and the output-side phase currents according to a first mode of operation
  • the specification of the output frequency in a predetermined frequency range is an input frequency of the input side phase voltages and polyphase input side phase currents, driving the Umrichterzweige according to a second mode such that a fluctuation of the energy stored in one or more of the energy storage of Umrichterzweige is reduced from the first mode, such that the output side phase voltages have a predetermined periodic common mode voltage whose frequency deviates from the output frequency, and such that additional current flows are caused in the converter branches located at the input side and output side phases cancel each other out.
  • An idea of the above method of operating a cyclo-converter is to provide different modes of the cyclo-converter depending on whether the desired output frequency of the cyclo-converter is equal to the input frequency or within a predetermined range around the input frequency or not.
  • the case occurs in the switching cells of the direct converter that the energy stored in the switching cells and thus the switching cell voltages provided in the energy stores fluctuate greatly.
  • the second mode of operation therefore provides for setting an electrical variable which is independent of the frequency on the output side of the cyclo-converter so that the fluctuation of the energy stored in the energy stores of a converter branch is minimized.
  • the second mode of operation provides for driving the converter branches such that the output-side phase voltages have a predetermined periodic common-mode voltage whose frequency deviates from the output frequency, and that additional current flows are effected in the converter branches that mutually overlap one another at the input-side and output-side phases cancel.
  • the converter branches can be controlled in the first operating mode to set predetermined output-side phase voltages and predetermined output-side phase currents, the converter branches being controlled in the second operating mode to set at least one of the output-side phase voltages such that they correspond to at least one of the input-side Phase voltages corresponds to or in a predetermined range of values to one of the input side phase voltages.
  • the inverter branches may be driven to set the input side reactive power to a reactive power corresponding to the output side reactive power or within a predetermined value range around the output side reactive power.
  • the converter branches in the second operating mode, can be controlled to set the output-side reactive power to a reactive power which corresponds to the input-side reactive power or lies in a predetermined value range around the input-side reactive power.
  • an inverter for converting multiphase input-side phase voltages and multiphase input-side phase currents into multiphase ones output side phase voltages and multi-phase output side phase currents provided.
  • the inverter includes:
  • a converter circuit which in each case has a converter branch between an input-side phase and an output-side phase, wherein the converter branches each have one or more switching cells designed as two-pole having an energy store for selective connection into the converter branch, and
  • the inverter branches (41) In order to determine that the specification of the output frequency in a predetermined frequency range to an input frequency of the input side phase voltages (Uu, U v , U w ) and multi-phase input side phase currents (lu, lv, lw), the inverter branches (41) according to a second Such that a fluctuation range of the energy stored in one or more of the energy stores (45) of the inverter branches (41) is reduced compared to the first mode, such that the output-side phase voltages (UR, US, UT) a have predetermined periodic common-mode voltage whose frequency deviates from the output frequency, and such that additional current flows are effected in the converter branches (41) which cancel each other at the input-side and output-side phases (U, V, W; R, S, T) ,
  • control unit may be configured such that in the first operating mode the converter branches are controlled to set the output-side phases to predetermined output-side phase voltages and predetermined output-side phase currents, and that in the second operating mode the converter branches are driven to at least one of the output-side phase voltages to set that it corresponds to at least one of the input-side phase voltages or in a predetermined range of values around the one of the input-side phase voltages.
  • control unit may be configured such that in the second operating mode the converter branches are controlled in order to set the input-side reactive power to a reactive power which corresponds to the output-side reactive power or lies in a predetermined value range around the output-side reactive power.
  • control unit may be configured such that in the second operating mode the converter branches are controlled in order to set the input-side reactive power to a reactive power which corresponds to the output-side reactive power or lies in a predetermined value range around the output-side reactive power.
  • the controller being configured to provide output side phase voltages and output side phase currents to the inverter circuit at a particular output frequency for operating the load at a particular operating point.
  • the arrangement may be designed and, in the second mode of operation, to change the operating point of the load such that the same power or an equal effect in the load is achieved when output-side phase voltages are applied to the load which is applied to the input side Correspond to phase voltages.
  • control unit may be designed to operate the converter circuit such that in the second operating mode the input-side reactive power corresponds to the reactive power predetermined by the load. It can be provided that the control unit is designed to operate the converter circuit in such a way that in the second operating mode the input-side and output-side reactive power corresponds to a required reactive power, in particular reactive power demanded by the supply network.
  • the load may correspond to an electric machine.
  • the electrical machine can be designed for a frequency of an electrical input change quantity of the supply network, so that the electrical machine is operated with phase voltages which correspond to the input-side phase voltages of the supply network.
  • Figure 1 is a schematic representation of an arrangement with a direct converter and a load
  • Figure 2 is a schematic representation of a switching cell for the cycloconverter of
  • FIG. 1; FIG. 3 shows a flowchart for illustrating a method for operating the converter in the arrangement of FIG. 1.
  • FIG. 1 shows an arrangement 1 for operating a polyphase load 2 on a supply network 3 by means of an inverter 4.
  • the polyphase load 2 is designed as a three-phase load, such as a three-phase synchronous machine.
  • possible other loads need not be limited to three phases, but two-phase or more than three-phase loads may be provided.
  • a generator may be provided which provides electrical energy for feeding into the supply network 3.
  • the supply network 3 is used to provide a multi-phase current. Like the load 2, the supply network 3 may have three or only two or more than three phases.
  • the converter 4 has a topology which corresponds to that of a cyclo-converter, i. H. Without the generation of a DC link voltage, the converter 4 generates an output-side electrical variable from an input-side variable.
  • the inverter 4 has three input-side phases U, V, W for providing or accepting input-side phase voltages and phase currents and three output-side phases R, S, T for providing output-side phase voltages and phase currents.
  • phase voltages herein is meant the phase-to-phase voltages.
  • the input-side phase voltages have the same amplitudes, wherein the same phase voltages are also referred to as input voltage.
  • the output-side phase voltages have the same amplitudes, wherein the same output-side phase voltages are also referred to as output voltage.
  • the converter 4 converter branches 41 which are each arranged between one of the input-side phases U, V, W and one of the output-side phases R, S, T.
  • nine converter branches 41 are therefore provided.
  • the inverter branches 41 each have one or more series-connected two-pole switching cells 42, which are designed substantially identical. In FIG. 1, only one switching cell 42 per converter branch 41 is shown for a clearer illustration.
  • a branch inductance 46 is provided in each converter branch 41 in series with the switching cells 42.
  • the branch inductance 46 is the same size for all converter branches 41 of the converter 4.
  • Each switching cell 42 has two inverter circuits 43, connected in parallel with each other, each having two series-connected, controllable, bidirectional power semiconductor switches 44 with controlled unidirectional current-carrying direction and a capacitive energy store 45 connected in parallel with the inverter circuits 43, which may be in the form of a storage capacitor.
  • GTO gate turn-off thyristor
  • IGCT commutated control electrode
  • it is also possible to form a controllable power semiconductor switch 44, for example as a power MOSFET with an additional antiparallel-connected diode or as a bipolar transistor with insulated gate electrode (IGBT integrated gate bipolar transistor) with an additionally antiparallel switched diode.
  • the power semiconductor switches 44 are driven by a control unit 10.
  • the driving of the switching cells 42 in a modular multi-level converter, as represented by the inverter 4, is known in the art and will not be discussed in detail here details of this control.
  • the control is carried out in principle such that the switching cells 42 of the Umrichterzweige 41 are switched, so that between the terminals of the switching cells 42, the capacitive energy storage 45 in a positive or negative polarity (ie non-inverted or inverted) are applied to a positive or output negative energy storage voltage or charge, or be operated in a passive mode.
  • the passive mode the output voltage of the switching cells depends on the current direction.
  • the switching cell 42 then always brings a current through the switching cell 42 counter directed switching cell voltage, so that the energy storage receives energy.
  • Controlled switching of the switching cells 42 in the converter branches 41 can be used for each of the output-side phases R, S, T in accordance with a specification of the output-side electrical variables (frequency, output-side phase voltages, output-side phase currents) from the input-side phase voltages and phase currents in conjunction with the energy storage voltages corresponding switched switching cells 42, a desired phase voltage can be generated.
  • Previous drive methods for the inverter 4 in addition to providing desired output side phase voltages and phase currents at a desired frequency and with a desired power transfer, also pursue a strategy to keep the capacitive energy stores 45 in the switch cells 42 at a constant energy level, as much as possible. H. that the energy stored in each case in the energy stores 45 remains constant on average or that the energy storage voltage which arises over the respective capacitive energy store 45 varies substantially within a predetermined fluctuation range.
  • the control unit 10 applies a strategy known per se, by means of which the capacitive energy stores 45 with alternating polarity are switched into the converter branches 41. This is achieved essentially in that the current flows through each of the switching cells 42 are reversed substantially alternately so as to effect cycles of charge and discharge of the capacitive energy storage 45.
  • the control unit 10 controls the switching cells 42 in accordance with the driving method outlined above to set the electric quantities at the output-side phases R, S, T in accordance with a specification.
  • the default can be provided by a higher-level control of the load 2, which is designed, for example, as an electrical machine.
  • the frequency of the output-side phase voltages and phase currents can be predetermined so that the control unit 10 can operate the converter 4 in accordance with the conversion of the input-side phase voltages into the output-side phase voltages at the predetermined frequency.
  • the energy stored in a switching cell 42 corresponds to the integral of the power of the switching cell 42 at its terminals, neglecting the internal losses.
  • the performance of the Umrichterzweigs 41 corresponds inversely to the product of branch voltage UUR, UUS, UUT, U V R, UVS, UVT, U W R, UWS, UWT and the branch current IUR, lus, IUT, IVR, IVS, IVT, IWR, Iws , IWT for a branch 41 of a cyclo-converter 4, which connects one of the input-side phases U, V, W and one of the output-side phases R, S, T.
  • the power p UR of the converter branch 41 corresponds between the input-side phase U and the output-side phase R:
  • the first two terms have DC and ⁇ - ⁇ components, wherein the DC components extinguish each other.
  • the remaining term Pu / Puvw UJR + PR / PRST u R i u must average 0. Since both systems have the same frequency, the following applies in phasor notation: 'need
  • the power of one of the phases connected to the inverter branch 41 may be slightly different from the other due to the asymmetry. The following applies:
  • the branch service corresponds to:
  • the branch power in synchronous operation will thus assume a mean value of 0.
  • the branch power for a converter branch 41 can assume a value of 0
  • the branch power for a converter branch 41 can assume a value of 0
  • the inverter 4 has the same reactive power to the supply network 3 as to the load 2 and the drive motor and the motor voltage in synchronous operation is about the same as the input side of the supply network 3 provided phase voltages.
  • a positive reactive power of the converter 4 causes the inverter 4 to behave capacitively.
  • a negative reactive power of the inverter 4 causes an inductive behavior.
  • the supply network 3 is preferably not charged with reactive power.
  • the power factor of the utility grid 3 may still become 0 by taking action to make the reactive power on the side of the load 2 to be operated become zero, e.g. B. by the higher-level control in a suitable manner, the excitation of a synchronous machine is controlled or by a reactive power compensation is applied by the motor.
  • measures can be taken on the side of the supply network 3, for example by using a transformer and / or a line inductance with an inductance corresponding to the machine longitudinal inductance.
  • step S1 the load 2 is operated in accordance with a normal operation (first mode).
  • the converter circuit 4 is controlled such that output-side phase voltages and phase currents are set in accordance with desired phase voltages, desired phase currents and their frequency.
  • the information about the desired phase voltages, the desired phase currents and their frequency can be provided, for example, by a load model that simulates the behavior of the load 2 or by the load 2 itself.
  • the activation can be carried out, for example, by firstly setting the activation of the switching cells 42 of the converter branches 41 with respect to the desired phase voltages in accordance with a precontrol, and furthermore carrying out a current regulation for regulating the branch currents in order to obtain the desired phase currents.
  • step S2 it is queried whether the frequency of the desired output-side phase voltages or phase currents corresponds to the frequency of the applied input-side phase voltages or lies within a predetermined value range around the frequency of the applied input-side phase voltages. If this is the case (alternative: yes), so the process continues with step S3. Otherwise (alternative: No), the control of the converter circuit 4 is continued according to step S1.
  • step S3 the converter circuit 4 is operated according to a second mode.
  • the second operating mode provides for setting the output-side phase voltages to the input-side phase voltages. This can be done by setting the output side phase voltages corresponding to the input side phase voltages or so that the output side phase voltages are within a predetermined value range around the input side phase voltages.
  • an electrical machine by means of the converter 4 it is preferably designed to operate at a mains frequency, i. is operated at a frequency of the input side phase voltages, with a nominal voltage corresponding to the mains voltage. In this case, the above-described method step of adjusting the input-side and output-side phase voltages is omitted and the method is continued with step S4.
  • step S4 it is provided to set the input-side reactive powers of the phases U, V, W in accordance with the output-side reactive powers. This can be carried out by setting the input-side reactive powers corresponding to the output-side reactive powers or so that the input-side reactive powers lie within a predetermined value range around the output-side reactive powers.
  • the second mode of operation is maintained as long as the query of step S2 shows that the frequency of the output-side phase voltages corresponds to or approaches the frequency of the input-side phase voltages.
  • the change between the operating modes can be performed abruptly or a smooth transition can be realized.
  • the transition can in this case be made by ramping the phase voltages and / or the reactive powers, if the frequency of the output-side phase voltages has approached the frequency of the input-side phase voltages.
  • the required adaptation of the phase voltages and / or the reactive power can take place with a time profile as soon as the distance between the frequency of the output-side phase voltages and the frequency of the input-side phase voltages falls below a predetermined threshold value.
  • a varying common-mode voltage and circulating currents may be used to compensate for the branch powers deviating from 0 in average.
  • the converter 4 then has to be configured to receive extra currents and voltages in synchronous operation, which would, however, significantly increase the switching capacity, since in synchronous operation it usually corresponds to the intended operating point.
  • a converter branch 41 For the power that is converted in a converter branch 41, the following applies:
  • the common-mode voltage ⁇ cm and the circular branch currents I C XY (X e ⁇ U, V, W ⁇ and Ye ⁇ R, S, T ⁇ ) are introduced to make all branch powers average 0, even in synchronous operation.
  • the instantaneous power u cm icXY can be used for the compensation.
  • I C XY becomes infinite at the zero crossings of ⁇ cm .
  • Zero crossings can therefore either be masked (suitable for square waves u cm, which jump directly from their positive to their negative value) or, instead of the instantaneous power, the average power of u cm ICXY over a period of u cm to p XY or P XY adapted:
  • the frequency of the periodic common-mode voltage should be chosen differently from the input-side and output-side frequency.
  • the circuit branch currents are now taken into account in the current control. It can thereby be achieved that the average branch power becomes 0 and the voltages of the energy stores 45 can be kept constant on average.
  • Triangular or sinusoidal common-mode voltages are often used in three-phase inverters to reduce the necessary DC voltage to phase-to-phase voltage.
  • Such common-mode voltages can also be used with the cyclo-converter 4 close to or in a synchronous mode.
  • the necessary branch DC voltage is minimal. Since the supply network 3 and the common mode voltage can cancel each other, additional common mode voltages may be necessary to maintain stable synchronous operation at all phase angles between the motor and the utility grid 3.
  • the circuit branch currents I C XY should not leave the converter circuit 4, ie the sum of the currents I C XY of all branches connected to a phase Y must become 0:

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betreiben einer Umrichterschaltung (4) zum Umrichten mehrphasiger eingangsseitiger Phasenspannungen (Uu,Uv, Uw) und mehrphasiger eingangsseitiger Phasenströme (lu,lv,Iw) in mehrphasige ausgangsseitige Phasenspannungen (UR, US, UT) und mehrphasige ausgangsseitige Phasenströme (lR, lS, ΙT), wobei die Umrichterschaltung (4) jeweils einen Umrichterzweig (41 ) zwischen einer eingangsseitigen Phase (U, V, W) und einer ausgangsseitigen Phase (R, S, T) aufweist, wobei die Umrichterzweige (41) jeweils eine oder mehrere als Zweipol ausgebildete Schaltzellen (42) mit einem Energiespeicher (45) zum selektiven Anschließen in den Umrichterzweig (41) aufweisen, umfassend die folgenden Schritte: - Ansteuerung der Umrichterzweige (41 ) entsprechend einer Vorgabe einer Ausgangsfrequenz der ausgangsseitigen Phasenspannungen (UR, US, UT) und der ausgangsseitigen Phasenströme (lR, lS, ΙT) gemäß einer ersten Betriebsart, - bei Feststellen, dass die Vorgabe der Ausgangsfrequenz in einem vorgegebenen Frequenzbereich um eine Eingangsfrequenz der eingangsseitiger Phasenspannungen (Uu,Uv, Uw) und mehrphasiger eingangsseitiger Phasenströme (lu,lv,Iw) liegt, Ansteuerung der Umrichterzweige (41 ) gemäß einer zweiten Betriebsart derart, dass eine Schwankungsbreite der Energie, die in einem oder mehreren der Energiespeicher (45) der Umrichterzweige (41 ) gespeichert ist, gegenüber der ersten Betriebsart reduziert ist, derart, dass die ausgangsseitigen Phasenspannungen (UR, US, UTT) eine vorgegebene periodische Gleichtaktspannung aufweisen, deren Frequenz von der Ausgangsfrequenz abweicht, und derart, dass zusätzliche Stromflüsse in den Umrichterzweigen (41 ) bewirkt werden, die sich an den eingangsseitigen und ausgangsseitigen Phasen (U, V, W; R, S, T) gegenseitig aufheben.

Description

Verfahren und Vorrichtung zum Betreiben einer Umrichterschaltung
Technisches Gebiet
Die Erfindung betrifft im Allgemeinen Umrichter, insbesondere Direktumrichter, bei denen eine elektrische Wechselgröße ohne die Erzeugung einer Zwischenkreisgleichspannung in eine andere elektrische Wechselgröße umgewandelt werden kann.
Stand der Technik Umrichterschaltungen werden heutzutage im Stand der Technik in vielfältiger Weise eingesetzt. Insbesondere zum Betreiben von Antrieben weisen Direktumrichter Vorteile auf, da sie in einigen Anwendungen bei gleichen Kosten höhere Ströme treiben können als indirekte Umrichter. Im Gegensatz zu indirekten Umrichtern, bei denen eine Wandlung einer Wechselspannung einer bestimmten Frequenz in eine Wechselspannung einer anderen Frequenz durch Erzeugen einer Zwischenkreisgleichspannung vorgenommen wird, wird bei Direktumrichtern eine eingangsseitige Wechselspannung unmittelbar in eine ausgangsseitige Wechselspannung umgesetzt.
Als Direktumrichter werden insbesondere modulare Mehrpegelumrichter (engl. = modular multilevel Converter, Abkürzungen = MMC, MMLC oder M2LC) verwendet. Derartige Umrichter weisen Umrichterzweige auf, die jede eingangsseitige Phasenleitung mit einer ausgangs- seitigen Phasenleitung verbinden. Jeder der Umrichterzweige weist eine Serienschaltung aus einer Drossel und einer oder mehreren als Zweipole ausgebildete Schaltzellen auf, die über eine Halb- oder Vollbrückenschaltung einen Energiespeicher, wie beispielsweise einen Schaltzellenkondensator, in den Umrichterzweig schalten oder von diesem trennen. Die An- steuerung des Umrichters erfolgt so, dass an den Klemmen der Schaltzellen keine Spannung anliegt oder die Spannung des Energiespeichers abfällt, d. h. die Spannung des Schaltzellenkondensators bei einer Halbbrückenbeschaltung oder die nicht-invertierte oder invertierte Spannung des Schaltzellenkondensators bei einer Vollbrückenbeschaltung. Ein solcher Direktumrichter ist beispielsweise aus der Druckschrift WO 03/090331 oder aus US 201 1/0075465 A1 bekannt.
Typischerweise wird die obige Umrichterschaltung derart betrieben, dass am Ausgangsan- schluss eine reine Wechselspannung und ein Wechselstrom bereitgestellt werden. Dazu wird die Ausgangsspannung durch geeignetes Ansteuern der Schaltzellen mithilfe der Eingangsspannungen und der von den Schaltzellenkondensatoren bereitgestellten Schaltzellenspannungen erzeugt. Die Schaltzellen werden in der Regel so betrieben, dass die Spannung in den Schaltzellenkondensatoren möglichst konstant bleibt und lediglich eine vorgegebene Schwankungsbreite aufweist. Die Schaltzellenkondensatoren werden dazu so ausgelegt, dass die Spannungswelligkeit an den kapazitiven Energiespeichern für einen gegebenen Maximalstrom am Ausgangsanschluss und eine gegebene Frequenz dieses Stroms innerhalb einer vorgegebenen Schwankungsbreite bleibt. Wird eine kleinere Frequenz gewünscht als die, die bei der Dimensionierung zugrunde gelegt wurde, so steigt die Spannungswellig- keit in der Regel an.
Insbesondere beim Einsatz von Direktumrichtern, z. B. in Windturbinen oder zum Betreiben von Antrieben mit variablen Geschwindigkeiten, können Betriebszustände auftreten, in denen die Frequenz der von einem Versorgungsnetz oder einer Versorgungsquelle bereitge- stellten Eingangsspannung und eine von einer angeschlossenen Last geforderte Frequenz der Ausgangsspannung des Umrichters gleich werden. Ein Grundproblem beim Betrieb von derartigen Direktumrichtern besteht darin, dass die in den Schaltzellenkondensatoren gespeicherte Energie bzw. bereitgestellte Spannung nicht in einfacher Weise konstant gehalten werden kann, wenn die Frequenz der Eingangsspannung und die Frequenz der Ausgangs- Spannung des Direktumrichters gleich oder annähernd gleich sind. Eine solche Betriebsart wird als synchroner Betrieb bezeichnet.
Aus der Druckschrift US 6,900,998 B2 ist ein drei-zu-dreiphasiger Direktumrichter bekannt, der Umrichterzweige ohne Drosseln aufweist. Ein Steuerverfahren ist vorgesehen, dass die Aufgabe übernimmt, interne transiente Ströme zu vermeiden.
In der US 2004/0022081 A1 ist ein gattungsgemässes Verfahren zum Betreiben einer Umrichterschaltung zum Umrichten mehrphasiger eingangsseitiger Phasenspannungen und mehrphasiger eingangsseitiger Phasenströme in mehrphasige ausgangsseitige Phasen- Spannungen und mehrphasige ausgangsseitige Phasenströme angegeben. In der US 2002/0079706 A1 ist zudem ein gängiger Direktumrichter offenbart. Darstellung der Erfindung
Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, auch bei einem synchronen Betrieb eines Direktumrichters einen hinsichtlich der Kondensatorspannung stabilen Betrieb in den Energiespei- ehern zu erreichen.
Diese Aufgabe wird durch das Verfahren zum Betreiben einer Umrichterschaltung gemäß Anspruch 1 sowie durch den Umrichter und die Anordnung gemäß den nebengeordneten Ansprüchen gelöst.
Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der vorliegenden Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.
Gemäß einem ersten Aspekt ist ein Verfahren zum Betreiben einer Umrichterschaltung zum Umrichten mehrphasiger eingangsseitiger Phasenspannungen und mehrphasiger eingangs- seitiger Phasenströme in mehrphasige ausgangsseitige Phasenspannungen und mehrphasige ausgangsseitige Phasenströme, wobei die Umrichterschaltung jeweils einen Umrichterzweig zwischen einer eingangsseitigen Phase und einer ausgangsseitigen Phase aufweist, wobei die Umrichterzweige jeweils eine oder mehrere als Zweipol ausgebildete Schaltzellen mit einem Energiespeicher zum selektiven Anschließen in den Umrichterzweig aufweisen. Das Verfahren umfasst die folgenden Schritte:
Ansteuerung der Umrichterzweige entsprechend einer Vorgabe einer Ausgangsfrequenz der ausgangsseitigen Phasenspannungen und der ausgangsseitigen Phasenströme gemäß einer ersten Betriebsart,
- bei Feststellen, dass die Vorgabe der Ausgangsfrequenz in einem vorgegebenen Frequenzbereich um eine Eingangsfrequenz der eingangsseitiger Phasenspannungen und mehrphasiger eingangsseitiger Phasenströme liegt, Ansteuerung der Umrichterzweige gemäß einer zweiten Betriebsart derart, dass eine Schwankungsbreite der Energie, die in einem oder mehreren der Energiespeicher der Umrichterzweige gespeichert ist, ge- genüber der ersten Betriebsart reduziert ist, derart, dass die ausgangsseitigen Phasenspannungen eine vorgegebene periodische Gleichtaktspannung aufweisen, deren Frequenz von der Ausgangsfrequenz abweicht, und derart, dass zusätzliche Stromflüsse in den Umrichterzweigen bewirkt werden, die sich an den eingangsseitigen und ausgangsseitigen Phasen gegenseitig aufheben. Eine Idee des obigen Verfahrens zum Betreiben eines Direktumrichters besteht darin, verschiedene Betriebsarten des Direktumrichters vorzusehen abhängig davon, ob die gewünschte Ausgangsfrequenz des Direktumrichters gleich der Eingangsfrequenz ist bzw. in einem vorgegebenen Bereich um die Eingangsfrequenz liegt oder nicht. In diesem Fall tritt in den Schaltzellen des Direktumrichters nämlich der Fall auf, dass die in den Schaltzellen gespeicherte Energie und damit die in den Energiespeichern bereitgestellte Schaltzellenspannungen stark schwanken. Die zweite Betriebsart sieht daher vor, eine von der Frequenz unabhängige elektrische Größe ausgangsseitig des Direktumrichters so einzustellen, dass die Schwankung der in den Energiespeichern eines Umrichterzweigs gespeicherten Energie minimiert wird. Zudem sieht die zweite Betriebsart vor, die Umrichterzweige so anzusteuern, dass die ausgangsseitigen Phasenspannungen eine vorgegebene periodische Gleichtaktspannung aufweisen, deren Frequenz von der Ausgangsfrequenz abweicht, und dass zusätzliche Stromflüsse in den Umrichterzweigen bewirkt werden, die sich an den eingangssei- tigen und ausgangsseitigen Phasen gegenseitig aufheben.
Weiterhin kann vorgesehen sein, dass in der ersten Betriebsart die Umrichterzweige angesteuert werden, um vorgegebene ausgangsseitige Phasenspannungen und vorgegebene ausgangsseitige Phasenströme einzustellen, wobei in der zweiten Betriebsart die Umrichterzweige angesteuert werden, um mindestens eine der ausgangsseitigen Phasenspannungen so einzustellen, dass sie mindestens einer der eingangsseitigen Phasenspannungen entspricht oder in einem vorgegebenen Wertebereich um die eine der eingangsseitigen Phasenspannungen liegt.
Gemäß einer Ausführungsform können in der zweiten Betriebsart die Umrichterzweige ange- steuert werden, um die eingangsseitige Blindleistung auf eine Blindleistung einzustellen, die der ausgangsseitigen Blindleistung entspricht oder in einem vorgegebenen Wertebereich um die ausgangsseitige Blindleistung liegt.
Gemäß einer alternativen Ausführungsform können in der zweiten Betriebsart die Umrichter- zweige angesteuert werden, um die ausgangsseitige Blindleistung auf eine Blindleistung einzustellen, die der eingangsseitigen Blindleistung entspricht oder in einem vorgegebenen Wertebereich um die eingangsseitige Blindleistung liegt.
Gemäß einem weiteren Aspekt ist ein Umrichter zum Umrichten mehrphasiger eingangssei- tiger Phasenspannungen und mehrphasiger eingangsseitiger Phasenströme in mehrphasige ausgangsseitige Phasenspannungen und mehrphasige ausgangsseitige Phasenströme vorgesehen. Der Umrichter umfasst:
eine Umrichterschaltung, die jeweils einen Umrichterzweig zwischen einer eingangsseitigen Phase und einer ausgangsseitigen Phase aufweist, wobei die Umrichterzweige jeweils eine oder mehrere als Zweipol ausgebildete Schaltzellen mit einem Energiespeicher zum selektiven Anschließen in den Umrichterzweig aufweisen, und
eine Steuereinheit, die ausgebildet ist,
- die Umrichterzweige (41 ) entsprechend einer Vorgabe einer Ausgangsfrequenz der ausgangsseitigen Phasenspannungen (UR, Us, UT) und der ausgangsseitigen Phasenströme (lR, ls, IT) gemäß einer ersten Betriebsart anzusteuern; und die zudem ausgebildet ist,
- um bei Feststellen, dass die Vorgabe der Ausgangsfrequenz in einem vorgegebenen Frequenzbereich um eine Eingangsfrequenz der eingangsseitiger Phasenspannungen (Uu, Uv, Uw) und mehrphasiger eingangsseitiger Phasenströme (lu, lv, lw) liegt, die Umrichterzweige (41 ) gemäß einer zweiten Betriebsart anzusteuern, derart, dass eine Schwankungsbreite der Energie, die in einem oder mehreren der Energiespeicher (45) der Umrichterzweige (41 ) gespeichert ist, gegenüber der ersten Betriebsart reduziert ist, derart, dass die ausgangsseitigen Phasenspannungen (UR, US, UT) eine vorgegebene periodische Gleichtaktspannung aufweisen, deren Frequenz von der Ausgangsfrequenz abweicht, und derart, dass zusätzliche Stromflüsse in den Umrichterzweigen (41 ) bewirkt werden, die sich an den eingangsseitigen und ausgangsseitigen Phasen (U, V, W; R, S, T) gegenseitig aufheben.
Weiterhin kann die Steuereinheit so ausgebildet sein, dass in der ersten Betriebsart die Umrichterzweige angesteuert werden, um die ausgangsseitigen Phasen auf vorgegebene ausgangsseitige Phasenspannungen und vorgegebene ausgangsseitige Phasenströme einzustellen, und dass in der zweiten Betriebsart die Umrichterzweige angesteuert werden, um mindestens eine der ausgangsseitigen Phasenspannungen so einzustellen, dass sie mindestens einer der eingangsseitigen Phasenspannungen entspricht oder in einem vorgegebenen Wertebereich um die eine der eingangsseitigen Phasenspannungen liegt.
Weiterhin kann die Steuereinheit so ausgebildet sein, dass in der zweiten Betriebsart die Umrichterzweige angesteuert werden, um die eingangsseitige Blindleistung auf eine Blindleistung einzustellen, die der ausgangsseitigen Blindleistung entspricht oder in einem vorgegebenen Wertebereich um die ausgangsseitige Blindleistung liegt. Gemäß einem weiteren Aspekt ist eine Anordnung mit einer mehrphasigen Last und dem obigen Umrichter vorgesehen, wobei die Steuereinheit ausgebildet ist, um zum Betreiben der Last bei einem bestimmten Betriebspunkt ausgangsseitige Phasenspannungen und ausgangsseitige Phasenströme für die Umrichterschaltung bei einer bestimmten Ausgangsfre- quenz bereitzustellen.
Weiterhin kann die Anordnung ausgebildet sein, und um in der zweiten Betriebsart den Betriebspunkt der Last so zu ändern, dass die gleiche Leistung bzw. eine gleiche Wirkung in der Last erreicht wird, wenn ausgangsseitige Phasenspannungen an die Last angelegt wer- den, die den eingangsseitigen Phasenspannungen entsprechen.
Weiterhin kann die Steuereinheit ausgebildet ist, um die Umrichterschaltung so zu betreiben, dass in der zweiten Betriebsart die eingangsseitige Blindleistung der von der Last vorgegebenen Blindleistung entspricht. Es kann vorgesehen sein, dass die Steuereinheit ausgebildet ist, um die Umrichterschaltung so zu betreiben, dass in der zweiten Betriebsart die eingangsseitige und ausgangsseitige Blindleistung einer geforderten Blindleistung, insbesondere seitens des Versorgungsnetzes geforderten Blindleistung, entspricht. Gemäß einer Ausführungsform kann die Last einer elektrischen Maschine entsprechen. Insbesondere kann die elektrische Maschine auf eine Frequenz einer elektrischen Eingangswechselgröße des Versorgungsnetzes ausgelegt sein, so dass die elektrische Maschine mit Phasenspannungen betrieben wird, die den eingangsseitigen Phasenspannungen des Versorgungsnetzes entspricht.
Kurzbeschreibung der Zeichnungen
Bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden nachfolgend anhand der beigefügten Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:
Figur 1 eine schematische Darstellung einer Anordnung mit einem Direktumrichter und einer Last; Figur 2 eine schematische Darstellung einer Schaltzelle für den Direktumrichter der
Figur 1 ; Figur 3 ein Flussdiagramm zur Veranschaulichung eines Verfahrens zum Betreiben des Umrichters in der Anordnung der Figur 1.
Wege zur Ausführung der Erfindung
Figur 1 zeigt eine Anordnung 1 zum Betreiben einer mehrphasigen Last 2 an einem Versorgungsnetz 3 mithilfe eines Umrichters 4. Die mehrphasige Last 2 ist im vorliegenden Ausfüh- rungsbeispiel als dreiphasige Last, wie beispielsweise als eine dreiphasige Synchronmaschine, ausgebildet. Mögliche andere Lasten müssen jedoch nicht auf drei Phasen beschränkt sein, sondern es können auch zweiphasige oder mehr als dreiphasige Lasten vorgesehen sein. Anstelle einer Last 2 kann auch ein Generator vorgesehen sein, der elektrische Energie zum Einspeisen in das Versorgungsnetz 3 bereitstellt.
Das Versorgungsnetz 3 dient dem Bereitstellen eines mehrphasigen Stroms. Ebenso wie die Last 2 kann das Versorgungsnetz 3 drei oder nur zwei oder mehr als drei Phasen aufweisen.
Der Umrichter 4 weist eine Topologie auf, die der eines Direktumrichters entspricht, d. h. der Umrichter 4 generiert ohne die Erzeugung einer Zwischenkreisgleichspannung eine aus- gangsseitige elektrische Wechselgröße aus einer eingangsseitigen Wechselgröße. Der Umrichter 4 weist drei eingangsseitige Phasen U, V, W zum Bereitstellen bzw. Übernehmen eingangsseitiger Phasenspannungen und Phasenströme und drei ausgangsseitige Phasen R, S, T zum Bereitstellen ausgangsseitiger Phasenspannungen und Phasenströme auf. Unter Phasenspannungen werden hierin die Spannungen von Phase-zu-Phase verstanden. In der Regel weisen die eingangsseitigen Phasenspannungen die gleichen Amplituden auf, wobei die gleichen Phasenspannungen auch als Eingangsspannung bezeichnet werden. Ebenso weisen die ausgangsseitigen Phasenspannungen die gleichen Amplituden auf, wobei die gleichen ausgangsseitigen Phasenspannungen auch als Ausgangsspannung be- zeichnet werden.
Weiterhin weist der Umrichter 4 Umrichterzweige 41 auf, die jeweils zwischen einer der eingangsseitigen Phasen U, V, W und einer der ausgangsseitigen Phasen R, S, T angeordnet sind. Bei dem dargestellten drei-zu-drei-phasigen Umrichter 4 sind daher neun Umrichter- zweige 41 vorgesehen. Die Umrichterzweige 41 weisen jeweils eine oder mehrere in Reihe geschaltete zweipolige Schaltzellen 42 auf, die im Wesentlichen identisch ausgebildet sind. In Figur 1 ist zur übersichtlicheren Darstellung nur eine Schaltzelle 42 pro Umrichterzweig 41 gezeigt. Seriell zu den Schaltzellen 42 ist in jedem Umrichterzweig 41 eine Zweiginduktivität 46 vorgesehen. Vorzugsweise ist die Zweiginduktivität 46 für alle Umrichterzweige 41 des Umrichters 4 gleich dimensioniert.
Der Aufbau einer Schaltzelle 42 ist beispielhaft in Figur 2 näher erläutert. Jede Schaltzelle 42 weist zwei zueinander parallel geschaltete Inverterschaltungen 43 mit jeweils zwei in Serie geschalteten, ansteuerbaren, bidirektionalen Leistungshalbleiterschaltern 44 mit gesteuerter unidirektionaler Stromführungsrichtung und einen zu den Inverterschaltungen 43 parallel geschalteten kapazitiven Energiespeicher 45 auf, der in Form eines Speicherkondensators ausgebildet sein kann.
Die ansteuerbaren Leistungshalbleiterschalter 44 können insbesondere als Abschaltthyristoren (GTO = Gate Turn-off Thyristor) oder als integrierte Thyristoren mit kommutierter An- steuerelektrode (IGCT = integrated gate-commutated thyristor) mit jeweils einer antiparallel geschalteten Diode (Freilaufdiode) ausgebildet sein. Es ist aber auch möglich, einen ansteuerbaren Leistungshalbleiterschalter 44 beispielsweise als Leistungs-MOSFET mit zusätzlich antiparallel geschalteter Diode oder als Bipolartransistor mit isoliert angeordneter Gate- Elektrode (IGBT = integrated gate bipolar transistor) mit einer zusätzlich antiparallel geschal- teter Diode auszubilden.
Die Anschlüsse der Schaltzelle 42, mit denen die Schaltzelle 42 in den Umrichterzweig 41 geschaltet wird, entsprechen den Mittenknoten der Inverterschaltung 43, d. h. den Knoten zwischen den zwei in Serie geschalteten bidirektionalen Leistungshalbleiterschaltern 44 der Inverterschaltungen 43. Die Leistungshalbleiterschalter 44 werden durch eine Steuereinheit 10 angesteuert.
Die Ansteuerung der Schaltzellen 42 in einem modularen Mehrpegelwandler, wie er durch den Umrichter 4 repräsentiert wird, ist aus dem Stand der Technik bekannt und es wird hierin nicht näher auf Details dieser Ansteuerung eingegangen. Die Ansteuerung erfolgt im Grundsatz so, dass die Schaltzellen 42 der Umrichterzweige 41 geschaltet werden, so dass zwischen den Anschlüssen der Schaltzellen 42 die kapazitiven Energiespeicher 45 in einer positiven oder negativen Polarität (d. h. nicht-invertiert oder invertiert) angelegt werden, um eine positive oder negative Energiespeicherspannung bzw. Ladung auszugeben, oder in einer passiven Betriebsart betrieben werden. In der passiven Betriebsart hängt die Ausgangsspannung der Schaltzellen von der Stromrichtung ab. Die Schaltzelle 42 bringt dann immer eine dem Strom durch die Schaltzelle 42 entgegen gerichtete Schaltzellenspannung, so dass der Energiespeicher Energie aufnimmt. Durch gesteuertes Schalten der Schaltzellen 42 in den Umrichterzweigen 41 kann so für jede der ausgangsseitigen Phasen R, S, T entsprechend einer Vorgabe der ausgangsseitigen elektrischen Größen (Frequenz, ausgangsseitige Phasenspannungen, ausgangsseitige Phasenströme) aus den eingangsseitigen Phasenspannungen und Phasenströmen in Verbindung mit den Energiespeicherspannungen der entsprechend geschalteten Schaltzellen 42 eine gewünschte Phasenspannung erzeugt werden.
Bisherige Ansteuerverfahren für den Umrichter 4 verfolgen neben dem Bereitstellen von gewünschten ausgangsseitigen Phasenspannungen und Phasenströmen bei einer gewünschten Frequenz und mit einer gewünschten Leistungsübertragung auch eine Strategie, um die kapazitiven Energiespeicher 45 in den Schaltzellen 42 möglichst auf einem konstanten Energieniveau zu halten, d. h. dass die jeweils in den Energiespeichern 45 gespeicherte Energie im Mittel konstant bleibt bzw. die sich über dem jeweiligen kapazitiven Energiespeicher 45 einstellende Energiespeicherspannung im Wesentlichen innerhalb eines vorgegebenen Schwankungsbereichs variiert. Dabei wendet die Steuereinheit 10 eine von an sich be- kannten Strategien an, durch die die kapazitiven Energiespeicher 45 mit wechselnder Polarität in die Umrichterzweige 41 geschaltet werden. Dies wird im Wesentlichen dadurch erreicht, dass die Stromflüsse durch jede der Schaltzellen 42 im Wesentlichen wechselweise umgepolt werden, um so Zyklen von Ladung und Entladung der kapazitiven Energiespeicher 45 zu bewirken.
Die Steuereinheit 10 steuert die Schaltzellen 42 entsprechend dem oben skizzierten Ansteuerverfahren an, um die elektrischen Größen an den ausgangsseitigen Phasen R, S, T entsprechend einer Vorgabe einzustellen. Die Vorgabe kann dabei von einer übergeordneten Regelung der Last 2, die beispielsweise als elektrische Maschine ausgebildet ist, bereitge- stellt werden. Beispielweise kann die Frequenz der ausgangsseitigen Phasenspannungen und Phasenströme so vorgegeben sein, dass die Steuereinheit 10 den Umrichter 4 entsprechend zum Umrichten der eingangsseitigen Phasenspannungen in die ausgangsseitigen Phasenspannungen mit der vorgegebenen Frequenz betreiben kann. Es hat sich herausgestellt, dass insbesondere bei einem Betrieb des Umrichters 4, bei dem die Frequenz der eingangsseitigen Phasenspannungen des Versorgungsnetzes 3 und die gewünschte Frequenz der ausgangsseitigen Phasenspannungen zum Betreiben der Last 2 gleich oder nahezu gleich sind, Probleme dabei auftreten, die kapazitiven Energiespeicher 45 gemäß den herkömmlichen Verfahren auf einem konstanten Energie- bzw. Spannungsniveau zu halten. Dies liegt daran, dass es nicht möglich ist, die mittleren Leistungen der einzelnen Umrichterzweige 41 in diesen Fällen bei 0 zu halten, so dass der Betrieb der Anordnung 1 ohne weitere Maßnahmen instabil werden würde.
Der Spannungsrippel Upp über einem Energiespeicher 45 einer der Schaltzellen 42 hängt von der Variation der in den Zweigen 41 gespeicherten Energie Epp und der durchschnittli- chen Gleichspannung UaVg sowie einer Kapazität C des Energiespeichers 45 der Schaltzelle 42 ab, d. h. Epp = CUavgUpP. Die in einer Schaltzelle 42 gespeicherte Energie entspricht dem Integral der Leistung der Schaltzelle 42 an ihren Anschlüssen unter Vernachlässigung der internen Verluste. Dies gilt gleichermaßen für einen gesamten Umrichterzweig 41 , da eine Zweigspannung UUR, UUS, UUT, UVR, UVS, UVT, UWR, UWS, UWT über alle Schaltzellen 42 ver- teilt ist und die Zweigkapazität der Kapazität C eines Energiespeichers 45 einer Schaltzelle 42 geteilt durch die Anzahl n der Schaltzellen 42 eines Umrichterzweigs 41 entspricht. Die Leistung des Umrichterzweigs 41 entspricht umgekehrt dem Produkt der Zweigspannung UUR, UUS, UUT, UVR, UVS, UVT, UWR, UWS, UWT und des Zweigstroms IUR, lus, IUT, IVR, IVS, IVT, IWR, Iws, IWT für einen Zweig 41 eines Direktumrichters 4, der eine der eingangsseitigen Phasen U, V, W und eine der ausgangsseitigen Phasen R, S, T miteinander verbindet. Beispielsweise entspricht die Leistung pUR des Umrichterzweigs 41 zwischen der eingangsseitigen Phase U und der ausgangsseitigen Phase R:
PUR = Uur iur = PR/PRST U U + Pu/Puvw URIR - Pu/Puvw U R— PR/PRST URIU wobei uu, uv, uw, den eingangsseitigen Phasenspannungen (Phasenpotentialen), \u, w, \w, den eingangsseitigen Phasenströmen, uR, us, uT den ausgangsseitigen Phasenspannungen (Phasenpotentialen), iR, is h, den ausgangsseitigen Phasenströmen, PR, Ps, Ρτ den Leistungen an den entsprechenden ausgangsseitigen Phasen R, S, T und Pu, Pv, Pw den Leistungen an den entsprechenden eingangsseitigen Phasen U, V, W entsprechen.
Die ersten beiden Terme weisen Gleichspannungs- und ω-ι-Komponenten auf, wobei die Gleichspannungskomponenten sich gegenseitig auslöschen. Der verbleibende Term Pu/Puvw UJR + PR/PRST uRiu muss im Mittel 0 ergeben. Da beide Systeme die gleiche Frequenz aufweisen, muss in Phasorschreibweise gelten: ' brauch
Figure imgf000013_0001
Der Gesamtenergiegehalt des Umrichters 4 ist konstant, wenn gilt: Puvw = -PRST.
Die Leistung einer der Phasen, die mit dem Umrichterzweig 41 verbunden ist, kann aufgrund der Asymmetrie leicht von der anderen verschieden sein. Es gilt:
Pu = 1 , PR = -D * -1
Die eingangsseitige Phase U soll eine normierte eingangsseitige Phasenspannung Uu = 1 und eine Wirkleistung von Su = 1 +jQu aufweisen. Dies gilt analog für die übrigen eingangs- seitigen Phasen V, W. Somit gilt: lu = Su/_Uu* = 1 + jQu Die ausgangsseitigen Phase X e {R, S, T} weist eine jeweilige Phasenspannung U und eine Wirkleistung von Sx = -1 +jQx auf, was zu einem Strom lx = D (-1 + jQx) / Ux führt. Danach entspricht die Zweigleistung:
SR ß,
Figure imgf000013_0002
Im Allgemeinen wird die Zweigleistung bei dem synchronen Betrieb somit einen Mittelwert 0 annehmen. Von den Fällen, in denen die Zweigleistung für einen Umrichterzweig 41 einen Wert von 0 annehmen kann, ist nur der Fall praktikabel, in dem bei einem Synchronbetrieb gilt:
|Ux| = 1 und Qu
Der obige Fall kann für den Synchronbetrieb bei Antrieben nützlich sein, wenn akzeptiert werden kann, dass der Umrichter 4 die gleiche Blindleistung gegenüber dem Versorgungsnetz 3 wie gegenüber der Last 2 bzw. dem Antriebsmotor aufweist und die Motorspannung bei Synchronbetrieb etwa die gleiche ist wie die eingangsseitigen vom Versorgungsnetz 3 bereitgestellten Phasenspannungen. Eine positive Blindleistung des Umrichters 4 bewirkt, dass sich der Umrichter 4 kapazitiv verhält. Entsprechend umgekehrt bewirkt eine negative Blindleistung des Umrichters 4 ein induktives Verhalten.
In vielen Fällen wird das Versorgungsnetz 3 vorzugsweise nicht mit Blindleistung belastet. Der Leistungsfaktor des Versorgungsnetzes 3 kann immer noch zu 0 werden, indem Maßnahmen ergriffen werden, um die Blindleistung auf der Seite der zu betreibenden Last 2 zu 0 werden zu lassen, z. B. indem durch die übergeordnete Regelung in geeigneter Weise die Anregung einer Synchronmaschine gesteuert wird oder indem eine Blindleistungskompensation seitens des Motors angewandt wird.
Alternativ können Maßnahmen auf der Seite des Versorgungsnetzes 3 ergriffen werden, beispielsweise durch Verwendung eines Transformators und/oder einer Leitungsinduktivität mit einer Induktivität, die der Maschinenlängsinduktanz entspricht.
Der obige Fall stellt die Bedingung für die optimale Reduzierung der Zweigleistungen der Umrichterzweige 41 dar. Zum Betrieb der Anordnung 1 ist nun ein Verfahren vorgesehen, wie es in dem Flussdiagramm der Figur 3 dargestellt ist.
In Schritt S1 wird die Last 2 entsprechend einem Normalbetrieb (erste Betriebsart) betrieben. In dieser Betriebsart wird die Umrichterschaltung 4 so angesteuert, dass ausgangsseitige Phasenspannungen und Phasenströme entsprechend Angaben zu gewünschten Phasenspannungen, gewünschten Phasenströmen und deren Frequenz eingestellt werden. Die An- gaben über die gewünschten Phasenspannungen, die gewünschten Phasenströme und deren Frequenz können beispielsweise durch ein Lastmodell, das das Verhalten der Last 2 nachbildet, oder von der Last 2 selbst bereitgestellt werden. Die Ansteuerung kann beispielsweise durchgeführt werden, indem zunächst die Ansteuerung der Schaltzellen 42 der Umrichterzweige 41 bezüglich der gewünschten Phasenspannungen gemäß einer Vorsteue- rung eingestellt wird und weiterhin eine Stromregelung zum Regeln der Zweigströme durchgeführt wird, um die gewünschten Phasenströme zu erhalten.
In Schritt S2 wird abgefragt, ob die Frequenz der gewünschten ausgangsseitigen Phasenspannungen bzw. Phasenströme der Frequenz der anliegenden eingangsseitigen Phasen- Spannungen entspricht bzw. innerhalb eines vorgegebenen Wertebereichs um die Frequenz der anliegenden eingangsseitigen Phasenspannungen liegt. Ist dies der Fall (Alternative: Ja), so wird das Verfahren mit Schritt S3 fortgesetzt. Andernfalls (Alternative: Nein) wird die An- steuerung der Umrichterschaltung 4 gemäß Schritt S1 fortgesetzt.
In Schritt S3 wird die Umrichterschaltung 4 gemäß einer zweiten Betriebsart betrieben. Die zweite Betriebsart sieht vor, die ausgangsseitigen Phasenspannungen auf die eingangsseitigen Phasenspannungen einzustellen. Dies kann durchgeführt werden, indem die ausgangsseitigen Phasenspannungen den eingangsseitigen Phasenspannungen entsprechend oder so eingestellt werden, dass die ausgangsseitigen Phasenspannungen innerhalb eines vorgegebenen Wertebereichs um die eingangsseitigen Phasenspannungen liegen. Beim Betrieb einer elektrischen Maschine mithilfe des Umrichters 4 ist diese vorzugsweise so ausgelegt, dass diese bei einer Netzfrequenz, d.h. bei einer Frequenz der eingangsseitigen Phasenspannungen, mit einer Nennspannung betrieben wird, die der Netzspannung entspricht. In diesem Fall entfällt der oben beschriebene Verfahrensschritt der Anpassung der eingangsseitigen und ausgangsseitigen Phasenspannungen und das Verfahren wird mit Schritt S4 fortgesetzt.
Weiterhin ist in Schritt S4 vorgesehen, die eingangsseitigen Blindleistungen der Phasen U, V, W entsprechend der ausgangsseitigen Blindleistungen einzustellen. Dies kann durchgeführt werden, indem die eingangsseitigen Blindleistungen den ausgangsseitigen Blindleis- tungen entsprechend oder so eingestellt werden, dass die eingangsseitigen Blindleistungen innerhalb eines vorgegebenen Wertebereichs um die ausgangsseitigen Blindleistungen liegen.
Die zweite Betriebsart wird so lange beibehalten, wie die Abfrage des Schritts S2 ergibt, dass die Frequenz der ausgangsseitigen Phasenspannungen der Frequenz der eingangsseitigen Phasenspannungen entspricht oder dieser nahe kommt.
Der Wechsel zwischen den Betriebsarten kann sprunghaft durchgeführt werden oder es kann ein fließender Übergang realisiert werden. Der Übergang kann in diesem Fall durch rampenförmiges Angleichen der Phasenspannungen und/oder der Blindleistungen erfolgen, wenn sich die Frequenz der ausgangsseitigen Phasenspannungen der Frequenz der eingangsseitigen Phasenspannungen angenähert hat. Beispielsweise kann die geforderte Anpassung der Phasenspannungen und/oder der Blindleistungen mit einem zeitlichen Verlauf erfolgen sobald der Abstand der Frequenz der ausgangsseitigen Phasenspannungen und der Frequenz der eingangsseitigen Phasenspannungen einen vorgegebenen Schwellenwert unterschreitet. Weiterhin können eine variierende Gleichtaktspannung und zirkulierende Ströme verwendet werden, um die im Durchschnitt von 0 abweichenden Zweigleistungen zu kompensieren. Der Umrichter 4 muss dann so ausgestaltet sein, um Extraströme und -Spannungen im Syn- chronbetrieb aufzunehmen, was jedoch die Schaltleistung signifikant erhöhen würde, da diese im Synchronbetrieb üblicherweise dem vorgesehenen Betriebspunkt entspricht. Für die Leistung, die in einem Umrichterzweig 41 umgesetzt wird, gilt:
ΡχΥ = ΗΧγϊχΥ = iUX ~ UY + Ucm X(Z Z* ) / 3 + ί ' εΧγ )
= ~^ (ηχϊχ + uY ~ uxiY - uYix + ucm {ix - iY )) + cmicXY + {ux - uY icXY
Die Gleichtaktspannung ucm und die Kreiszweigströme ICXY (X e {U, V, W} und Ye {R, S, T}) werden eingeführt, um alle Zweigleistungen im Mittel 0 werden zu lassen, sogar beim Synchronbetrieb.
Ihr Produkt ucmicXY soll die durchschnittliche Leistung pXY der gemischten Leistungsterme pXY = Ux ίγ + Ux ίγ kompensieren. Für ein vorgegebenes ucm kann man schreiben
ICXY = -ρχγ/3/Ucm oder icXY = -Ρχγ/3/Ucm, wobei ρχγ = -UxiY-uYix und PXY dem zeitlichen Mittelwert von pXY entspricht.
Bei diesem Ansatz kann die momentane Leistung ucmicXY für die Kompensation verwendet werden. Allerdings wird ICXY bei den Nulldurchgängen von ucm unendlich. Nulldurchgänge können daher entweder maskiert werden (geeignet für Rechteckwellen ucm! die direkt von ihrem positiven zu ihrem negativen Wert springen) oder es wird anstelle der momentanen Leistung die durchschnittliche Leistung von ucm ICXY über eine Periode von ucm auf pXY oder PXY angepasst: IcXY.RMS = -UcmPXY/3/U2 cm,RMS Oder IcXY.RMS = -UcmPxY/3/U2 cm,RMS-
Damit keine neuen, niederfrequenten Leistungsterme durch uCm(ix-iYy3+(ux-uY)icXY eingeführt werden, müssen ucm und ICXY spektral gut von den anderen Phasenströmen und Phasenspannungen getrennt sein. Geeignete Gleichtaktspannungsverläufe ucm können einen von 0 verschiedenen Durchschnitt aufweisen und sollten andererseits nur einen Frequenzgehalt über der zweiten harmonischen Frequenz aufweisen.
Es kann nun weiterhin vorgesehen sein, verbleibende Zweigleistungen durch Vorsehen der periodischen Gleichtaktspannung und durch Vorsehen von Kreiszweigströmen zu kompensieren. Die Frequenz der periodischen Gleichtaktspannung sollte ungleich der eingangsseiti- gen und ausgangsseitigen Frequenz gewählt sein. Zusätzlich zu den ausgangsseitigen Phasenströmen werden nun in der Stromregelung die Kreiszweigströme berücksichtigt. Dadurch kann erreicht werden, dass die durchschnittliche Zweigleistung zu 0 wird und die Spannun- gen der Energiespeicher 45 im Mittel konstant gehalten werden können.
Dreieckförmige oder sinusförmige Gleichtaktspannungen werden oft in Dreiphaseninvertern verwendet, um die notwendige Gleichspannung auf die Phase-zu-Phase-Spannung zu reduzieren. Solche Gleichtaktspannungen können auch mit dem Direktumrichter 4 nahe an oder bei einem Synchronbetrieb verwendet werden. Wenn solche dritten harmonischen Gleichtaktspannungen sowohl auf der Seite des Versorgungsnetzes 3 als auch auf der Seite des Antriebs verwendet werden, ist die notwendige Zweiggleichspannung minimal. Da das Versorgungsnetz 3 und die Motorgleichtaktspannung einander auslöschen können, können zusätzliche Gleichtaktspannungen notwendig sein, um einen stabilen Synchronbetrieb bei allen Phasenwinkeln zwischen dem Motor und dem Versorgungsnetz 3 zu erhalten.
Die Kreiszweigströme ICXY sollen die Umrichterschaltung 4 nicht verlassen, d. h. die Summe der Ströme ICXY aller Zweige, die mit einer Phase Y verbunden sind, muss 0 werden:
Figure imgf000017_0001
Dies wird erfüllt, wenn kein Gleichtaktstrom, beispielsweise über dem Massepotential, und keine Gleichtaktspannung neben ucm vorliegen.
Bezugszeichenliste
Anordnung
elektrische Maschine
Versorgungsnetz
Umrichter
Steuereinheit
Umrichterzweig
Schaltzelle
Inverterzweig
Leistungshalbleiterschalter
Energiespeicher
Zweiginduktivität

Claims

Patentansprüche
Verfahren zum Betreiben einer Umrichterschaltung (4) zum Umrichten mehrphasiger eingangsseitiger Phasenspannungen (Uu, Uv, Uw) und mehrphasiger eingangsseiti- ger Phasenströme (lu, Iv, lw) in mehrphasige ausgangsseitige Phasenspannungen (UR, US, Ut) und mehrphasige ausgangsseitige Phasenströme (lR, ls, Ιτ), wobei die Umrichterschaltung (4) jeweils einen Umrichterzweig (41 ) zwischen einer eingangsseitigen Phase (U, V, W) und einer ausgangsseitigen Phase (R, S, T) aufweist, wobei die Umrichterzweige (41 ) jeweils eine oder mehrere als Zweipol ausgebildete Schaltzellen (42) mit einem Energiespeicher (45) zum selektiven Anschließen in den Umrichterzweig (41 ) aufweisen, umfassend die folgenden Schritte:
- Ansteuerung der Umrichterzweige (41 ) entsprechend einer Vorgabe einer Ausgangsfrequenz der ausgangsseitigen Phasenspannungen (UR, Us, UT) und der ausgangsseitigen Phasenströme (lR, ls, Ιτ) gemäß einer ersten Betriebsart,
- bei Feststellen, dass die Vorgabe der Ausgangsfrequenz in einem vorgegebenen Frequenzbereich um eine Eingangsfrequenz der eingangsseitiger Phasenspannungen (Uu, Uv, Uw) und mehrphasiger eingangsseitiger Phasenströme (lu, Iv, lw) liegt, Ansteuerung der Umrichterzweige (41 ) gemäß einer zweiten Betriebsart derart, dass eine Schwankungsbreite der Energie, die in einem oder mehreren der Energiespeicher (45) der Umrichterzweige (41 ) gespeichert ist, gegenüber der ersten Betriebsart reduziert ist, derart, dass die ausgangsseitigen Phasenspannungen (UR, Us, UT) eine vorgegebene periodische Gleichtaktspannung aufweisen, deren Frequenz von der Ausgangsfrequenz abweicht, und derart, dass zusätzliche Stromflüsse in den Umrichterzweigen (41 ) bewirkt werden, die sich an den eingangsseitigen und ausgangsseitigen Phasen (U, V, W; R, S, T) gegenseitig aufheben.
Verfahren nach Anspruch 1 , wobei in der ersten Betriebsart die Umrichterzweige (41 ) angesteuert werden, um vorgegebene ausgangsseitige Phasenspannungen (UR, Us, UT) und vorgegebene ausgangsseitige Phasenströme (lR, ls, Ιτ) einzustellen, wobei in der zweiten Betriebsart die Umrichterzweige (41 ) angesteuert werden, um mindestens eine der ausgangsseitigen Phasenspannungen (UR, Us, UT) so einzustellen, dass sie mindestens einer der eingangsseitigen Phasenspannungen (Uu, Uv, Uw) entspricht oder in einem vorgegebenen Wertebereich um eine der eingangsseitigen Phasenspannungen (Uu, Uv, Uw) liegt. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei in der zweiten Betriebsart die Umrichterzweige (41 ) angesteuert werden, um die eingangsseitige Blindleistung auf eine Blindleistung einzustellen, die der ausgangsseitigen Blindleistung entspricht oder in einem vorgegebenen Wertebereich um die ausgangsseitige Blindleistung liegt.
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, wobei in der zweiten Betriebsart die Umrichterzweige (41 ) angesteuert werden, um die ausgangsseitige Blindleistung auf eine Blindleistung einzustellen, die der eingangsseitigen Blindleistung entspricht oder in einem vorgegebenen Wertebereich um die eingangsseitige Blindleistung liegt.
Umrichter zum Umrichten mehrphasiger eingangsseitiger Phasenspannungen (Uu, Uv, Uw) und mehrphasiger eingangsseitiger Phasenströme (lu, Iv, lw) in mehrphasige ausgangsseitige Phasenspannungen (UR, Us, UT) und mehrphasige ausgangsseitige Phasenströme (lR, ls, Ιτ), umfassend:
- eine Umrichterschaltung (4), die jeweils einen Umrichterzweig (41 ) zwischen einer eingangsseitigen Phase (U, V, W) und einer ausgangsseitigen Phase (R, S, T) aufweist, wobei die Umrichterzweige (41 ) jeweils eine oder mehrere als Zweipol ausgebildete Schaltzellen (42) mit einem Energiespeicher (45) zum selektiven Anschließen in den Umrichterzweig (41 ) aufweisen, und
- einer Steuereinheit (10), die ausgebildet ist,
die Umrichterzweige (41 ) entsprechend einer Vorgabe einer Ausgangsfrequenz der ausgangsseitigen Phasenspannungen (UR, Us, UT) und der ausgangsseitigen Phasenströme (lR, ls, Ιτ) gemäß einer ersten Betriebsart anzusteuern; und die zudem ausgebildet ist,
um bei Feststellen, dass die Vorgabe der Ausgangsfrequenz in einem vorgegebenen Frequenzbereich um eine Eingangsfrequenz der eingangsseitiger Phasenspannungen (Uu, Uv, Uw) und mehrphasiger eingangsseitiger Phasenströme (lu, Iv, lw) liegt, die Umrichterzweige (41 ) gemäß einer zweiten Betriebsart anzusteuern, derart, dass eine Schwankungsbreite der Energie, die in einem oder mehreren der Energiespeicher (45) der Umrichterzweige (41 ) gespeichert ist, gegenüber der ersten Betriebsart reduziert ist, derart, dass die ausgangsseitigen Phasenspannungen (UR, Us, UT) eine vorgegebene periodische Gleichtaktspannung aufweisen, deren Frequenz von der Ausgangsfrequenz abweicht, und derart, dass zusätzliche Stromflüsse in den Umrichterzweigen (41 ) bewirkt werden, die sich an den eingangsseitigen und ausgangsseitigen Phasen (U, V, W; R, S, T) gegenseitig aufheben.
6. Umrichter nach Anspruch 5, wobei die Steuereinheit (10) so ausgebildet ist, dass in der ersten Betriebsart die Umrichterzweige (41 ) angesteuert werden, um die aus- gangsseitigen Phasen (R, S, T) auf vorgegebene ausgangsseitige Phasenspannun- gen (UR, Us, UT) und vorgegebene ausgangsseitige Phasenströme (lR, ls, Ιτ) einzustellen, und dass in der zweiten Betriebsart die Umrichterzweige (41 ) angesteuert werden, um mindestens eine der ausgangsseitigen Phasenspannungen (UR, Us, UT) so einzustellen, dass sie mindestens einer der eingangsseitigen Phasenspannungen (Uu, Uv, Uw) entspricht oder in einem vorgegebenen Wertebereich um eine der ein- gangsseitigen Phasenspannungen (Uu, Uv, Uw) liegt.
7. Umrichter nach Anspruch 5 oder 6, wobei die Steuereinheit (10) so ausgebildet ist, dass in der zweiten Betriebsart die Umrichterzweige (41 ) angesteuert werden, um die eingangsseitige Blindleistung auf eine Blindleistung einzustellen, die der ausgangs- seitigen Blindleistung entspricht oder in einem vorgegebenen Wertebereich um die ausgangsseitige Blindleistung liegt.
8. Umrichter nach Anspruch 5 oder 6, wobei die Steuereinheit (10) so ausgebildet ist, dass in der zweiten Betriebsart die Umrichterzweige (41 ) angesteuert werden, um die ausgangsseitige Blindleistung auf eine Blindleistung einzustellen, die der eingangsseitigen Blindleistung entspricht oder in einem vorgegebenen Wertebereich um die eingangsseitige Blindleistung liegt.
9. Anordnung mit einer mehrphasigen Last und einem Umrichter nach einem der Ansprüche 5 bis 8, wobei die Steuereinheit (10) ausgebildet ist, um zum Betreiben der Last bei einem bestimmten Betriebspunkt ausgangsseitige Phasenspannungen und ausgangsseitige Phasenströme durch die Umrichterschaltung bei einer bestimmten Ausgangsfrequenz bereitzustellen. 10. Anordnung nach Anspruch 9, wobei die Steuereinheit (10) ausgebildet ist, um in der zweiten Betriebsart den Betriebspunkt der Last (2) so zu ändern, dass die gleiche Leistung bzw. eine gleiche Wirkung in der Last (2) erreicht wird, wenn ausgangsseitige Phasenspannungen an die Last (2) angelegt werden, die den eingangsseitigen Phasenspannungen entsprechen.
1 1 . Anordnung nach Anspruch 9, wobei die Steuereinheit (10) ausgebildet ist, um die Umrichterschaltung so zu betreiben, dass in der zweiten Betriebsart die eingangssei- tige Blindleistung der von der Last vorgegebenen Blindleistung entspricht.
12. Anordnung nach Anspruch 9 oder 10, wobei die Steuereinheit (10) ausgebildet ist, um die Umrichterschaltung so zu betreiben, dass in der zweiten Betriebsart die ein- gangsseitige und ausgangsseitige Blindleistung einer geforderten Blindleistung entspricht.
13. Anordnung nach einem der Ansprüche 9 bis 12, wobei die Last (2) einer elektrischen Maschine entspricht.
14. Anordnung nach Anspruch 13, wobei die elektrische Maschine (2) auf eine Frequenz einer elektrischen Eingangswechselgröße des Versorgungsnetzes (3) ausgelegt ist, so dass die elektrische Maschine (2) mit Phasenspannungen betrieben wird, die den eingangsseitigen Phasenspannungen des Versorgungsnetzes (3) entspricht.
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