CN1263377A - 电源装置及使用了该电源的空调机 - Google Patents

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Abstract

电源装置具备有整流电路2、电抗线圈3、由开关元件4a、4b和电容器5a、5b和防倒流整流元件6a、6b构成的功率因数改善电路7、对功率因数改善电路7的输出电压进行滤波的滤波电容器8、生成并输出通断开关元件4a、4b的脉冲信号的脉冲信号控制部22和接受脉冲信号并驱动功率因数改善电路的开关装置的开关驱动部23。该装置通过简单的控制扩大输入电流的电流导通角并改善功率因数使输入电流的高次谐波成分减少。

Description

电源装置及使用了该电源的空调机
本发明涉及一种电源装置，其目的在于把交流转换成直流，减少输入电流的高次谐波成分，改善功率因数。
一直以来，把交流电压输入到二极管整流电路得到脉冲输出并通过电容进行滤波得到直流电压的电容输入型整流电路作为交流一直流转换电路被应用于各个领域。在电容输入型整流电路中，输入电流因其电流导通角小、功率因数差、无效功率多而不能有效地利用功率，此外，输入电流还含有多的高次谐波成分，所产生的问题是会对被连接在同一电源系统上的机器造成影响。因此，有如图31(a)所示的电路构成的电源装置一直作为改善功率因数、减少高次谐波成分的技术。
如图31(b)所示，该电源装置在通过整流电路103把由交流电源101输入的交流电压Vin转换成脉冲输出电压时可以通过插入电抗线圈102使输入电流Iin的冲击得到缓和，结果，因电流导通角扩大，可以改善功率因数并减少包含在输入电流Iin中的高次谐波成分。
象以上那样，因可以只通过简单构成的从动部件的插入改善功率因数，图31所示的以往的电源装置被用于各种各样的机器。
还有，近年，如图32所示那样使用有源元件进行功率因数改善的电源装置一直被用着。下面对图32所示的电源装置进行说明。在图32(a)中，控制电路109生成并输出高频地使为使输入电流成为正弦波状的开关元件107通断的信号。电抗线圈106为用于和开关元件107一起把输入电流变成为正弦波状的高频电抗线圈。二极管108防止在开关元件107导通时被充电到滤波电容器104上的电荷倒流。
下面对该电源装置的动作进行说明。控制电路109比较来自输入电流检测电路(未图示)的检测电流和以电源电压波形为基础作成的正弦波状的基准波形并生成、输出用于通断控制使输入电流成为正弦波状的开关元件107的脉冲信号。开关元件107依照该脉冲信号进行通断动作，重复电抗线圈106的短路、开路使输入电流接近于基准波形。其结果如图32(b)所示，可以得到和交流电源101的交流电压Vin一样的几乎正弦波状的输入电流波形Iin，可以使功率因数接近1，同时可以使包含在输入电流Iin中的高次谐波成分大幅度减少。
还有，也有把象特开平9-266674号公报、特许第2763479号公告或特开平10-174442号公报所示那样的开关控制显著简化后进行功率因数改善的电源装置。
用图33及图34对这种电源装置进行说明。
在图33(a)所示的电源装置中，电抗线圈102用于低频。控制电路110在交流电源101的过零点同步输出使开关元件107在规定时间导通的脉冲信号。由此，通过整流电路103、电抗线圈102及开关元件107流着使交流电源101短路的电流，因此，输入电流从交流电源101的过零点流动。然后，当开关元件107断开时，通过整流电路103、电抗线圈102、防倒流整流元件108及滤波电容器104流着电流。其结果可以使电流导通角扩大且可以改善功率因数。还有，控制电路110可以把使开关元件107导通的脉冲信号由交流电源101的过零点延迟规定时间后输出，根据负载的大小设定该延迟时间可以得到在各负载下的最佳功率因数。
图34(a)所示的电源装置备有功率因数改善用的电容器120a、120b。控制电路111在交流电源101的过零点附近输出使双向开关115在规定时间导通的脉冲信号。由此，通过电抗线圈102及整流电路103向电容器120a或120b流着充电电流。该充电电流因其位相超前可以加快输入电流的上升。于是，当双向开关115断开时，输入电流通过电抗线圈102、整流电路103及滤波电容器104流着电流。其结果可以使输入电流的电流导通角扩大且可以改善功率因数。
还有，在图34的电源装置中，控制电路111可以通过改变脉冲信号的脉冲宽度改变输出电压的值。也就是说，图34的电源装置在双向开关断开的状态下作为全波整流电路工作，在双向开关导通的状态下作为倍压整流电路工作。
因此，控制电路111可以通过改变脉冲信号的脉冲宽度在高于全波整流所得到的电压且低于倍压整流所得到的电压的范围内改变输出电压。
但是，在上述图31所示的电源装置中，虽然可以以简单的构成改善功率因数，但其改善效果小，无法得到足够的功率因数。还有，为了用此电路构成得到高的功率因数，需要加大电抗线圈的值，由此导致构成部件的大型化并导致损耗的增加。
还有，在图32所示的电源装置中，虽然可以使输入电流成为正弦波状并把功率因数几乎控制为1，但控制变得复杂，由波形成形所带来的高频开关所导致的在开关元件107上的损耗增大，而且产生的噪声还增大，必需要有用于控制噪声的强力滤波电路，由此产生的问题是成本增加、同时导致在滤波电路上的损耗增加。
然后，在图33所示的电源装置中，虽然可以显著简化开关控制，但是，特别是在低负载时电流波形如图33(b)所示那样变为不连续状，或者因为过度超前而得不到足够的功率因数，还有，虽然在低负载时也可以通过使脉冲信号的输出时序从交流电源的过零点延迟规定时间得到最佳的功率因数，但必须同时控制延迟时间和脉冲宽度，控制变得复杂，还有，在用于空调机的情况下，在200V输入时，电抗线圈大型化，于是，在该大型化了的电抗线圈上的损耗增大，进而施加在开关装置上的电压增大，因此，耐压要大，这导致部件大型化，所产生的问题是在开关元件107上的开关损耗增大。
还有，在图34所示的电源装置中，可以显著简化开关控制且在低负载时也可以得到高的功率因数，而且，可以在高于全波整流所得到的电压且低于倍压整流所得到的电压的范围使输出电压升压，但是，如图34(b)所示那样，会有这样的问题，在输出电压升压时，升压比越高，越无法得到接近倍压整流电路的足够的功率因数，而且，无法得到比由倍压整流所得到的电压高的输出电压。
本发明为了解决这样以往的问题，其目的是为了提供可以不通过进行高频开关而通过简单的构成及控制得到高功率因数、防止在开关元件上的损耗增加和因发生噪声的增加所导致的在滤波电路上的损耗增加、以低损耗抑制高次谐波的电源装置。
本发明的另一目的是为了提供即使简化开关控制也可以在负载全范围内得到高的功率因数且可以用简单的控制改善功率因数的电源装置。
还有，其目的是为了提供可以在200V输入时防止电抗线圈大型化和由此产生的损耗增加并防止开关元件的大型化的电源装置。而且，其目的还为了提供即使简化开关控制也可以大幅度改变输出电压且可以得到足够的功率因数的电源装置。
为解决上述问题，本发明的第1电源装置具备有(a)对交流电源的输出电压整流后转换为直流电压的整流电路、(b)连接在整流电路上的电抗线圈、(c)通过电抗线圈输入整流电路的输出电压的功率因数改善电路(功率因数改善电路是由由串联的多个开关元件组成并使从上述交流电源流出的输入电流的通路通断的开关装置、由串联的多个电容器组成的电容电路和在开关装置处于导通的状态时防止被充电到电容器的电荷倒流到开关装置上的倒流防止整流元件构成，开关装置及电容电路被配置成并联，连接开关元件之间的连接点和电容器之间的连接点并通过倒流防止整流元件连接开关装置的端点和电容电路的端点)、(d)生成使功率因数改善电路的各开关元件通断的脉冲信号并输出的脉冲信号控制装置和(e)接受脉冲信号并使功率因数改善电路的开关装置驱动的开关驱动装置。
本发明的第2电源装置具备有(a)对交流电源的输出电压整流后转换为直流电压的整流电路、(b)连接在整流电路上的电抗线圈、(c)通过电抗线圈输入整流电路的输出电压的功率因数改善电路(功率因数改善电路是由由串联的多个开关元件组成并使从交流电源流出的输入电流的通路通断的开关装置、由串联的多个电容器组成的电容电路和在开关装置处于导通的状态时防止被充电到上述电容器的电荷倒流到开关装置上的倒流防止整流元件构成，开关装置及电容电路被配置成并联，连接开关元件之间的连接点和电容器之间的连接点并通过倒流防止整流元件连接开关装置的端点和电容电路的端点)、(d)生成使功率因数改善电路的各开关元件通断的脉冲信号并输出的脉冲信号控制装置和(e)接受脉冲信号并使功率因数改善电路的开关装置驱动的开关驱动装置。此时，脉冲信号控制装置在交流电源电压的半周期中输出使功率因数改善电路的多个开关元件中的至少一个在规定的时间导通的脉冲信号。
根据上述构成，即便在本来电流不导通的期间也可以使电流流动，因此，可以扩大电流导通角并得到足够高的功率因数，可以借助于低成本且简单的构成及控制抑制高次谐波成分，提供低损耗的电源装置。
本发明的第3电源装置也可以在第2电源装置中再具备有检测电源电压过零点并输出过零检测信号的过零检测装置。此时，脉冲信号控制装置最好根据来自过零检测装置的过零检测信号输出使功率因数改善电路的开关元件在规定时间导通的脉冲信号。
本发明的第4电源装置也可以在第2或第3电源装置中其脉冲信号控制装置生成使功率因数改善电路的各开关元件在规定时间导通的脉冲信号且在交流电源电压的每半周期转换该脉冲信号的输出模式并输出。
本发明的第5电源装置也可以在第2或第3电源装置中其脉冲信号控制装置生成使功率因数改善电路的开关元件中的任一个在规定时间导通的脉冲信号且在交流电源电压的每半周期转换脉冲信号的输出模式并输出。
本发明的第6电源装置也可以在第2或第3电源装置中其脉冲信号控制装置生成使功率因数改善电路的多个开关元件在各自不同的规定时间导通的脉冲信号且在交流电源电压的每半周期转换脉冲信号的输出模式并输出。
本发明的第7电源装置也可以在第2或第3电源装置中其脉冲信号控制装置生成使功率因数改善电路的所有开关元件同时在规定时间导通的脉冲信号且在交流电源电压的每半周期输出脉冲信号。
本发明的第8电源装置也可以在第2或第4至第7的任一电源装置中再具备有检测电源电压过零点并输出过零检测信号的过零检测装置和接受来自该过零检测装置的过零检测信号并经过规定的时间后输出过零延迟信号的检测信号延迟装置。此时，脉冲信号控制装置最好接受来自检测信号延迟装置的过零延迟信号输出使功率因数改善电路的开关装置中的至少一个在规定的时间导通的脉冲信号。
本发明的第9电源装置也可以在第2或第4至第7的任一电源装置中再具备有检测交流电源电压的电压值的电源电压检测装置。此时，脉冲信号控制装置最好当从电源电压检测装置得到的电压值在规定值以上时输出使功率因数改善电路的开关元件中的至少一个在规定的时间导通的脉冲信号。
本发明的第10电源装置也可以在第2至第8的任一电源装置中再具备有检测交流电源电压的电压值的电源电压检测装置和检测电源装置的输出电压的直流电压检测装置。此时，脉冲信号控制装置最好当从电源电压检测装置得到的电压值比从上述直流电压检测装置得到的直流电压值高时输出使功率因数改善电路的开关装置断开的脉冲信号。
本发明的第11电源装置也可以在第2至第10的任一电源装置中再具备有检测负载大小的负载状态检测装置。此时，脉冲信号控制装置最好根据从负载状态检测装置得到的负载大小改变脉冲信号的脉冲宽度并输出。
本发明的第12电源装置也可以在第2至第10的任一电源装置中再具备有检测负载大小的负载状态检测装置。此时，脉冲信号控制装置最好根据从负载状态检测装置得到的负载大小选择输出第2至第10的任一电源装置中的脉冲信号。
本发明的第13电源装置也可以在第11或第12的电源装置中其负载由马达装置和用于把驱动电压供给该马达装置而把直流转换成交流的逆变器装置组成。此时，负载状态检测装置也可以测出由逆变器装置或马达装置的状态变化导致产生的变化量。
本发明的第14电源装置也可以在第11、12或13的电源装置中再具备有判别交流电源电压的电压值的电压判别装置，上述脉冲信号控制装置根据上述电压判别装置的判别结果切换脉冲信号的输出模式。
本发明的第15电源装置也可以在第1至第14的任一电源装置中再具备有检测交流电源电压的频率的电源频率检测装置。此时，脉冲信号控制装置最好根据电源频率检测装置检测出的频率输出不同脉冲宽度的脉冲信号。
本发明的第16电源装置也可以在第1至第15的任一电源装置中再具备有对功率因数改善电路的输出电压进行滤波的滤波电容器。
本发明的空调机把上述任一电源装置用作电源装置。
下面对附图进行简单说明。
图1为本发明的电源装置的实施例1的电路构成图。
图2为表示本发明的电源装置的实施例1的表示脉冲信号及主要波形的图。
图3为本发明的电源装置的实施例2的电路构成图。
图4为本发明的电源装置的电路构成图，特别是表示过零检测部的具体构成的图。
图5为在本发明的电源装置的实施例2的表示脉冲信号及主要波形的图。
图6为表示本发明的电源装置的实施例3的脉冲信号及主要波形的图。
图7(a)～(d)为本发明的电源装置的一构成例上的电流通路图。
图8为本发明的电源装置的实施例4的表示脉冲信号及主要波形的图。
图9为本发明的电源装置的实施例4的表示别的脉冲信号及主要波形的图。
图10为本发明的电源装置的实施例5的表示脉冲信号及主要波形的图。
图11为本发明的电源装置的实施例6的电路构成图。
图12为本发明的电源装置的实施例6的表示脉冲信号及主要波形的图。
图13为本发明的电源装置的实施例7的电路构成图。
图14为本发明的电源装置的实施例8的电路构成图。
图15为本发明的电源装置的实施例8的表示脉冲信号及主要波形的图。
图16为本发明的电源装置的实施例9的电路构成图。
图17为本发明的电源装置的实施例10的电路构成图。
图18为本发明的电源装置的实施例10的表示脉冲信号及主要波形的图。
图19为本发明的电源装置的实施例11(及实施例12)的电路构成图。
图20为表示脉冲信号控制装置对马达装置的速度输出的脉冲信号的脉冲宽度的图。
图21为表示马达装置由功率因数改善电路的控制模式及逆变器装置对负载进行速度控制的图。
图22为表示马达装置由功率因数改善电路的控制模式及逆变器装置对负载进行速度控制的图。
图23为表示马达装置由功率因数改善电路的控制模式及逆变器装置对负载进行速度控制的图。
图24为本发明的电源装置的实施例13的电路构成图。
图25为本发明的电源装置的实施例14的电路构成图。
图26为表示脉冲信号控制装置对马达装置的速度输出的脉冲信号的脉冲宽度的图。
图27为表示本发明的空调机的一实施例的构成方框图。
图28为表示本发明的电源装置的其他构成例的图。
图29(a)～(d)为本发明的电源装置的其他构成例的电流通路图。
图30为表示本发明的电源装置的另外其他构成例的图。
图31(a)为表示以往的电源装置的一例的电路构成图，(b)为其主要波形的图。
图32(a)为表示以往的电源装置的其他例的电路构成图，(b)为其主要波形的图。
图33(a)为表示以往的电源装置的另外其他例的电路构成图，(b)为其主要波形的图。
图34(a)为表示以往的电源装置的另外其他例的电路构成图，(b)为其主要波形的图。
图中，1：交流电源，2：整流电路，2a、2b、2c、2d：整流元件，3：电抗线圈，4a、4b：开关元件，5a、5b：电容器，6a、6b：防倒流整流元件，7：功率因数改善电路，8：滤波电容器，9：负载，10：逆变器装置，11：马达装置，21：过零检测部，22：脉冲信号控制部，23：开关驱动部，24：检测信号延迟部，25：电源电压检测部，25’：电源电压判别部，26：直流电压检测部，27：负载状态检测部，28：电源频率检测部，30：逆变器控制部，31：逆变器驱动部，32：位置检测部，71：负载电流检测部，81：逆变器装置，82：电动压缩机。
下面参照附图对与本发明相关的电源装置的实施例进行详细说明。还有，在所有的附图中，同一参照符号表示同一或同等的构成要素或部分。
实施例1
图1为表示与本发明相关的电源装置的一实施例的电路构成图。在图1中，电源装置由把来自交流电源1的交流电压整流并输出脉冲电压的整流电路2、用于进行功率因数改善的电抗线圈3、功率因数改善电路7、对功率因数改善电路7的输出电压进行滤波并供给负载9的滤波电容器8构成。整流电路2由多个整流元件2a、2b、2c、2d构成。功率因数改善电路7是由串联的2个开关元件4a、4b和串联的2个电容器5a、5b和2个防倒流整流元件6a、6b组成。2个开关元件4a、4b的串联的中点和2个电容器5a、5b的串联的中点连接，开关元件4a和电容器5a通过防倒流整流元件6a连接，开关元件4b和电容器5b通过防倒流整流元件6b连接。
还有，在开关元件4a、4b中使用功率晶体管、功率MOSFET、IGBT等可自消弧的半导体。还有，作为负载的具体例，有电热线或逆变器或连接在该逆变器上工作的照明机器或马达等。
还有，电源装置具备有生成并输出驱动开关元件4a、4b的脉冲信号的脉冲信号控制部22和接受来自脉冲信号控制部22的脉冲信号并驱动开关元件4a、4b的开关驱动部23。脉冲信号控制部22是由通用的逻辑电路或微机等构成。开关驱动部23由晶体管和专用IC或为了电性绝缘使用光电耦合器等构成。
这里，对脉冲信号控制部22的动作进行说明。脉冲信号控制部22在交流电源1的半周期中生成并输出使2个开关元件4a、4b中的至少一个成为导通状态的脉冲信号。
图2为表示在本实施例中脉冲信号控制部22输出的脉冲信号及电源电压及输入电流的波形的图。还有，“Vin”为交流电源1的电压，“Iin”为输入电流，“Pa”表示驱动开关元件4a的脉冲信号，“Pb”表示驱动开关元件4b的脉冲信号。
在图2中，对2个开关元件4a、4b以相同的时序输出相同脉冲宽度的脉冲信号Pa、Pb。其结果，在本来电流没导通的期间短路电流流过整流电路2、电抗线圈3及开关元件4a、4b，可以比图31所示的以往的电源装置更扩大电流导通角。其结果可以得到足够高的功率因数，可以抑制包含在输入电流中的高次谐波成分。
象以上那样，根据本实施例的电源装置，通过简单的构成和控制可以得到足够高的功率因数，因此，可以提供产生噪声小并抑制在滤波电路及开关元件4a、4b上的损耗的增加的低损耗的电源装置。
实施例2
图3为表示与本发明相关的电源装置的其他实施例的电路构成图。在图3中，电源装置除了图1所示的电路构成之外还具备有检测交流电源1的过零点并输出过零检测信号的过零检测部21。在图4中，过零检测部21用电阻62a、62b、63a、63b和光电耦合器61a、61b每半周期交替检测出交流电源1的过零点。脉冲信号控制部22接受来自过零检测部21的过零检测信号并生成输出驱动开关元件4a、4b的脉冲信号。这是由通用的逻辑电路或微机等构成。开关驱动部23接受来自脉冲信号控制部22的脉冲信号驱动开关元件4a、4b。
下面对脉冲信号控制部22的动作进行说明。脉冲信号控制部22在交流电源1的半周期中生成并输出应使2个开关元件4a、4b分别成为导通状态的2种脉冲信号。此时，通过把这2种脉冲信号在交流电源1的半周期中交替输出到2个开关元件4a、4b上可以使充电电流每半周期交替均等地流到电容器5a、5b上，可以扩大电流导通角并改善功率因数。
图5为表示在本实施例中脉冲信号控制部22输出的脉冲信号及电源电压及输入电流的波形的图。脉冲信号控制部22如图5所示那样在交流电源1的过零点上同步，在电源电压Vin的正半周期中在开关元件4a上输出2个脉冲信号、并在开关元件4b上输出1个脉冲信号，与此相对，在负的半周期中互换这2个脉冲信号的数目，也就是说，在开关元件4a上输出1个脉冲信号、并在开关元件4b上输出2个脉冲信号。这样，交流电源1的每半周期进行脉冲信号输出模式的切换。
在图5中，开关元件4a、4b在交流电源1的正半周期中通过脉冲信号Pa、Pb在交流电源1的过零点同步并在规定的时间同时成为导通状态，因此，短路交流电源1的电流通过整流电路2、电抗线圈3及开关元件4a、4b流动，输入电流波形在交流电源1的过零点处同步上升。
于是，当脉冲信号Pa、Pb同时成为断开状态时，电流减少，但其后开关元件4a再通过脉冲信号Pa成为导通状态，因此，对电容器5b的充电电流流过电抗线圈3及开关元件4a，电流又增加。其结果可以扩大输入电流的导通角。
还有，在负的半周期中也同样借助于使通过了电抗线圈3的短路电流和向电容器5a的充电电流流动可以扩大输入电流的导通角。
通过在交流电源1的每一个周期中重复这些动作得到足够高的功率因数并可以抑制高次谐波成分。
象以上那样，根据本实施例的电源装置，在交流电源1的每半周期转换输出到2个开关元件4a、4b的脉冲信号Pa、Pb，通过简单的构成和控制可以得到足够高的功率因数，因此，可以抑制包含在输入电流中的高次谐波成分。还有，可以利用电流增加比较陡急的流过电抗线圈3的短路电流和电流增加比较缓慢的向电容器5a或5b的充电电流，因此，借助于并用这些电流并与配合电路常数的改变可以得到各种各样的电流波形。其结果可以得到足够高的功率因数。
还有，产生的噪声小且可以抑制在滤波电路及开关元件4a、4b上的损耗的增加，因此，可以提供低损耗的电源装置。
还有，在本实施例中，说明了每半周期交替分别输出到2个开关元件4a、4b上的2个及1个脉冲信号的输出模式，但输出模式并不限于此。
实施例3
图6为表示在与本发明相关的电源装置的另外其他实施例中的电源电压、输入电流及各电容器两端电压的波形(以下称为“主要波形”)以及脉冲信号的波形。图7为表示在此电源装置上的电流通路图的变化方式的图。下面把电源电压的正半周期分成5个区间并参照图3、图6及图7对各期间的动作进行详细说明。还有，在下面的说明中，“Va”、“Vb”分别表示电容器5a、5b的两端电压，“Vdc”表示滤波电容器8的两端电压。
区间①：脉冲信号控制部22在交流电源1的电压Vin的过零点同步并输出用于使2个开关元件4a、4b中的任意一方在规定的时间成为导通状态的脉冲信号。在图6的例中，使开关元件4a成为导通状态的脉冲信号Pa被输出。此时，从交流电源1上看到的负载9一侧的电压等于电容器5b的两端电压Vb，其值大约为滤波电容器8的两端电压Vdc的1/2。但是，在这个区间，电源电压Vin比电容器5b的两端电压Vb低，没有电流从交流电源1流向负载一侧，没有输入电流Iin。
区间②：电源电压Vin比电容器5b的两端电压Vb高，因此，对电容器5b的充电电流通过图7(a)所示的电流通路开始流动，在脉冲信号的导通状态结束之前电流增加，与此同时，电容器5b的两端电压Vb上升。
区间③：2个开关元件4a、4b都处于断开状态，从交流电源1上看到的负载一侧的电压等于滤波电容器8的两端电压Vdc。此时，电源电压Vin比Vdc小，输入电流Iin虽然减少但因存储在电抗线圈3内的能量而不断流动。
区间④：电源电压Vin比滤波电容器8的两端电压Vdc大，在此区间，输入电流Iin在要对滤波电容器8充电的图7(c)所示的电流通路上流动。
区间⑤：对滤波电容器8的充电结束，输入电流Iin在此区间不流动。
象以上那样，通过进行从区间①到区间⑤的动作，输入电流的上升可以比以往更快，可以得到导通角更大的电流波形。
还有，在交流电源1的负的半周期中，脉冲信号控制部22输出使开关元件4b在规定时间成为导通状态的脉冲信号Pb。此时，从交流电源1上看到的负载一侧的电压等于电容器5a的两端电压Va，与已说明的交流电源1的正的半周期一样，对电容器5a的充电电流在图7(b)所示的电流通路上从电源电压Vin比Va大的点开始流动。以后进行与交流电源1的正的半周期一样的动作，可以加快输入电流的上升并得到导通角大的电流波形。
通过在交流电源1的每一个周期中重复以上动作得到足够高的功率因数并可以减少包含在输入电流中的高次谐波成分。
象以上那样，根据本实施例的电源装置，以简单的构成并通过在电源电压的半周期中输出1次脉冲信号这样非常简单的控制可以实现对包含在输入电流中的高次谐波成分的抑制，可以提供产生噪声小并抑制在滤波电路及开关元件4a、4b上的损耗的增加的低损耗的电源装置。
还有，在把本电源装置用于空调机等机器的情况下，如果交流电源1为200V，当开关元件4a或4b处于导通状态时，施加在电抗线圈3上的电压只有电容器5a、5b的两端电压Va、Vb部分被缓和，因此，与图33所示的以往的电源装置相比，可以把电抗线圈3大幅度小型化。对于为了可以设法使机器整体小型化同时可以使在电抗线圈3上的损耗减少并可以完成机器的低损耗化，其结果特别有效。
实施例4
图8为在与本发明相关的电源装置的另外其他实施例上的表示脉冲信号及主要波形的图。下面把电源电压的正半周期分成3个区间并参照图3、图7及图8对各期间的动作进行详细说明。
区间①：脉冲信号控制部22在交流电源1的电压Vin的过零点同步并输出应使2个开关元件4a、4b各自在不同的规定的时间成为导通状态的带有不同脉冲宽度的脉冲信号。在图8的例中，首先，与交流电源1的过零点检测同步、使开关元件4b在短时间内成为导通状态的脉冲信号Pb或使开关元件4a在比开关元件4b长的与交流电源1的半周期同等或比之短的时间内成为导通状态的脉冲信号Pa被输出。其结果，在区间①上的两个开关元件4a、4b同时成为导通状态，使交流电源1短路的电流在图7(d)所示的电流通路上通过整流电路2、电抗线圈3及开关元件4a、4b流动。
区间②：开关元件4b处于断开状态，从交流电源1上看到的负载一侧的电压等于电容器5b的两端电压Vb。此时，电源电压Vin比Vb大，对电容器5b进行充电的电流在图7(a)所示的电流通路上通过电抗线圈3流动。
区间③：对电容器5b的充电结束，输入电流Iin在此区间不流动。
象以上那样，通过进行从区间①到区间③的动作，与实施例3一样，输入电流的上升可以比以往的电源装置更快，因此，可以得到导通角更大的电流波形。
还有，在交流电源1的负的半周期中，与交流电源1的正的半周期相反，脉冲信号控制部22在过零检测后输出使开关元件4a在短时间内成为导通状态的脉冲信号Pa或使开关元件4b在比开关元件4a长的与交流电源1的半周期同等或比之短的时间内成为导通状态的脉冲信号Pb。在此负的半周期中也进行与正的半周期一样的动作，输入电流的上升可以比以往更快，可以得到导通角更大的输入电流波形。
通过在交流电源1的每一个周期中重复以上动作得到足够高的功率因数并可以减少包含在输入电流中的高次谐波成分。
还有，在本实施例的电源装置上的区间①中，借助于通过7(d)的电流通路并通过了电抗线圈3的短路电流，能量被储存往电抗线圈3，同时，在区间②中，借助于通过图7(a)或(b)的电流通路的往电容器5a或5b充电的电流，能量被储存往电容器5a、5b。因此，在本实施例的电源装置中可以得到足够高的功率因数，同时，比起交流电源1的电压Vin，可以得到足够大的输出电压Vdc，比起由倍压整流所得到的电压，还可以得到更高的输出电压。
象以上那样，根据本实施例的电源装置，在电源电压的半周期中，借助于一次输出2个开关元件4a、4b各自带有不同的脉冲宽度的脉冲信号这样的非常简单的控制可以扩大电流导通角并可以得到足够高的功率因数。
还有，产生的噪声小且可以抑制在滤波电路及开关元件4a、4b上的损耗的增加，因此，可以实现低损耗化。而且，可以把输出电压升压到比由倍压整流得到的电压更大的电压。可以提供可应付需要高直流电压的负载的电源装置。
还有，在实施例3所示的发明的电源装置中，如图9所示那样生成使开关元件在比交流电源1的半周期更宽的区间内导通的脉冲信号，借助于在交流电源1的每半周期切换输出该脉冲信号可以进行与本发明的电源装置同样的动作并得到同等的效果。
还有，在发明的电源装置中，通过在不超过电源电压的半周期的范围内控制2个脉冲宽度不同的脉冲信号Pa、Pb的脉冲宽度可以得到高的功率因数改善效果并可以在大范围内控制电源装置的输出电压值。
实施例5
图10为在与本发明相关的电源装置的另外其他实施例上的表示脉冲信号及主要波形的图。下面参照图3、图7及图10对本实施例进行详细说明。
在图10所示的例中，与来自过零检测部21的过零检测信号同步把相同脉冲宽度的脉冲信号Pa、Pb同时输出到2个开关元件4a、4b上。其结果，在开关元件4a、4b同时成为导通状态时，短路电流在图7(d)所示的电流通路上通过整流电路2、电抗线圈3及开关元件4a、4b流动，因此，在本来电流没导通的交流电源1的过零点附近也可以使输入电流Iin流动。因此，可以使输入电流Iin在过零点处同步上升，可以扩大电流导通角并得到高的功率因数，可以使包含在输入电流Iin内的高次谐波成分减少。
因此，由图3、图7及图10可知，根据本实施例的电源装置，在电源电压的半周期中，借助于使2个开关元件4a、4b同时成为导通状态这样简单的控制可以扩大电流导通角并得到足够高的功率因数。由此，可以使包含在输入电流Iin内的高次谐波成分减少。
还有，产生的噪声小且可以抑制在滤波电路及开关元件4a、4b上的损耗的增加而成为低损耗，同时，借助于通过了电抗线圈3的短路电流可以把能量储存往电抗线圈3，可以使输出电压Vdc升压。
还有，在本实施例的电路构成中，开关元件4a、4b被串联着，因此，被施加在各开关元件4a、4b上的电压为图33所示的以往例的一半。因此，各开关元件4a、4b可以用耐压小的元件，可以实现各个部件的小型化。其结果可以实现装置整体的小型化。
还有，施加在各开关元件4a、4b上的电压为图33所示的以往例的一半，因此，可以进一步使在各开关元件4a、4b上的开关损耗减少，特别是在输入电流小的低负载时可以时装置更加低损耗化。还有，此效果并不限于本发明的实施例，在其他的发明的电源装置的实施例中也可以得到同样的效果。
实施例6
图11为表示与本发明相关的电源装置的另外其他实施例的电路构成图。在图11中，电源装置除了图3所示的电路构成之外还具备有接受来自过零检测部21的过零检测信号并把使所接受的过零检测信号只延迟规定时间的过零延迟信号输出到脉冲信号控制部22的检测信号延迟部24。检测信号延迟部24由利用了基于电容和电阻的时间常数的延迟电路和具有定时功能的IC或微机等构成。
下面对图11所示的电源装置进行说明。脉冲信号控制部22接受从由检测信号延迟部24得到的过零点延迟了规定时间的过零延迟信号并输出应使开关元件4a、4b中至少一个在规定时间成为导通状态的脉冲信号。
图12表示在本实施例的电源装置上的脉冲信号及主要波形图。在图12的例中，在交流电源1的正的半周期中，通过脉冲信号Pa使开关元件4a在半周期的位相后半部的一部分上导通，在负半周期中，通过脉冲信号Pb使开关元件4b在半周期的位相后半部的一部分上导通。
由图12的输入电流波形Iin可知，通过使脉冲信号延迟，即便在输入电流的位相的后半部也可以在电源电压的每半周期以相同的时序输出脉冲信号，因此，充电电流流向电容器5a、5b，可以扩大电流导通角。
因此，根据本实施例的电源装置，通过使脉冲信号从交流电源1的过零点延迟规定时间可以使输入电流在半周期的任意位相区间流动，因此，通过在本来电流不导通的期间输出脉冲信号可以大幅度扩大电流导通角，对于为可以得到高的功率因数特别有效。而且，因噪声低，可以简化滤波电路，同时，在开关装置上的损耗小，因此，可以提供低损耗且构成简单的电源装置。还有，通过组合上述实施例中的脉冲信号控制可以进一步扩大电流导通角，并可以大幅度改善功率因数并进一步抑制高次谐波成分。
实施例7
图13为表示与本发明相关的电源装置的另外其他实施例的电路构成图。在图13中，电源装置除了图3所示的电路构成之外还具备有检测交流电源1的电压值的电源电压检测部25。电源电压检测部25用电阻等或在必须绝缘的情况下用变压器等构成，检测出交流电压值Vin或整流电路2的输出脉冲电压的电压值|Vin|。下面用图13对本实施例的电源装置进行详细说明。
脉冲信号控制部22接受从电源电压检测部25得到的电源电压的值并在该值达到了规定值时同步输出使开关元件4a、4b中的至少一个在规定时间成为导通状态的脉冲信号。其结果，在交流电源1的每半周期每次可都以相同的时序输出脉冲信号，因此，在交流电源1的每周期上可以正确地使电流导通角扩大。因此，可以得到高的功率因数并可以比较正确地对高次谐波成分进行抑制。由此可以得到可靠性高的电源装置。
因此，根据本发明的电源装置，通过根据从电源电压检测部25得到交流电源1的电压值达到规定值进行输出脉冲电压控制代替由过零检测部21测出的过零点可以得到与从上述实施例2到实施例6一样的效果。还有，通常，在交流电源1的电压值变化了的情况下，根据其增减输出电压Vdc的值也相应增减，但在本电源装置中，为了把交流电源1的电压值与定好的规定值比较，在电源电压产生了变动的情况下，脉冲信号的输出时序自动地变化。
也就是说，当电源电压增加时，脉冲信号的输出时序提前，因此，在电源电压比通常小时，开关元件4a、4b变为导通状态。其结果，往电抗线圈3或开关元件4a、4b的能量存储量减少，输出电压Vdc趋向减少的方向。相反，当电源电压下降时，脉冲信号的输出时序落后，因此，在电源电压比通常大时，开关元件4a、4b变为导通状态。其结果，往电抗线圈3或电容器5a、5b的能量存储量增加，输出电压Vdc趋向增加的方向。因此，在本实施例的电源装置中，如果是小的电源电压变化，可以使输出电压保持一定，具有抗干扰强的效果。
实施例8
图14为表示与本发明相关的电源装置的另外其他实施例的电路构成图。在图14中，电源装置除了图13所示的电路构成之外还具备有检测滤波电容器8的两端电压Vdc的直流电压检测部26。直流电压检测部26简单地由电阻等构成。直流电压检测部26的输出用A/D变换器由微机等取入。还有，直流电压检测部26以检测电源装置的输出电压即供给负载的电压为目的，在没有滤波电容器8的电路构成中，也可以检测功率因数改善电路7的输出电压取代对滤波电容器8的两端电压Vdc的检测。还有，图15为在本实施例的电源装置上的脉冲信号及主要波形图。
下面把电源电压的正半周期分成4个区间并参照图7、图14及图15对各期间的动作进行详细说明。
区间①：脉冲信号控制部22在交流电源1的电压Vin的过零点同步并输出使2个开关元件4a、4b中的任意一方在电源1的电压值Vin超过滤波电容器8的两端电压Vdc之前成为导通状态的脉冲信号。在图15的例中，在正的半周期中应使开关元件4a成为导通状态的脉冲信号Pa被输出。此时，从交流电源1上看到的负载一侧的电压等于电容器5b的两端电压Vb，其值大约为滤波电容器8的两端电压Vdc的1/2。但是，在这个区间，电源电压Vin比电容器5b的两端电压Vb低，没有电流从交流电源1流向负载一侧。
区间②：电源电压Vin比电容器5b的两端电压Vb高，因此，对电容器5b的充电电流通过图7(a)所示的电流通路开始流动，在脉冲信号的导通状态结束之前电流增加。还有，在该区间，电源电压Vin上升并很快与滤波电容器8的两端电压Vdc相等。此时，关元件4a变成断开状态。此动作在脉冲信号控制部22中借助于检测出由电源电压检测部25得到的电源电压值超过由直流电压检测部26得到的直流电压值即滤波电容器8的两端电压Vd而被执行。
区间③：2个开关元件4a、4b都处于断开状态，从交流电源1上看到的负载一侧的电压等于滤波电容器8的两端电压Vdc。此时，电源电压Vin等于Vdc，此后，在电源电压Vin增加的同时，输入电流Iin通过应向电容器8充电的图7(c)所示的电流通路流动。
区间④：对滤波电容器8的充电结束，在此区间，电流不流动，处于非导通状态。
以上通过进行从区间①到区间④的动作，输入电流的上升可以比以往更快，可以得到导通角更大的电流波形，同时，在区间②及区间③切换时，不会产生实施例3的图6所示那样的电流波形的尖，可以得到比较平滑的电流波形。
还有，在交流电源1的负的半周期中，脉冲信号控制部22输出使开关元件4b在电源1的电压值Vin超过滤波电容器8的两端电压Vdc之前成为导通状态的脉冲信号Pb。在此情况下，通过进行与正的半周期一样的动作也可以扩大导通角并得到无尖的比较平滑的电流波形。
通过在交流电源1的每一个周期中重复以上动作可以扩大电流导通角并得到无尖的电流波形。因此，可以得到非常高的功率因数并可以进一步减少包含在输入电流中的高次谐波成分。
因此，根据本实施例的电源装置，通过在电源电压的半周期中输出一次脉冲信号这样非常简单的控制可以扩大输入电流导通角。还有，由于把脉冲信号由导通状态变为断开状态的时序经常可以最优化，因此，可以消去电流波形的尖。其结果可以得到比较平滑的电流波形并可以大幅度减少包含在输入电流中的高次谐波成分。
还有，电源装置为低噪声，可以简化滤波电路，同时，在交流电源1的半周期内开关一次，因此，可以减小在开关元件4a、4b上的损耗并可以实现低损耗化。还有，在实施例1到7所示的电源装置中，检测出滤波电容器8的电压，把电源电压Vin和滤波电容器的两端电压Vdc进行比较并控制脉冲信号的时序，这可以适合本实施例的宗旨。
实施例9
图16为表示与本发明相关的电源装置的另外其他实施例的电路构成图。在图16中，电源装置除了图3所示的电路构成之外还具备有检测滤波电容器8的两端电压Vdc并输出的直流电压检测部26和检测负载大小的负载状态检测部27。负载状态检测部27从由直流电压检测部26得到的滤波电容器8的两端电压Vdc和通过由电阻或电流变压器等构成的负载电流检测部71得到的负载电流推算负载的大小。脉冲信号控制部22对来自负载状态检测部27及直流电压检测部26的输出进行读入，生成并输出驱动开关元件4a、4b的脉冲信号。
下面对此电源装置进行详细说明。
脉冲信号控制部22根据由负载状态检测部27得到的负载的大小改变应使开关元件4a、4b成为导通状态的输出脉冲信号的脉冲宽度。例如，在实施例3的电源装置上的脉冲宽度的控制中，也可以使脉冲宽度根据由负载状态检测部27得到的负载的大小成比例地改变。还有，也可以预先根据规定的负载的大小设定可以使功率因数或效率达到最大的脉冲宽度，并根据所检测出的负载的大小输出保持设定了的规定的脉冲宽度的脉冲信号。还有，在实施例4的电源装置中，也可以预先根据负载的大小设定把输出电压变为规定值的脉冲宽度，并根据所检测出的负载的大小输出保持设定了的规定的脉冲宽度的脉冲信号。特别是通过脉冲信号控制部22从直流电压检测部26检测出滤波电容器8的两端电压Vdc可以确认是否得到规定的输出电压，因此，可以比较可靠地控制输出电压。
本实施例的电源装置可以与上述实施例所示的电源装置组合使用，由此，在整个负载的范围内可以得到与上述发明同等的效果。因此，根据本电源装置，通过根据负载的大小成比例地改变脉冲宽度可以简化控制并可以在整个负载的范围内得到足够高的功率因数。由此，通过简单的控制可以在整个负载的范围内抑制高次谐波成分。还有，通过预先根据负载的大小设定可以使功率因数或效率达到最大的脉冲宽度并根据所检测出的负载的大小输出保持设定了的规定的脉冲宽度的脉冲信号，可以在整个负载的范围内大幅度提高功率因数或效率。由此可以大幅度减少高次谐波成分。还有，也可以实现高次谐波的抑制和装置的低损耗化。还有，通过预先根据负载的大小设定可以把输出电压变为规定值的脉冲宽度并根据所检测出的负载的大小输出保持设定了的规定的脉冲宽度的脉冲信号可以在整个负载的范围内得到任意的输出电压。由此可以实现对高次谐波成分的抑制和高输出化。
还有，在本实施例中，负载状态检测部27从由直流电压检测部26得到的滤波电容器8的两端电压和通过由电阻或电流变压器等构成的负载电流检测部71得到的负载电流推算负载的大小，但在本发明的电源装置上的负载检测方法并不限于此，作为检测方法也可以从输出电压、输出电流、输入电流以及在开关装置上流动的电流推算，还有，也可以借助于对这些组合推算进行检测。
实施例10
图17为表示与本发明相关的电源装置的另外其他实施例的电路构成图。在图17所示的电源装置中，与实施例9的电源装置的不同点在于脉冲信号控制部22只根据来自负载状态检测部27的检测信号输出脉冲信号。
下面对图17所示的电源装置进一步进行详细说明。脉冲信号控制部22根据由负载状态检测部27得到的负载的大小选择上述实施例1到9所示的电源装置上的输出模式中的任何一个输出应使开关元件4a、4b成为导通状态的输出脉冲信号。
还有，图18为表示在本实施例的电源装置中脉冲信号控制部22输出的脉冲信号及那时的主要波形的图。在图18中，“Pa1”、“Pa2”表示驱动开关元件4a的脉冲信号，“Pb1”、“Pb2”表示驱动开关元件4b的脉冲信号。
在图17中，当由负载状态检测部27所检测出的负载的大小W在规定的值Y1以下时，实施例3所示的输出模式的脉冲信号被输出，另一方面，当负载的大小W在规定的值Y1以上时，实施例4所示的输出模式的脉冲信号被输出。
即，当W≤Y1时输出图18(a)所示那样的脉冲信号Pa1、Pb1。还有，当W≥Y1时输出图18(b)所示那样的脉冲信号Pa2、Pb2。
由此，当负载W在规定的值Y1以下(W≤Y1)的区域时可以得到高的功率因数，同时，可以使输出电压几乎恒定地保持在大约由全波整流所得到的电压上。还有，当负载W在规定的值Y1以上的区域时可以得到高的功率因数，同时，可以得到电压值比由倍压整流所得到的电压高的输出电压。其结果可以根据负载的大小改变输出电压。
还有，在W≥Y1的区域中，如实施例9所示那样，通过与负载的大小成比例地展宽脉冲宽度可以使输出电压从由全波整流所得到的电压到比由倍压整流所得到的电压更高的电压值为止逐渐地改变。
还有，也可以设定另外一个规定值Y2，当负载的大小W在Y2以下时使脉冲信号都断开。即，当W≤Y2时，脉冲信号控制部22不输出脉冲信号。另一方面，当Y2≤W≤Y1时，脉冲信号控制部22输出图18(a)所示那样的脉冲信号Pa1、Pb1。还有，当W≥Y1时，脉冲信号控制部22输出图18(b)所示那样的脉冲信号Pa2、Pb2。
由此，在上述实施例中，当负载的大小W在Y2以下的区域时，流向开关元件4a、4b的电流不导通，可以减少在此开关元件上的损耗，因此，可以实现装置的低损耗化。
因此，在本发明的电源装置中，通过比较负载的大小W和规定值并根据其大小改变输出的脉冲信号可以在整个负载的范围内得到高的功率因数并可以抑制高次谐波成分，同时，可以根据负载的大小改变输出电压。还有，通过在低负载区断开脉冲信号可以进一步减少损耗。
结果，即便对于大小变化的负载也可以在其整个变化范围内抑制高次谐波成分并可以改变输出电压，可以实现高输出化。
还有，可以简化电源装置的电路构成及控制，因此，产生噪声小，可以简化滤波电路，同时，在开关装置上的损耗小、可以实现低损耗化。
还有，也可以组合在本实施例的电源装置上的脉冲信号的输出模式并用于实施例1到实施例9所示的电源装置中。
还有，在本实施例中，负载状态检测部27从由直流电压检测部26得到的滤波电容器8的两端电压和由负载电流检测部71得到的负载电流推算负载的大小，但负载检测方法并不限于此。作为检测方法比如也可以从输出电压、输出电流、输入电流、在开关元件上流动的电流以及脉冲宽度推算，还有，也可以借助于对这些组合推算进行检测。
实施例11
图19为表示与本发明相关的电源装置的另外其他实施例的电路构成图。在图19中，电源装置除了图3所示的电路构成之外还具备有逆变器装置10和负载状态检测部27。逆变器装置10由多个半导体元件构成，通过以高频开关此半导体元件可以把滤波电容器8的两端的大致直流电压Vdc转换为可变电压、可变频率的交流电压。作为半导体元件，与功率因数改善电路7的开关元件4a、4b同样，使用功率晶体管、功率MOSFET、IGBT等可自消弧的半导体。从逆变器装置10输出的可变电压、可变频率的交流电压被用于供给对马达装置11进行可变速驱动。在马达装置11上使用DC无刷马达。
还有，负载状态检测部27由逆变器控制部30、逆变器驱动部31以及位置检测部32构成。位置检测部32检测出马达装置11即DC无刷马达的转子位置并输出位置检测信号，由孔传感器和编码器等构成。逆变器控制部30生成输出用于根据来自位置检测部32的位置检测信号驱动逆变器装置10的控制信号，由微机等构成。还有，逆变器驱动部31根据由逆变器控制部30生成输出的控制信号驱动逆变器装置10的半导体元件。
还有，脉冲信号控制部22生成并输出驱动开关元件4a、4b的脉冲信号，但在本例中还对作为负载状态检测部27的构成要素的逆变器控制部30所检测出的负载的状态进行读入。
下面对图19的电源装置进行详细说明。逆变器控制部30接受来自外部的速度指令信号以及来自位置检测部32的位置检测信号，把马达装置11控制在规定的速度上，为此，生成驱动逆变器装置10的控制信号。
在作为通过此逆变器装置10可被变速驱动的马达装置11例如用于空调机的压缩机用马达中，根据速度的大小增加负载扭矩，同时，在马达线圈上产生的逆电动势增大，因此，施加在马达装置11上的电压、电流增大，输出电压增大。由此导致交流电源1上的输入功率和输入电流也增大。
另一方面，在功率因数改善电路7中，为了改善输入电流的功率因数，脉冲信号控制部22输出驱动开关元件4a、4b的脉冲信号，但电源装置的功率因数及效率在很大程度上受到此脉冲信号的脉冲宽度的影响。因此，为使功率因数或效率达到最大，必须各自输出最佳的脉冲宽度的脉冲信号，此脉冲信号的最佳脉冲宽度依负载的大小和电路常数的不同而不同。
于是，为了在马达装置11的整个负载变动范围内得到最大的功率因数或效率，重要的是根据负载的大小控制脉冲信号的脉冲宽度。在本实施例中，作为检测负载大小的方法，根据由位置检测部32输出的位置检测信号的检测间隔求得的马达装置11的速度进行推算。
这里，例如对马达装置11的速度预先设定可以使功率因数或效率达到最大的脉冲宽度。然后，脉冲信号控制部22也可以根据检测出的马达装置11的速度输出保持预先设定的规定的脉冲宽度。还有，当最佳的脉冲宽度几乎与马达装置11的速度成正比的情况下，如图20所示那样，脉冲信号控制部22也可以控制脉冲信号的脉冲宽度使之与被检测的马达装置11的速度成正比。
因此，根据本发明的电源装置，通过马达装置11的速度推算负载的大小，对此速度预先设定可以使功率因数或效率达到最大的脉冲宽度，根据检测出的马达装置11的速度输出规定的脉冲宽度，因此，可以在马达装置11的整个运行范围内得到足够的功率因数或效率。由此，在马达装置11的整个运行范围内可以充分地减少输入电流的高次谐波成分，同时可以实现低损耗的马达驱动用的电源装置。而且，产生噪声小并可以抑制在滤波电路及开关元件4a、4b上的损耗的增加。
还有，当最佳的脉冲宽度几乎与马达装置11的速度成正比的情况下，控制脉冲信号的脉冲宽度使之与被检测的马达装置11的速度成正比，因此，同样在马达装置11的整个运行范围内可以得到足够的功率因数或效率。而且，在此情况下，脉冲信号的脉冲宽度可以用对马达装置11的速度的线性表达式表示，因此，可以进一步简化脉冲宽度控制。由此，在马达装置11的整个运行范围内可以通过简单的控制充分地减少输入电流的高次谐波成分，同时可以实现低损耗的马达驱动用的电源装置。
实施例12
下面用图19、图21、图22及图23对本发明的电源装置的另外其他的实施例进行说明。
在本实施例中，根据交流电源1的输入电流的大小检测出马达装置11的负载大小。此输入电流的大小根据马达装置11的负载大小增加，并由电流通路上所设的电阻和电流变压器等的输入电流检测部(未图示)被检测作为检测方法。还有，在以下的说明中，把基于实施例3所示的脉冲信号的工作模式成为“全波整流模式”，把基于实施例4所示的脉冲信号的工作模式成为“倍压整流模式”。
在图21中，在马达装置11启动后，功率因数改善电路7的脉冲信号控制部22用全波整流模式进行功率因数改善。在此情况下，例如，当交流电源1的电压值为200V时，滤波电容器8的两端电压Vdc的值大约为280V。
输入电流因马达装置11上的负载增加而增加。脉冲信号控制部22根据负载的大小即输入电流的大小控制脉冲信号的脉冲宽度使得功率因数或效率达到最大。在此期间，逆变器控制部30根据来自外部的速度指令信号把马达装置11控制在规定的速度上，为此，进行逆变器PWM(Pulse Width Modulation)控制，通过控制驱动逆变器装置10的各半导体元件的高频脉冲信号的脉冲占空比并通过调节施加在马达装置11上的电压把马达装置11控制在规定的速度上。
于是，随着负载的增加，当逆变器控制部30输出的高频脉冲信号的脉冲占空比达到规定值比如100％时，供往马达装置11的电压成为饱和状态，在此之上无法再增加马达装置11的速度。因此，为设法提高马达装置11的速度，甚至为了供给更大的电压，必须增加功率因数改善电路7的输出电压即滤波电容器8的两端电压Vdc。于是，以后，通过对基于脉冲信号控制部22的功率因数改善电路7的脉冲信号控制来控制滤波电容器8的两端电压Vdc并进行逆变器PAM(Pulse AmplitudeModulation)控制，通过调节施加在马达装置11上的电压把马达装置11控制在规定的速度上。
下面用图22对本实施例上的其他控制手法进行说明。在图22中，在马达装置11启动后，功率因数改善电路7的脉冲信号控制部22用全波整流模式进行功率因数改善。在此情况下，例如，当交流电源1的电压值为100V时，滤波电容器8的两端电压Vdc的值大约为140V。
输入电流因马达装置11上的负载增加而增加。脉冲信号控制部22根据负载的大小即输入电流的大小控制脉冲信号的脉冲宽度使得功率因数或效率达到最大。在此期间，逆变器控制部30根据来自外部的速度指令信号把马达装置11控制在规定的速度上，为此，进行逆变器PWM控制。
于是，随着负载的增加，当逆变器装置10的脉冲占空比达到规定值比如100％时，供往马达装置11的电压成为饱和状态，在此之上无法再增加马达装置11的速度，在此情况下，通过对基于脉冲信号控制部22的功率因数改善电路7的脉冲信号控制来控制滤波电容器8的两端电压Vdc并调节施加在马达装置11上的电压把马达装置11控制在规定的速度上，进行逆变器PAM控制。
可是，当交流电源1的电压值为100V时，在全波整流模式中，输出电压Vdc的控制范围即供往马达装置11的电压有上限，无法充分提高马达装置11的速度。于是，脉冲信号控制部22通过把输出的脉冲信号从全波整流模式切换到倍压整流模式可以得到更大的升压效果。即便在此倍压整流模式中，输出电压Vdc的值也可以通过在功率因数改善电路7的2个开关元件4a、4b上被输出的2个脉冲信号的脉冲宽度来控制。借助于此倍压整流模式的大的升压效果，即便在100V输入时也可以得到与200V输入时同等程度的输出电压Vdc，可以在更大的范围内进行逆变器PAM控制。
还有，全波整流模式和倍压整流模式之间的切换未必非要在逆变器控制部30输出的高频脉冲信号的脉冲占空比达到100％的点上进行切换，也可以如图23所示那样，模式的切换点也可以在脉冲占空比为100％的点附近的不同的点上。
还有，通过在全波整流模式和倍压整流模式之间的切换点上设置滞后可以防止在模式切换点附近因不稳定的动作导致模式改变复杂化。
因此，根据本发明的电源装置，除了在基于脉冲信号控制部22的全波整流模式上的功率因数改善之外，当加在马达装置11上的负载在小的区域上时通过逆变器PWM控制进行马达装置11的速度控制，当负载在小的区域上时通过逆变器PAM控制进行速度控制，因此，可以在马达装置11的整个运行范围内得到足够的功率因数或效率，特别是在逆变器PAM控制区域内可以抑制因开关造成的损耗增加，因此，可以实现在逆变器装置10及马达装置11上低损耗化。而且，可以提高输出电压Vdc。
由此，在马达装置11的整个运行范围内可以抑制输入电流的高次谐波成分，同时，可以实现可对马达装置11进行驱动的电源装置。而且，以简单的控制产生噪声小，可以抑制在滤波电路及开关元件4a、4b上的损耗的增加。
还有，当马达装置11上的负载在小的区域上时，进行基于全波整流模式的功率因数改善和基于逆变器PWM的马达装置11的速度控制，当负载在大的区域上时，进行基于倍压整流模式的功率因数改善和基于逆变器PAM的马达装置11的速度控制，因此，可以在马达装置11的整个运行范围内得到足够的功率因数，同时，借助于此倍压整流模式的大的升压效果，可以在大范围内进行逆变器PAM控制，因此，可以抑制在逆变器装置10及马达装置11上的因开关导致的损耗增加，同时可以大幅度提高输出电压Vdc。
由此，在马达装置11的整个运行范围内可以抑制输入电流的高次谐波成分，同时，可以实现可对在大范围内具有高效率和高输出的马达装置11进行驱动的电源装置。而且，以简单的控制产生噪声小，可以抑制在滤波电路及开关元件4a、4b上的损耗的增加。
还有，在本实施例中，脉冲信号控制部22输出的脉冲信号的形式并不限于本实施例，也可以根据需要从上述实施例中选择任意组合。还有，在上述实施例11、12中，马达装置11使用DC无刷马达，但在本发明的电源装置上的马达装置11并不限于此，用感应电动机等其他的马达装置也可以得到同样的效果。还有，负载状态检测部27的构成图并不限于图19所示的构成图。还有，在实施例11、12中，使用马达装置11的速度及交流电源1的输入电流的大小作为作为负载状态的检测方法，但除此之外也可以使用逆变器装置10的输出脉冲占空比、输出频率、输出电流值或施加在马达装置11上的电压及电流等。还有，借助于组合这些方法检测出负载的大小也可以得到同样的效果。
实施例13
下面用图24对与本发明相关的电源装置的另外其他的实施例进行说明。本实施例的电源装置除了图19所示的电路构成之外还具备有电源电压判别部25’。脉冲信号控制部22生成并输出驱动开关元件4a、4b的脉冲信号，但在本实施例中还对电源电压判别部25’检测出的交流电源1的电压值及作为负载状态检测部27的构成要素的逆变器控制部30检测出的负载的状态进行读入。
下面对图24的电源装置进行详细说明。电源电压判别部25’根据作为整流电路2的输出的脉冲电压检测出交流电源1的电压值并判别该电压值和规定值之间的大小关系。例如，电源电压判别部25’比较检测出的电压值和规定值，当器结果判别为电源电压为200V时，进行适合于电源电压为200V的情况的控制。也就是说，脉冲信号控制部22如图21所示那样用全波整流模式控制输出脉冲信号，进行功率因数改善，同时，逆变器控制部30对马达装置11的速度进行控制，在低中负载区域进行逆变器PWM控制，在高负载区域进行逆变器PAM控制。
还有，当电源电压判别部25’所判别的电压值为100V时进行适合于电源电压为100V的情况的控制，即象下面那样进行马达装置11的速度控制。如图22或图23所示那样，在低负载区域上，脉冲信号控制部22用全波整流模式控制输出脉冲信号，进行功率因数改善，逆变器控制部30进行逆变器PWM控制。还有，在中高负载区域上，脉冲信号控制部22用倍压整流模式进行功率因数改善，逆变器控制部30进行逆变器PAM控制。
因此，根据本发明的电源装置，电源电压判别部25’根据检测出的交流电源1的电压值切换改变功率因数改善电路7及逆变器装置10的控制方法，由此，不论什么交流电源1的电压值都可以在马达装置11的整个运行范围内得到足够的功率因数。而且，可以实现损耗的减少和输出电压Vdc的提高。
由此，交流电源1的电压值为100V或200V都可以用同一电路构成在马达装置11的整个运行范围内充分抑制高次谐波成分，同时，可以实现可对具有高效率和高输出的马达装置11进行驱动的电源装置。而且，以简单的控制产生噪声小，可以抑制在滤波电路及开关元件4a、4b上的损耗的增加。
还有，在本实施例中，当交流电源1的电压值为100V时，使用图22或图23所示的控制方法，在200V时用图21所示的控制方法，但也可以组合其他控制方法。
实施例14
图25为表示与本发明相关的电源装置的另外其他的实施例的电路构成图。在本实施例的电源装置中，除了图3所示的电路构成之外还具备有检测交流电源1的频率并输出频率检测信号的电源频率检测部28。脉冲信号控制部22生成并输出驱动开关元件4a、4b的脉冲信号，但还读入来自电源频率检测部28的频率检测信号。
下面对图25的电源装置进行详细说明。在交流电源1为商用电源的情况下，其频率为50Hz或60Hz的某一个。这2个频率的每周期的时间不同，即便负载9的大小相同，使功率因数或效率达到最大的最佳脉冲宽度各自的频率不同而不同。
因此，不论什么交流电源1的频率，电源装置为了可以得到足够的功率因数或效率，脉冲信号控制部22必须输出带有与各频率相对应的最佳脉冲宽度。
在本实施例的电源装置中，如图26所示那样，对交流电源1的各频率预先设定使功率因数或效率达到最大的最佳脉冲宽度。然后，脉冲信号控制部22接受电源频率检测部28检测出的交流电源1的频率检测信号并输出与从预先设定的脉冲信号中检测出的频率相对应的最佳脉冲信号。或者设置基准频率，预先设定与此频率相对应的最佳脉冲信号。于是，在电源频率检测部28检测出的频率与基准频率不同的情况下，通过相对于与预先设定的基准频率相对应的脉冲信号以规定的比率推算简单地求得最佳脉冲信号。例如，基准频率为60Hz，如果电源频率检测部28检测出的频率为50Hz，则以相对于预先设定的脉冲信号的规定的比率(例如为60Hz/50Hz＝1.2倍)推算求出相对于50Hz的最佳脉冲信号并输出。
根据本发明的电源装置，对交流电源1的每个频率预先设定使功率因数或效率达到最佳的脉冲宽度，脉冲信号控制部22根据检测出的频率分别输出最佳脉冲宽度的脉冲信号，因此，不论什么交流电源1的频率都可以得到足够的功率因数或效率。由此，没有必要借助于交流电源1的频率重新进行设定变更，可以充分抑制输入电流的高次谐波成分。
还有，在预先设定与基准频率相对应的最佳脉冲信号且检测出的频率与基准频率不同的情况下，脉冲信号控制部22输出相对于预先设定的基准的脉冲信号以规定的比率推算的脉冲信号，因此，不论什么交流电源1的频率都可以得到足够的功率因数或效率。由此，，即便不对所有的频率设定脉冲信号，对任意的交流电源1的频率也可以充分抑制输入电流的高次谐波成分。
还有，在本实施例中，不是预先根据负载的大小设定最佳脉冲信号，通过与负载的大小成比例并改变脉冲信号的脉冲宽度可以简单地对与交流电源1的频率对应的脉冲进行控制。还有，在本实施例中新设了电源频率检测部28，但通过从过零检测部21输出的过零检测信号的检测间隔推算交流电源1的频率也可以得到同样的效果。
实施例15。
图27为表示应用了本发明的任意电源装置的空调机的一构成例。如图27所示，空调机使用实施例1所示的电源装置作为变流器装置，除逆变器装置81、电动压缩机82之外还具备有室内机92、室外机95以及由四通阀91组成的致冷循环。室内机92由室内热交换器93和室内送风机94构成，还有，室外机95由室外热交换器96和室外送风机97以及膨胀阀98构成。在致冷循环中循环着作为载热体的致冷剂。致冷剂通过电动压缩机82被压缩，通过来自室外送风机97的送风在室外热交换器96上与室外的空气进行热交换，还有，通过来自室内送风机94的送风在室内热交换器93上与室内的空气进行热交换，通过在室内热交换器93上的进行热交换后的空气进行室温调节。冷气或暖气的切换是通过由四通阀91使致冷剂的循环方向反转而进行的。在象以上那样的致冷循环上的致冷剂的循环是通过由逆变器装置81驱动电动压缩机82进行的，往这些逆变器装置81和电动压缩机82的电力供给是用作为变流器装置的实施例1的电源装置进行的。电源装置的构成及动作如前所述。
借助于以上那样的构成可以抑制空调机上的输入电流的高次谐波成分。还有，可以提供产生噪声小且损耗低的空调机。
在本实施例中使用实施例1所示的电源装置作为变流器装置，但使用从实施例2到实施例14所示的其他电源装置也同样可以提供具有各电源装置所带的效果的空调机。
例如，在本发明的电源装置中，即便交流电源1为200V，如实施例3所示那样，也可以抑制高次谐波并实现电抗线圈3的小型化。因此，可以使用与100V输入时相同的电抗线圈3。
还有，如实施例4所示，即便交流电源1为100V，也可以抑制高次谐波并可得到比由倍压整流所得到的电压高的输出电压。因此，即便是100V的输入，也可以得到与200V输入时同等的输出电压而不必用倍压整流电路。而且，如实施例9到实施例12所示，借助于根据负载的大小改变脉冲宽度及脉冲信号的控制手法可以在整个负载范围内得到最佳的输出电压、功率因数及效率。
本实施例的电源装置特别是可以用于相对于空调机的100V机种和200V机种中的任一种，并可以得到高的功率因数、抑制被包含在输入电流中高次谐波成分。而且，电路构成及构成部件可以共用。可以大幅度减少开发时间及部件数，有非常大的效果。
还有，在从上述实施例1到实施例15所示的电源装置中，用改变电容器5a、5b的值并省略了滤波电容器8的如图28所示的电路构成也可以得到同样的效果。在图28所示的电路构成上的电流通路表示于图29。还有，在从实施例1到实施例15所示的电源装置中，把电抗线圈3连接在整流电路2的脉冲输出一侧，但如图30所示那样接在整流电路2的交流输入一侧也可以得到同等的效果。
发明的效果
根据本发明的第1电源装置，可以扩大电流导通角，因此，可以抑制高次谐波成分，还有，可以实现减少产生噪声并实现低损耗的电源装置。
根据本发明的第2电源装置，即便在本来电流不导通的期间也可以使电流流动，因此，可以扩大电流导通角并抑制高次谐波成分，因构成及控制简单，可以实现产生噪声小且损耗低的电源装置。
根据本发明的第3电源装置，由简单的构成可以在电源电压的每半周期上以相同的时序输出脉冲信号，因此，可以可靠地进行功率因数改善动作并实现可靠性高的电源装置。
根据本发明的第4电源装置，充电电流在电源电压的每半周期上通过电抗线圈均匀地流向各电容器，可以扩大电流导通角并得到高的功率因数，因此，可以抑制高次谐波成分。其结果，因构成及控制简单，可以实现产生噪声小且损耗低、可靠性高的电源装置。
根据本发明的第5电源装置，充电电流在每半周期上的脉冲信号导通期间通过电抗线圈均匀地流向各电容器，此充电电流从电源电压超过输出电压的大约一半的值的点开始流动，因此，电流以较快的时序流动。由此，可以扩大电流导通角并抑制高次谐波成分。而且，控制非常简单，可以实现产生噪声极小且损耗更低的电源装置。
根据本发明的第6电源装置，借助于电抗线圈的短路电流及流向电容器的充电电流可以扩大电流导通角，因此，可以抑制高次谐波成分。还有，可以使因电抗线圈的短路电流所导致的往电抗线圈的能量存储效果和因电容器的充电电流所导致的往电容器的能量存储效果相乘，因此，可以带有非常大的升压作用。而且，通过改变脉冲信号的脉冲宽度可以在大范围内改变输出电压。其结果，因构成及控制简单，可以提供产生噪声小且损耗低、可靠性高同时可以应付必须要高输出电压的负载、输出电压范围非常宽的电源装置。
根据本发明的第7电源装置，在本来电流不导通的期间，借助于通过电抗线圈迫使短路电流流动可以扩大电流导通角，特别是可以紧随过零点之后使电流流动，因此，可以大幅度扩大电流导通角并抑制高次谐波成分。而且，构成及控制简单，因此，产生噪声小且损耗低、可靠性高，同时，借助于由短路电流往电抗线圈的能量存储效果，电源装置的输出电压的升压成为可能，因此，可以实现输出电压范围大的电源装置。
根据本发明的第8电源装置，可以使通过了电抗线圈的短路电流或通过电抗线圈往电容器的充电电流从电源电压的半周期上的任意点开始流动，因此，在本来电流不导通的期间，每半周期上可以以相同的时序使电流流动。其结果可以大幅度扩大电流导通角并抑制高次谐波成分，因构成及控制简单，因此，可以实现产生噪声小且损耗低、可靠性高的电源装置。
根据本发明的第9电源装置，在电源电压的每半周期上可以以相同的时序输出脉冲信号，因此，可以扩大电流导通角并可靠地抑制高次谐波成分。还有，根据电源电压的增减，脉冲信号的输出时序也随着变化，此变化使输出电压朝恒定的方向作用，因此，可以应付电源电压的变动，省去对脉冲信号的输出时序进行修正的步骤。其结果，因构成及控制简单，可以实现产生噪声小且损耗低、可靠性高并可以应付电源电压的变动的电源装置。
根据本发明的第10电源装置，可以抑制在开关装置断开时产生的电流波形的尖，因此，可以使电流波形平滑。其结果，因构成及控制简单，可以实现损耗低、可靠性高并借助于平滑的电流波形大幅度地抑制包含在输入电流中的高次谐波成分的电源装置。
根据本发明的第11电源装置，通过进行最佳的脉冲控制可以在整个负载的范围内得到足够高的功率因数并抑制高次谐波成分，可以实现低损耗化并在大范围内得到任意的输出电压。其结果可以实现高功率因数和高效率并存，并实现可以有高输出的电源装置。
根据本发明的第12电源装置，可以根据负载的大小改变输出脉冲信号，因此，对于大小变化负载，可以在其整个变化范围内得到高的功率因数并抑制高次谐波成分。还有，可以根据负载的大小改变输出电压，因此，可以实现更高输出化。而且，因电路构成及控制简单，因此，产生噪声小且可以简化滤波电路，同时，以开关装置的损耗小，可实现低损耗化。其结果，可以实现低噪声、低损耗且可靠性高且可以应付大小变化的负载的电源装置。
根据本发明的第13电源装置，根据从检测出的变化量推算的马达装置上的负载的大小进行使功率因数或效率达到最大的脉冲控制，因此，在马达装置的整个运行范围内得到足够的功率因数或效率。其结果，在马达装置的整个运行范围内充分地抑制输入电流的高次谐波成分，同时，因产生噪声小，可以实现低损耗的电源装置。
根据本发明的第14电源装置，判别交流电源的电压值的大小，根据该电压值切换输出各自最佳的脉冲信号的输出模式，由此改善功率因数。其结果，例如，电源电压即便为100V或200V也可以用同一电路构成应付。
根据本发明的第15电源装置，可以根据交流电源的频率输出各自最佳的脉冲信号，不论什么频率也可以得到足够的功率因数或效率。其结果，不论什么频率都可以充分地抑制输入电流的高次谐波成分，同时，因产生噪声小，可以实现低损耗的电源装置。
根据本发明的第16电源装置，用滤波电容器排除来自功率因数改善电路的包含在直流电压中的脉冲成分，因此，可以输出较高品质的直流电压。
根据本发明的空调机，在高输出率下可以实现高次谐波成分少、损耗低的空调机。

Claims (17)

1.一种电源装置，其特征在于具备有(a)对交流电源的输出电压整流后转换为直流电压的整流电路、(b)连接在整流电路上的电抗线圈、(c)通过电抗线圈输入整流电路的输出电压的功率因数改善电路，该功率因数改善电路是由由串联的多个开关元件组成并使从上述交流电源流出的输入电流的通路通断的开关装置、由串联的多个电容器组成的电容电路和在上述开关装置处于导通的状态时防止被充电到上述电容器的电荷倒流到上述开关装置上的倒流防止整流元件构成，上述开关装置及电容电路被配置成并联，连接上述开关元件之间的连接点和上述电容器之间的连接点并通过倒流防止整流元件连接上述开关装置的端点和电容电路的端点、(d)生成使上述功率因数改善电路的各开关元件通断的脉冲信号并输出的脉冲信号控制装置和(e)接受上述脉冲信号并使功率因数改善电路的开关装置驱动的开关驱动装置。
2.一种电源装置，其特征在于具备有(a)对交流电源的输出电压整流后转换为直流电压的整流电路、(b)连接在整流电路上的电抗线圈、(c)通过电抗线圈输入整流电路的输出电压的功率因数改善电路，该功率因数改善电路是由由串联的多个开关元件组成并使从上述交流电源流出的输入电流的通路通断的开关装置、由串联的多个电容器组成的电容电路和在上述开关装置处于导通的状态时防止被充电到上述电容器的电荷倒流到上述开关装置上的倒流防止整流元件构成，上述开关装置及电容电路被配置成并联，连接上述开关元件之间的连接点和上述电容器之间的连接点并通过倒流防止整流元件连接上述开关装置的端点和电容电路的端点、(d)生成使上述功率因数改善电路的各开关元件通断的脉冲信号并输出的脉冲信号控制装置，所述脉冲信号控制装置在交流电源电压的半周期中输出使所述功率因数改善电路的多个开关元件中的至少一个在规定的时间导通的脉冲信号，和(e)接受上述脉冲信号并使功率因数改善电路的开关装置驱动的开关驱动装置。
3.根据权利要求2所述的电源装置，其特征在于还具备有检测电源电压过零点并输出过零检测信号的过零检测装置；所述脉冲信号控制装置根据来自过零检测装置的过零检测信号输出使所述功率因数改善电路的开关元件在规定时间导通的脉冲信号。
4.根据权利要求2或3所述的电源装置，其特征在于上述脉冲信号控制装置生成使所述功率因数改善电路的各开关元件在规定时间导通的脉冲信号且在交流电源电压的每半周期转换所述脉冲信号的输出模式并输出。
5.根据权利要求2或3所述的电源装置，其特征在于上述脉冲信号控制装置生成使所述功率因数改善电路的开关元件中的某一个在规定时间导通的脉冲信号且在交流电源电压的每半周期转换所述脉冲信号的输出模式并输出。
6.根据权利要求2或3所述的电源装置，其特征在于上述脉冲信号控制装置生成使所述功率因数改善电路的多个开关元件在各自不同的规定时间导通的脉冲信号且在交流电源电压的每半周期转换所述脉冲信号的输出模式并输出。
7.根据权利要求2或3所述的电源装置，其特征在于上述脉冲信号控制装置生成使所述功率因数改善电路的所有开关元件同时在规定时间导通的脉冲信号且在交流电源电压的每半周期输出所述脉冲信号。
8.根据权利要求2或权利要求4至7中的任一项所述的电源装置，其特征在于还具备有检测电源电压过零点并输出过零检测信号的过零检测装置和接受来自该过零检测装置的过零检测信号并经过规定的时间后输出过零延迟信号的检测信号延迟装置；该脉冲信号控制装置接受来自检测信号延迟装置的过零延迟信号输出使功率因数改善电路的开关装置中的至少一个在规定的时间导通的脉冲信号。
9.根据权利要求2或权利要求4至7中的任一项所述的电源装置，其特征在于还具备有检测交流电源电压的电压值的电源电压检测装置；该脉冲信号控制装置当从电源电压检测装置得到的电压值在规定值以上时输出使所述功率因数改善电路的开关元件中的至少一个在规定的时间导通的脉冲信号。
10.根据权利要求2至8中的任一项所述的电源装置，其特征在于还具备有检测交流电源电压的电压值的电源电压检测装置和检测电源装置的输出电压的直流电压检测装置；所述脉冲信号控制装置当从所述电源电压检测装置得到的电压值比从上述直流电压检测装置得到的直流电压值高时输出使所述功率因数改善电路的开关装置断开的脉冲信号。
11.根据权利要求2至10中的任一项所述的电源装置，其特征在于还具备有检测负载大小的负载状态检测装置；所述脉冲信号控制装置根据从负载状态检测装置得到的负载大小改变脉冲信号的脉冲宽度并输出。
12.一种电源装置，其特征在于还具备有检测负载大小的负载状态检测装置，上述脉冲信号控制装置根据从负载状态检测装置得到的负载大小选择输出根据权利要求2至10中的任一项所述的脉冲信号。
13.根据权利要求11或12所述的电源装置，其特征在于上述负载由马达装置和用于把驱动电压供给该马达装置而把直流转换成交流的逆变器装置组成；上述负载状态检测装置测出由逆变器装置或马达装置的状态变化导致产生的变化量。
14.根据权利要求11至13中的任一项所述的电源装置，其特征在于还具备有判别交流电源电压的电压值的电压判别装置，上述脉冲信号控制装置根据上述电压判别装置的判别结果切换脉冲信号的输出模式。
15.根据权利要求1至14中的任一项所述的电源装置，其特征在于还具备有检测交流电源电压的频率的电源频率检测装置；所述脉冲信号控制装置根据电源频率检测装置检测出的频率输出不同脉冲宽度的脉冲信号。
16.根据权利要求1至15中的任一项所述的电源装置，其特征在于还具备有对所述功率因数改善电路的输出电压进行滤波的滤波电容器。
17.一种空调机，其特征在于具备有根据权利要求1至16中的任一项所述的电源装置。
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