CN1101293C - 用于电阻焊机的控制装置 - Google Patents

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Abstract

一种电阻焊机的控制装置，该焊机通过对一材料通电，利用所述材料中产生的焦耳热以焊接所述材料，该装置包括：一变换器，它通过脉冲宽度调制控制将一直流电压变换成一交流电压；一变压器，它具有该交流电压施加到其上的一初级绕组以及将一交流电流提供给该材料的一次级绕组；以及一控制单元，它产生具有特定频率的矩形波的一交流电流参考值，并将该交流电流参考值与变换器的一输出电流相比以得到一误差，然后对变换器进行PWM控制，使得误差为零。

Description

用于电阻焊机的控制装置
本发明涉及用于电阻焊机的一个控制装置，特别涉及通过对一材料通电以利用该材料中产生的焦耳热焊接该材料的电阻焊机的一个控制装置。
作为电阻焊机的控制装置，已有技术中有直接使用工业用电作为焊接电源的，也有首先将工业用电转换为直流电，再将该直流电通过变换器转换为具有期望频率的交流电而使用的。
图41显示了直接使用工业用电的一种情形。在图41(a)中，通过反并联的可控硅102控制市电频率的交流电源101的电压的触发相位。从而一受控的可变电压施加到一变压器103的初级绕组上。变压器103的次级绕组连接到焊接电极105上。通过夹在电极105间的一金属物通电来进行电阻焊。
通过一电流设定单元107，焊接电流的值设定成一有效值。经一电流检测器104检测的变压器103的初级电流通过一有效值计算单元108转换成一有效值。这两个电流通过一电流控制单元109进行比较，并输出一控制信号以减少其误差。然后根据该控制信号通过一相位控制单元110确定触发相位。当一起动电路112施加一导通启动指令时，在一特定的时间范围里输出一导通指令，该特定的时间范围已设定在定时器113中。在相位控制单元110输出触发相位时，一驱动电路111输出一触发脉冲以接通可控硅102。在此情形下，如图41(b)所示，电源电压的1个周期的正半波和反半波的触发相位α1、α2成对地控制。另外，由于变压器1034的漏感(leakage inductarce)和变压器103的次级绕组与焊接电极105之间的导线的浮感(f1oatinginductance)106，从变压器103的初级一侧看，其负载变为一延迟功率因子。从而，焊接电流I如图41(b)所示地流动。
在此方法中，焊接电流的值总是在变化。从而，在焊接部位的热量极不稳定，并因此而影响焊接的质量。另外，由于控制是在市电频率的每一周期进行，这也限制了控制的响应。因此，如果焊接是由不具有足够容限的最优焊接电流进行，则有时会出现次品。另外，当负载的功率因子变低，以及负载变为一单相负载时，在三相电源负载中会出现不平衡的问题。
如图42中所示，在控制装置中采用一变换器以解决这些问题。在图42(a)中，经整流器114从三相市电频率交流电源101得到一直流电压。经电容115平滑滤波的该直流电压通过变换器116进行脉冲宽度调制(PWM)，并转换成具有600-1000Hz的高频率的交流电压V1，该电压施加到变压器103的初级绕组。在变压器103的次级绕组中感应的交流电压经二极管117全波整流，并转换成直流电压V2。从而，直流焊接电流I流入夹在焊接电极105之间的要焊接的物体中。
这种设计使得焊接电流通过电流设定单元107来确定。经电流检测器104检测的变压器103的初级电流通过一仿真电路118转换成焊接电流。这些电流通过电流控制单元109进行比较，并输出一控制信号以使其误差为零。在一PWM控制单元120中，此控制信号与从一载波产生单元119输出的高频三角波进行比较，并作为一PWM控制信号输出给驱动单元111。当导通指令经启动电路112和定时器电路13输入时，该PWM控制信号从驱动单元111输出。从而，变换器116输出图42(b)中所示的PWM控制的交流电压V1。与此电压V1波形类似的一低交流电压在变压器103的次级绕组中感应，并通过具有大导通容量的二极管117变换成全波整流的直流电压V2。从而，一直流焊接电流I如图42(b)中所示地流动。
通过解决上述问题，这种方法可进行高质量的焊接。另外，通过采用高频率，还具有变压器小且重量轻的优点。
然而，在如上所述采用变换器的电阻焊机的已有技术控制装置中，配备在变压器的次级侧的二极管的功率损失很大。该二极管的功率损失达到变换器输出的10-15％，这导致控制装置效率的降低，并需要水冷系统以冷却该二极管。另外，由于直接焊接电流的流动，焊接电极被电蚀，其损耗很大。因此，当焊接过程实现自动化时，停机更换电极的时间变成一问题。
图43是一方块图，它表示了此类已有技术的电阻焊机的控制装置的另一例子。来自交流电源1的交流电经一二极管桥2转换成一直接电，并经一电阻3开始对电容器6充电。通过测定电容6完成充电的时间，经一延迟导通(ON-delay)定时器5，电磁开关4闭合，这样电阻3被短路。
经电容6平滑滤波的直流电压通过一变换器7转换成一高频电压，然后经变压器8变压。经变压的电压通过二极管9和10转换成一直流电压，然后加到焊接电极11上。
在此情形下，焊接电流通过电流检测器12检测。焊接电流I的设定通过电流设定器13进行。当一启动信号ST输入时，通过一导通定时器17，导通信号触点14置于导通，并且一参考电流被输入比较放大器15中。
通过电流检测器12检测到的焊接电流输入比较放大器15。此电流与参考电流进行比较并放大，以经PWM电路16通过PWM控制组成变换器桥7的IGBTs(绝缘门双极晶体管)，来控制焊接电流。
图44显示了此导通序列的一个例子。当启动信号ST一旦输入，它将保持一个周期的时间，而直流电流I在一设定的导通时间t1内流动。
到下一次导通的时间长于时间t1，一般t1/t0为0.1-0.05或更小。t1/t0通常称为效率(％)(duty)。在电阻焊机的情形下，时间(t0-t1)为完成焊点确定(通常通过自动装置进行)的时间。通常，在大多数情形下时间t1大约为1秒。焊接在此时间t1内进行。焊接时，通过电极端对所焊材料施压，从而焊接电流流过由此形成的导电表面。该材料通过产生的焦耳热Q被加热，并熔化，从而形成焊接，
           Q＝I2·R·t1这里R是焊接部位的电阻。
通过由于直流焊接电流以此方式在电极之间流动而产生的焦耳热来进行焊接。然而，当电极由于直流电流而固定时，负(-)电极的损耗极大，需要经常维护。因此，成本消耗大并且浪费时间。
图45是一方块图，它表示了已有技术的电阻焊机的控制装置的另一例子。
交流电源201的交流电压通过一整流器202转换成直流电压。经电容203平滑滤波以后，此直流电压由IGBT(开关装置)241-244组成的一变换器204转换成具有大约1KHz频率的交流电压。在此交流电压通过变压器205变为低交流电压以后，利用整流器207将此低交流电压转换成一直流电压，以将直流焊接电流提供给焊接电极209。浮感208出现在通向焊接电极209的导线中，以有效地平滑直流焊接电流。
焊接电流的值由一电流参考值I*所控制。即，在通过一电流检测器206检测变压器205的初级电流以后，利用焊接电流仿真器电路212通过仿真直流焊接电流(除焊接电流以外的整流器207的回流不流入变压器205的初级侧)以检测直流焊接电流。由此检测到的直流焊接电流I通过一电流控制器213与电流参考值I*进行比较，电流控制器213输出一电流控制信号a以使其误差减小。通过比较器215将信号a与从载波发生器214输出的三角波b进行比较，根据比较结果产生一PWM信号C。载波发生器214还输出与三角波b的周期同步的一信号d。响应于信号d一分配电路216输出信号e或f。用这种方法，PWM信号C分别经＂与＂电路217和218交替提供给驱动电路221和222。
当驱动信号g从启动电路219输入时，定时器220操作，并仅在设定的时间内输出一导通信号h给驱动电路221的222。从而，通过使驱动电路221和222处于操作状态，开关信号j和k分别输出。进而，IGBT241、IGBT244组及IGBT243、IGBT242组分别导通。因此一高频交流电压从变换器204施加到变压器205的初级侧，以控制焊接电流及焊接时间。
上述的已有技术的控制装置，其优点在于，由于电流控制响应迅速，变压器可以小型化，且几乎没有电流脉动，另外变换器频率高。
然而，由于通过直流焊接电流，电解作用引起的焊接电极的损耗极大。因此，当焊接过程自动进行时，电极需要经常更换。由于此原因，装配线必须暂时停下，这导致效率的降低。
另外，还存在一些问题，例如对成千上万安培的电流进行整流的整流器207中的10％-20％的功率损失，以及由于该功率损失的产生引起的冷却水的增加。
因此，本发明的一个目的是提供一种电阻焊机的控制装置，该装置通过防止焊接电极的极化损耗，使焊接电极的寿命延长。
本发明的另一目的是提供一种电阻焊机的控制装置，该装置通过减少电极损耗，能有效地进行高质量的焊接。
本发明的另一目的是提供一种电阻焊机的控制装置，该装置通过减少电极损耗，从而减少停机时间，以改进工作效率。
本发明的另一目的是提供一种电阻焊机的控制装置，该装置通过改善电流控制响应特性、噪声电阻特性及减少焊接电流的脉动，能进行高质量的焊接。
本发明的的另一目的是提供一种电阻焊机的控制装置，该装置通过补偿在焊接电流转换时焊接部位的温度的降低，能进行高质量的焊接。
本发明的另一目的是提供一种电阻焊机的控制装置，该装置通过补偿变压器的已有电流部分，能提供高精度的电流。
本发明的另一目的是提供一种电阻焊机的控制装置，该装置能改变变压器的磁通量的利用率，并且控制装置能做到尺寸很小。
本发明的另一目的是提供一种电阻焊机的控制装置，该装置通过防止变压器磁饱和，并最大限度地利用变压器的磁心的磁通密度，能进行高质量的焊接。
本发明的另一目的是提供一种电阻焊机的控制装置，该装置能够减小由于调制频率及电流参考波形的高次谐波产生的可听到的噪声，并能够改善焊接操作的工作环境。
本发明的这些和其他目的能够通过提供一种电阻焊机的控制装置而实现，该焊机通过施加电流到要焊接的材料上，利用该材料中产生的焦耳热以焊接材料，该控制装置包括：一变换器，它通过脉冲宽度调制控制以将一直流电压转换成一交流电压；一变压器，它具有该交流电压施加到其上的一初级绕组，以及将一交流电流提供给该材料的一次级绕组；以及一控制单元，它产生具有特定频率的矩形波形的一交流电流参考值，将该交流电流参考值与该变换器的一输出电流比较以得到一误差，并PWM控制该变换器以使该误差为零。
根据本发明的一个方面，能够提供一种电阻焊机的控制装置，它通过将电流经焊接电极施加到要焊接的材料上，利用该材料中产生的焦耳热以焊接要焊的该材料，该控制装置包括：一变换器，它将一第一直流电转换成一第一交流电；将其初级绕组处的该第一交流电变成其次级绕组处的第二交流电的一变压器；以及一控制单元，它将该第二交流电转换成具有两种不同极性的第二直流电，并将该第二直流电施加到电阻焊机的焊接电极上。
根据本发明的另一方面，能够提供一种电阻焊机的控制装置，它通过将电流施加到要焊的材料上，利用该材料中产生的焦耳热以焊接该材料，该控制装置包括：一变换器，它将一直流电压通过脉冲宽度调制控制转换成一交流电压；一变压器，它具有该交流电压施加到其上的一初级绕组，以及提供一交流电流给该材料的一次级绕组；一PWM控制单元，它产生一直流电流参考值，并根据包括导通PWM信号及截断PWM信号的PWM信号以对该变换器进行PWM控制，使得该变换器的一输出电流与该直流电流参考值之间的误差为零。该PWM控制单元包括：一参考控制单元，它根据该直流电流参考值产生一参考控制信号；一脉冲宽度调制单元，它在一恒定的调制周期产生导通PWM信号，并根据该参考控制信号与该变换器的输出电流的比较结果产生截断PWM信号；一方波产生单元，它产生一方波信号以确定该变换器的交流电压的极性和频率；以及一驱动单元，它响应于PWM信号及方波信号控制该变换器。
根据本发明的另一方面，能够提供一种电阻焊机的控制装置，它通过将电流施加到要焊的材料上，利用该材料中产生的焦耳热以焊接该材料，该控制装置包括：一电源变换器，它通过脉冲宽度调制控制将一直流电压转换成一交流电压，该交流电压施加到该材料上以形成一负载电流；一PWM控制单元，它产生一电流参考值，并根据包括导通PWM信号及截断PWM信号的一PWM信号对该变换器进行PWM控制，使得该电流参考值与该负载电流之间的误差为零。该PWM控制单元包括：一参考控制单元，它根据该电流参考值产生一参考控制信号；一脉冲宽度调制单元，它在恒定的调制周期产生导通PWM信号，并根据参考控制信号与该负载电流的比较结果产生截断PWM信号；一单元，它与调制周期同步地产生一逐步增强或减弱的高频脉动信号，并将该高频脉动信号加到该电流参考值及该负载电流之一上；一校正单元，它通过从PWM信号得到的调制因子和调制因子施加到其上的一函数发生器的一输出，校正该电流参考值或该负载电流之一。
根据本发明的另一方面，能够提供一种电阻焊机的控制装置，它通过将电流施加到要焊的材料上，利用该材料中产生的焦耳热以焊接该材料，该控制装置包括：一变换器，它通过脉冲宽度调制控制将一直接电压变换成交流电压；一变压器，它具有该交流电压施加到其上的初级绕组，以及将一交流电流提供给该材料的次级绕组；一PWM控制单元，它产生一电流参考值，并根据一PWM信号对该变换器进行PWM控制，使得该变换器的输出电流与该电流参考值之间的误差为零。该PWM控制单元包括：一控制单元，它根据电流参考值与该输出电流之间的比较结果利用一PWM信号控制该变换器的输出电流；一控制单元，它根据一频率参考值使得该变换器的输出电流的方向反向，一比较单元，它将在导通状态的最终PWM信号的周期期间输出电流的正周期中输出电流的变化率与输出电流的负周期中输出电流的变化率进行比较；以及一调节单元，它根据该比较单元的比较结果，调节输出电流的正周期和负周期的幅值和时间中的至少一个。
根据本发明的另一方面，能提供一种电阻焊机的控制单元，它通过将电流施加到要焊的材料上，利用该材料中产生的焦耳热以焊接该材料，该控制装置包括：一变换器，它通过脉冲宽度调制控制将一直流电压变换成交流电压；一变压器，它具有该交流电压施加到其上的一初级绕组，以及将一交流电流提供给该材料的次级绕组；一检测单元，它在结束导通之前的最后半周检测极性和导通时间宽度；一控制单元，它比较导通时间宽度是宽于还是窄于一设定时间值，并在导通时间窄时首先在下一导通时间启动该极性方向上的导通，而在导通时间宽时首先在下一导通时间启动与该极性相反方向的导通。
根据本发明的的另一方面，能提供一种电阻焊机的控制装置，它通过将电流施加到要焊的材料上，利用该材料中产生的焦耳热以焊接该材料，该控制装置包括：一变换器，它通过脉冲宽度调制控制将一直流电压变换为一交流电压；一变压器，它具有该交流电压施加到其上的初级绕组，以及将一交流电流提供给该材料的次级绕组；一检测单元，它检测该变换器的一输出电流以及该脉冲宽度调制控制的一调制因子；一控制单元，它在最后的脉冲宽度调制控制时的正半周中以及负半周中，比较输出电流值与调制因子的差别，并根据比较的结果，朝缩小差别的方向，控制输出电流的正和负周期中输出电流的幅度以及输出电流的正和负周期的导通时间的宽度中的至少一个。
根据本发明的另一方面，能提供一种电阻焊机的控制装置，它通过将电流施加到要焊的材料上，利用该材料中产生的焦耳热以焊接该材料，该控制装置包括：一变换器，它通过脉冲宽度调制控制将一直流电压变换成交流电压；一变压器，它具有该交流电压施加到其上的初级绕组，以及将一交流电流提供给该材料的次级绕组；一控制单元，它产生一特定频率的交流电流参考值，并将该交流电流参考值与该变换器的一输出电流比较以得到一误差，然后对该变换器进行PWM控制以使得该误差为零；一调节单元，它根据电阻焊机的负载的状态，调节转换频率以进行脉冲宽度调制控制。根据通过调节单元调节的转换频率对该变换器进行脉冲宽度调制控制。
通过下面结合附图对本发明的详细描述，可以更好地理解本发明，并将容易得到对本发明的更完整的评价以及本发明的许多附带的优点。
图1是一电路图，它表示了根据本发明第一实施例的一电阻焊机的控制装置。
图2是一时序图，它表示了图1中的实施例的操作。
图3是一电路图，它表示了根据本发明第二实施例的一电阻焊机的控制装置的基本部分。
图4是一电路图，它表示了根据本发明第三实施例的一电阻焊机的控制装置。
图5是一时序图，它表示了图4中的实施例的操作。
图6是一电路图，它表示了根据本发明第四实施例的一电阻焊机的控制装置。
图7显示了图6中的实施例的操作。
图8是图6中变压器103的铁芯的B-H曲线。
图9显示了图6中的实施例的操作。
图10显示了图6中的实施例的操作。
图11是一电路图，它表示了根据本发明第五实施例的一电阻焊机的控制装置的基本部分。
图12是一电路图，它表示了根据本发明第六实施例的一电阻焊机的控制装置的基本部分。
图13显示了图12中的实施例的操作。
图14是一电路图，它表示了根据本发明第七实施例的一电阻焊机的控制装置。
图15显示了图14中的实施例的操作。
图16显示了图14中的实施例的操作。
图17显示了图14中的实施例的操作。
图18显示了图14中的实施例的操作。
图19是一电路图，它表示了根据本发明第八实施例的一电阻焊机的控制装置的基本部分。
图20表示了根据本发明第九实施例的一电阻焊机的控制装置。
图21表示了根据本发明第十实施例的一电阻焊机的控制装置。
图22是一电路图，它表示了根据本发明第十一实施例的一电阻焊机的控制装置。
图23显示了图22中的实施例的操作。
图24显示了图22中的实施例的操作。
图25显示了图22中的实施例的操作。
图26显示了图22中的实施例的操作。
图27显示了图22中的实施例的操作。
图28显示了图22中的实施例的操作。
图29显示了图22中的实施例的操作。
图30是一电路图，它表示了根据本发明第十二实施例的一电阻焊机的控制装置。
图31显示了图30中的实施例的操作。
图32表示了根据本发明另一实施例的一电阻焊机的控制装置。
图33表示了根据本发明另一实施例的一电阻焊机的控制装置。
图34是一电路图，它表示了根据本发明第十三实施例的一电阻焊机的控制装置。
图35是一电路图，它表示了根据本发明第十四实施例的一电阻焊机的控制装置。
图36是一电路图，它表示了根据本发明第十五实施例的一电阻焊机的控制装置的基本部分。
图37是一电路图，它表示了根据本发明第十七实施例的一电阻焊机的控制装置的基本部分。
图38是一电路图，它表示了根据本发明第十八实施例的一电阻焊机的控制装置的基本部分。
图39是一电路图，它表示了根据本发明第十九实施例的一电阻焊机的控制装置的基本部分。
图40是一电路图，它表示了根据本发明第二十实施例的一电阻焊机的控制装置的基本部分。
图41是一电路图，它表示了已有技术的一电阻焊机的控制装置的一例子。
图42是一电路图，它表示了已有技术的一电阻焊机的控制装置的另一例子。
图43是一电路图，它表示了已有技术的一电阻焊机的控制装置的另一例子。
图44是显示了图43中的已有技术的控制装置的操作。
图45是一电路图，它表示了已有技术的一电阻焊机的控制装置的另一例子。
现在参看附图，在几幅图中相同的参考符号指定同样或相应的部件，下面将描述本发明的实施例。
图1是一电路图，它表示了本发明的第一实施例。这里，与图43中同样的部件用同样的符号，并省略其描述。
变压器8的高频输出经三端双向可控硅开关18-21转换极性，然后提供给焊接电极11。电流检测器12的输出变为正和负，从而经一绝对值电路22输入给比较变压器15。
导通定时器17的输出施加到一反相器29。导通定时器17的输出和时钟振荡器23的输出经与电路24产生逻辑积。与电路24的输出经计数器25计数。当此计数器值达到一特定值时，计数器25输出一溢出信号。这里，一二进制的计数器由与电路26和27、以及反相器29和触发器28的输出形成。在当导通被截断的情形下，来自计数器25的每一溢出输出使得触发器28的输出反转。
触发器28的输出经三端双向可控硅开关触发放大器30和31放大。三端双向可控硅开关触发放大器30和31的输出分别连接到三端双向可控硅开关19、20以及18、21的门电路g。除此以外，此电路与图43中的已有技术的例子相同。
下面参考图2中的时序图对上述的第一实施例的操作进行描述。在导通指令的同时，经与电路24，导通定时器17的输出与时钟振荡器23的输出进行逻辑乘。计数器25对与电路24的输出计数。在图2中的时间t11之前，触发器28的输出处于复位状态，而三端双向可控硅开关触发放大器31的输出处于逻辑状态＂1＂。从而，一信号施加到三端双向可控硅开关18和21的门g。因此，三端双向可控硅开关18和21处于可能导通状态。然后，当导通定时器17的输出变为导通时，即当变换器7变为操作状态时，三端双向可控硅开关18和21变为导通。从而，焊接电极11在正极性方向上充电，焊接电极电流在图2的＂+＂方向上流过焊接电极11。
另外，此焊接导通时间由计数器25累积计数。当在时间t11计数器25输出一溢出信号时，在计数器25输出一溢出及导通截断的情形下，触发器28将反相。
利用此方法，可控硅开关触发放大器30的输出变为逻辑＂1＂。从而，来自可控硅开关触发放大器30的一信号施加到可控硅开关19和20的门电路g上，可控硅开关19和20变为处于可能的导通状态。
与上面所述相同，当变换器7变为操作状态时，可控硅开关19和20变为导通。从而焊接电极11经可控硅开关19和20以负极性方向充电，焊接电极的电流从图2的＂-＂方向流过焊接电极11。
然后，在每一特定的焊接时间(t12、t13……)，流过焊接电极11的焊接电流的极性反相，焊接电极11以反相的极性被充电。
当采用上述的第一实施例时，由于变换器7的高频输出而保持了其小而轻的特性，流入焊接电极11的电流在从几小时到几十小时的每一单元反相。利用此方式，可以防止由于焊接电极11中单一方向的电流引起的电极(-)的极性损耗。因此焊接电极11的正电极和负电极可以做成一样。
一般地，焊接电极11的损耗状态随焊接电流的值而改变。因此，通过对计数器25增加电流值的加权，通过一特定值的导通电流的时间结果的转换，可以设计更均匀的损耗。
图3是一电路图，它表示了本发明的第二实施例，其中，仅显示了与图1的电路中不同的部件。这里，图1中实施例的极性转换通过电磁触点34和35进行。触发器28的输出经电磁触点驱动电路32和33连接到电磁触点34和35的触点34a和35a上。
在此情形下，当触发器28处于置位状态时，驱动电路32操作。从而，电磁触点34的驱动线圈通电，触点34a闭合。利用此方法，变压器8的次级绕组侧的电路连接成使得焊接电极11变成在正极性方向上。
当触发器28反转，驱动电路33进行类似的操作。从而，电磁触点35的驱动线圈通电，触点35a闭合。因此，电磁触点35连接成使得焊接电极11变成在负极性的方向上。
利用上述操作，在本实施例中极性的转换通过电磁触点34和35进行，以替代第一实施例中通过可控硅开关进行。
下面利用图4，描述本发明的第三实施例。导通信号触点14的电流参考输出通过一乘法器37与由一梯形波振荡器36产生的10-200Hz的梯形波相乘。乘法器37的输出经已有技术的比较放大器15输入给PWM电路16。从而，PWM电路16产生门信号，以特定的序列触发变换器7的多个半导体器件。变换器7的输出经变压器8提供给焊接电极11。在此情形下，变压器8具有一漏抗LO。
上述第三实施例的操作参考图5进行描述。作为一放大的时序图，它表示了导通定时器17的一个周期。由于来自导通定时器17的一指令，导通信号触点14变为导通，电流参考值I输出。梯形波形振荡器36产生具有相对低的频率10-200Hz的梯形波。电流参考值I通过乘法器37与该梯形波信号相乘，以产生一峰值为电流参考值I1的梯形波电流参考值。此信号成为变换器7的电流参考值。由于漏抗LO，变压器8的输出电流变得具有小脉动。这成为电流反馈值。由此，由于形成一电流闭合回路，变压器8的输出电流成为峰值为电流参考值的一梯形波电流。
由于同第一实施例中的方式一样产生焦耳热，第三实施例实现热焊接。然而，10-200Hz的梯形波正/负电流流入焊接电极11中。从而，由于相等的正/负电流流过焊接电极11，焊接电极11的损耗变得均匀，不存在正和负的极性。
与第一和第二实施例中需要电流和时间的乘积的正/负匹配相反，在第三实施例中，由于梯形电流指令使得正/负峰值相等，这就变得简单。图5显示电流设定器13的一个例子，在时间t31-t34的t33-t34期间，焊接电流指令从I1增加到I2。
当采用本发明的第三实施例时，能提供一种电阻焊机的控制装置，以防止焊接电极的极性损耗，并能显著地延长焊接电极的寿命。
图6表示了本发明第四实施例的电路图。此实施例的主要部件与图4中所示的第三实施例的类似。在图6中，123是一计数器，包括有一时钟产生电路，它产生具有特定周期的一时钟脉冲。当来自定时器113的一导通指令＂运行＂(RUN)启动，每一时间计数器123计数预定的时钟脉冲数，计数器123溢出并输出一脉冲信号A。124是一极性确定电路，在导通指令＂运行＂启动时，它输出在每次脉冲信号A输入时其极性反转的一恒定幅值的矩形波信号B。125是一乘法器，它将信号B与由电流设定器107设定的一电流值Im相乘，并输出具有矩形波形的一交流电流参考值I*。126是一电流检测电路，它从电流变压器104的检测输出检测变换器输出电流的瞬时值。127是一锁定电路，在导通指令＂运行＂的最后一点处它保持计数器123的计数值以及极性确定电路124的输出信号B的正/负极性。128是一识别电路，它识别所保持的计数值是否超出一特定的计数值，并同时从所保持的信号B的正/负极性判断剩余磁通的极性。129是一预置电路，它响应于此识别结果将计数器123预置到一特定值，同时，当下一导通指令＂运行＂输入到极性识别电路124时，响应于此识别结果，预置将初始输出的信号B的极性。130是一小容量的电抗器，它仿真变压器103的激磁电流。131是一电流检测器。132是一电平检测电路，当电流检测器131的检测输出iR超过一特定值时，它输出一脉冲信号，以导致计数器123溢出并复位计数器123。其余的与图42中所示的已有技术相同，从而用同样的符号来表示。
在上述组成中，当导通指令＂运行＂经启动电路112和定时器113启动时，如图7所示，计数器123启动特定周期时钟脉冲的计数。当计数值达到特定值时，计数器123溢出并清零，同时，输出脉冲信号A。计数器123然后重复从零开始的计数操作。当导通指令＂运行＂启动时，极性识别电路124输出具有恒定幅值的、且在每次脉冲信号A输入时其幅值在正和负间转换的矩形波信号B。信号B通过乘法器125与由电流设定器107设定的电流值Im相乘，并转换成幅值为Im并在正和负之间变化的一矩形波电流参考值I*。因此，电流参考值I*具有与信号B同样的波形，其幅值为Im。电流参考值I*输入电流控制单元109，并与通过电流变压器104及电流检测电路126检测到的变换器输出电流I1比较。电流控制单元109输出控制信号，使得I1与I*相同。该控制信号施加到PWM控制单元120。通过PWM控制单元120及驱动单元111对变换器116进行PWM控制。利用此方法，PWM控制的交流电压V施加到变压器103的初级绕组。因此，与设定电流Im相应的交流焊接电流I2从变压器103的次级绕组提供给焊接电极105。
在此情形下，由于变压器103的漏感以及次级绕组与焊接电极105之间的导线中存在的浮感，当启动时，或在伴随电流极性反转的电流变化的瞬间，产生一很大的计数器电动势。此瞬时状态在图7的时间t0-t1或t2-t3中显示。在此瞬间，由于电流控制的滞后，变换器输出电流I1与电流参考值I*之间出现很大的误差。电流控制单元109在减小该误差的方向上输出最大的控制信号。变换器116响应于此最大的控制信号输出最大的交流电压。因而，在伴随一电流变化的瞬间，如图7所示一强制电压施加到变压器103的初级绕组上。通过让此强制电压具有很大的值，使得电流的变化率较大，从而缩短电流变化的瞬间。当变换器输出电流I1变得与电流参考值I*相同并稳定在一恒定值上时，它将稳定在由负载(焊接)电阻及焊接电流确定的一电压上。因而，流过一恒定峰值的平坦电流I1。当变压器103的激磁电流与焊接电流相比时，这可以忽略。因此，变流器输出电流I1可以看作焊接电流I2。
当配有要焊接的材料且被夹在焊接电极105之间的金属为铁磁材料，如一铁板时，导线的漏感106受此影响，且漏感106的值变得较大。当漏感106变得较大时，电流I2的变化率dI2/dt减小，该瞬间变长，且有时焊接质量变坏。因此，必须考虑这些条件以确定变换器116的最大输出电压。通常，变压器103的磁通密度依赖于施加到其初级绕组上的交流电压的积分值。因此，如果变压器103的容量设计成变换器116的最大输出电压，变压器103将变成具有不必要的大容量的一变压器。如图8的B-H曲线中的B1所示，一变压器通常设计成具有最大磁通密度B2的60-80％作为设计磁通密度，因此变压器具有较大的尺寸。因而，在此实施例中，变压器103的容量做成一般需要的容量，其中在上述条件下，强制电压被考虑。当超出此条件使得漏感增加时，提供一种功能以进行控制，使得变压器103中的磁通密度不超出图8的最大磁通密度B2。
也就是说，变压器103的初级电压施加到电抗130上，该电抗使用的铁芯的B-H电线几乎与变压器103的B-H曲线相同。电抗130作为一小容量的电抗，以仿真变压器103的磁通密度。流入电抗130中的电流iR具有仿真变压器103的激磁电流的波形。通常，磁场强度H与激磁电流成正比。因而，如果电抗130的铁芯的B-H曲线与变压器103的B-H曲线相同，则电抗130的磁通密度等于变压器103的磁通密度。因此，可以通过监测电抗130中流过的电流iR，监测变压器103的磁通密度。当电流iR的值超过一特定值iRM时，电平检测器132输出一脉冲信号以使得计数器123溢出并清零。从而，来自计数器123的脉冲信号A导致极性确定电路124的输出信号B的极性反转。利用此方法，电流参考值I*的极性反转，并且变换器输出电压V的极性也反转。因而，可以控制变压器103的磁通密度等于或小于一特定值。
图9(a)显示了当变换器的输出电压为低时的情形，而图9(b)显示了当其为高时的情形。为了简化描述，在图9中省略了强制电压部分。
在图9(a)中，当变换器的输出电压V为低时，流入电抗130中的电流iR小于电平检测器132的检测电平(±iRM)。因此，电平检测器132不操作，从计数器123输出的脉冲信号A以一确定的恒定频率操作。然而，如图9(b)所示，当变换器的输出电压V变得较高时，流入电抗130的电流iR超过检测电平(±iRM)，电平检测器132操作并输出一脉冲信号。此来自电平检测器132的脉冲信号导致计数器123在达到其设定计数值之前溢出。因此，脉冲信号A从计数器123输出，并在同时计数器123清零。利用此方法，极性确定电路124的输出信号B的极性反转，而变换器输出电压V的极性也反转。从而流入电抗130中的电流iR被限制在检测电平(±iRM)之中。结果，变换器116的输出频率在稍微较大的方向上校正，而变压器103的磁通密度被控制在特定值的范围中。
另外，如图8中的B-H曲线所示，变压器103的铁芯的剩余磁通密度(±B0)的极性由最后施加的磁场的极性(方向)来确定。不管该铁芯的磁通密度的变化是否有效地利用，通过从变换器116的初始输出的电压V的极性来确定。在此实施例中，提供响应于剩余磁通的极性确定从变换器116初始输出的电压V的极性的功能。因而，变压器103的铁芯的磁通变化总是有效地利用。
也就是说，锁定电路127保持在导通指令＂运行＂的最后一点处计数器123的计数值以及极性确定电路124的输出信号B的极性。识别电路128从在最后的导通时间所保持的信号B的极性识别变换器输出电压V的极性。同时，识别电路128从所保持的计数值，检查在最后的导通时间的极性上发生的导通的时间，并通过判定此导通是否超过半个周期而识别剩余磁通的极性。预置电路129在下一导通指令＂运行＂响应于上述识别结果而已启动时，预置从极性识别电路124初始输出的信号B的极性。同时，当计数器123响应于上述识别结果而溢出时，预置电路129将计数器123预置到其计数值的1/2。图10是一例子，它表示了当导通的最后点t5之前一导通周期Tx大于半个周期的情形。在此情形下，输出的初始输出信号B具有在下一导通指令＂运行＂启动的时间t6处反转的极性。在时间t6以后，在一初始周期Ty中，计数器123在正常周期的1/2处溢出，信号B的极性反转。利用此方法，可以响应于导通指令＂运行＂从变换器116输出电压V，从而变压器103的铁芯的磁通变化能够有效利用。
当采用此实施例时，可以提供具有很短的电流极性反转的瞬间的矩形波形的焊接电流。因而，可以进行质量良好的电阻焊接。另外，当焊接电流是交流电流类型时，可以减少焊接电极的电蚀，从而减少焊接电极的损耗。另外，可以有效地利用磁通的变化，直至其最大磁通密度，因为可以控制以使得变压器的磁通密度不会超过一特定值。因而，可以使得变压器小而重量轻。
图11表示了本发明第五实施例的基本部件的组合。在此实施例中，配备有检测变压器103的次级电流的电流检测器141。变压器103的初级电流和次级电流经电流检测电路142和143检测。通过一减法电路144，从初级电流中减去转换到初级电流侧的次级电流，以检测激磁电流iφ。通过将此激磁电流iφ输入到图6的电平检测器132以替代电流iR，可以得到与前述实施例同样的操作和效果。
另外，配备有一磁通密度仿真装置，它从施加到初级绕组的电压，根据变压器103的铁芯的B-H曲线，进行电压积分，以仿真变压器103的磁通密度。一电平检测装置构造成使得当仿真的磁通密度超过一特定值时，它输出一脉冲信号以施加到计数器123。在此情形下，也能得到与前述实施例同样的操作和效果。
图12表示了本发明第六实施例的基本部件的组合。在图12中，133是一极性识别器，它相应于变压器103的激磁电流iφ或流入电抗130中的电流iR的极性输出一逻辑信号ROL。锁定电路127保持在导通指令＂运行＂的完成点处的逻辑信号POL。预置电路129响应于所保持的信号POL的逻辑值，预置在下一导通指令＂运行＂时初始输出的信号B的极性。图13表示了当变换器的输出电压V以矩形输出时，此实施例的每个信号波形的一例子。由于激磁电流和磁通几乎是同相的，因此通过在导通的最后点处表示激磁电流的极性的信号POL，以识别剩余磁通的极性。当采用此实施例中，能得到与前述实施例同样的操作和效果。
当采用本发明的第四～六实施例时，由于使用了交流焊接电流，电蚀引起的焊接电极的损耗减少。因而，更换电极的时间间隔可以延长，且效率可改善。另外，通过形成交流焊接电流的峰值，电流变化的瞬间可以缩短。由于焊接电流的整流不是通过二极管进行，因此不存在二极管的功率损失，且可以有效地进行良好质量的焊接。另外，由于可以最大限度地利用变压器的磁通密度，因此可以使变压器体积小而质量轻。从而，可以提供很实用的电阻焊机的控制装置。
图14表示了本发明的第七实施例。本实施例的要点在于提供一PWM控制单元，以产生一直流电流参考值，并根据包括＂导通＂PWM信号和＂截断＂PWM信号的一PWM信号对变换器进行PWM控制，使得变换器的输出电流与直流电流参考值之间的误差为零。该PWM控制单元包括：一参考控制单元，它根据该直流电流参考值产生一参考控制信号；一脉冲宽度调制单元，它在恒定的调制周期中产生＂导通＂PWM信号，并根据参考控制信号与变换器的输出电流的比较结果，产生＂截断＂PWM信号；一方波产生单元，它产生一方波信号以确定变换器输出的交流电压的极性和频率；以及一驱动单元，它响应于PWM信号和方波信号控制变换器。根据本实施例的基本组合，变换器的PWM控制通过瞬时控制执行。
在图14中，223是一小容量的电抗，以仿真变压器205的激磁电流，其中电抗的铁芯的磁通饱和特性近似于变压器205的铁芯的特性。224是一电流变换器，它检测电抗223中流过的激磁电流iO。225是一电平检测器，当流过电抗223的激磁电流iO的绝对值超过一特定值时，它输出一信号S1。226是一极性控制器，通过识别激磁电流iO的极性，它输出一极性信号POL。227是一计数器，它包括有恒定频率的时钟脉冲发生器，当导通信号h启动时，在每次计数到一恒定数量的时钟脉冲时它输出一脉冲信号S2，并同时清零及重新开始计数。通过信号S1使信号S2输出，并进行清零，并在导通信号h启动时，通过信号S4预置一特定的计数值。228是一方波电路，它输出具有两值的特定频率的一方波信号S3，在导通信号h启动时，每次脉冲信号S2的输入使得该两值(1，0)反转。方波电路228的初始输出的方波值通过来自预置电路230的一信号S5确定。229是一锁定电路，当导通信号h变为不动时，它保持那时的极性信号POL。预置电路230响应于由锁定电路229保持的极性信号POL的值，输出信号S4和S5以执行计数器227和方波电路228的初始设定。231是一补偿电路，它输出一补偿电路i01，响应于方波信号S3的值使磁电流iO的输入信号的极性反转。232是一加法器，通过(焊接)电流参考值I1*。与补偿信号i01的相加，为已经过补偿的变换器204的输出，输出一电流参考值I* 1233是一积分器，通过对电流参考值I1*与由电流检测器211检测到的变流器输出电流i1的绝对值i1d之间的误差进行积分，它输出一控制信号a。234是一加法器，通过将电流参考值I1*与控制信号a相加，输出一电流控制信号b。235是一脉冲发生器，它输出具有恒定调制周期T1的一脉冲信号C，同时输出具有50％占空的一矩形波同步信号d。236是一高频脉冲电路，(dither circuit)，它输出一锯齿波高频脉动信号e，该信号e在与同步信号d同步的调制周期中单调地增大。237是一比较器，它将控制信号b与脉动信号e加上变换器输出电流的绝对值i1d进行比较，当差值的极性反转时输出一脉冲信号f。238是一触发器，通过脉冲信号C置位，输出一＂导通＂PWM信号j；同时通过脉冲信号f复位，输出一＂截断＂PWM信号j。239是一分配电路，响应于方波信号S3和PWM信号j，它输出信号K和l以控制相应的驱动电路240和241，从而控制变换器204。其余部分与图45中所示的已有技术相同，并用同样的符号表示。
另外，电平检测器225、极性检测器226、计数器227、方波电路228、锁定电路229以及预置电路230的操作已在图6中所示的第四实施例中作了详细描述。这里，涉及本实施例的操作的部件参考图15进行描述。
在上述的组合中，当用于导通启动的启动信号g从启动电路219输入时，定时器220仅在设定焊接时间期间使得导通信号h启动。利用此方法，计数器227启动对内部时钟脉冲的计数，并在一特定的周期输出脉冲信号S2。方波电路228在每次脉冲信号S2输入时，通过该两值的反转，输出方波信号S3。此方波信号S3的值作为确定变换吕204的交流输出电压的极性的信号。分配电路239响应于方波信号S3的值，输出控制信号K和l以开启变换器204的相应转换装置。当导通信号h启动时，驱动电路240和241的功能变得有效。驱动电路240和241响应于控制信号k和l，开启相应的转换装置242、243及241、244。因而，变换器204输出与方波信号S3的值相应的极性的电压V1，以将电路i2提供给变压器205的初级侧。
脉冲发生器235输出具有恒定调制周期T1的脉冲信号C。触发器238通过脉冲信号C置位并输出＂导通＂PWM信号j。然而，当变换器的输出电流i1增加时，电流检测器211检测到的其绝对值信号i1d增加。当其达到目标值时，脉冲信号F从比较电路237输出，触发器238通过脉冲信号f复位，并输出＂截断＂PWM信号j。这里，PWM信号j包括＂导通＂PW信号j以及＂截断＂PWM信号j。因而，变换器204暂停提供电。利用此方法，变压器205的初级侧中的电流i1开始减小。触发器238在每一调制周期T1置位，以将变换器204返回到原来的启动状态。因而，如图15所示，PWM控制通过(可以说此实施例的要点)瞬时控制而执行。
当焊接电流目标值作为电流参考值I*施加时，变换器的输出电流i1的目标值由从加法器234输出的信号b确定。也就是说，在加法器232中，从补偿电路231输出的补偿信号i01加到与焊接电流相应的初级侧电流参考值I*上。因而，已经过与变压器205的激磁电流等量补偿的电流参考值I1*从加法器232输出。另外，通过对此电流参考值I1*与变换器输出电流的绝对值i1d之间的误差进行积分而得到的信号a从积分器233输出。加法器234将电流参考值I*与信号a相加，并输出此相加的值作为变换器输出电流i1的目标值。
如图15所示，分配电路239响应于方波信号S3和PWM信号j，经驱动电路240、241控制变换器204的每一转换装置241-244。当方波信号S3为＂1＂时，变换器204操作使得转换装置241和244起作用以输出正电压电平V1。当方波信号S3为＂0＂时，变换器204操作使得转换装置243和242起作用以输出负电压V1。另外，当PWM信号j为导通指令＂1＂，转换装置241、244或转换装置243、242均分别被置于＂导通＂，如t1-t2和t3-t4，或t6-t7和t8-t9所示。
当PWM信号j为截断指令＂0＂时，仅转换装置241、244中的一个，或仅转换装置243、242中的一个分别被置于＂截断＂，如t2-t3和t4-t5，或t7-t8和t9-t10分别所示。通过以此方式进行转换控制，当PWM信号j为一截断指令时，流入变压器205的初级侧的电流i1经变换器204回流，不在直流电源侧再生。从而电流i1的下降减少，脉动能减少。因此，转换装置241-244的转换频率可以做成1/2的等量。当方波信号S3从＂1＂变化到＂0＂时，转换装置242的导通滞后几个μs执行，该滞后时间称为＂空载时间＂(deed time)＂，使得不会由于转换装置244的滞后动作，引起直流短路。然而，在转换控制以此方式执行的情形下，当变换器电流i1达到目标值并平稳流动时，信号b与绝对值i1d之间的误差值的变化宽度缩小。如图16(a)所示，比较器237的识别时间由于小噪声的插入而受影响，如时间t2A和时间t2B所示。因而，PWM信号j的脉冲宽度显著改变，变换器的输出电流i1有时变得不稳定。
在此实施例中，提供高频脉动电路236以缓和此噪声的影响。高频脉动电路236根据与调制周期T1同步输出的信号d，输出一锯齿波高频脉冲信号e，如图16(b)所示。比较器237将信号b与此信号e加上变换器输出电流的绝对值i1d进行比较。利用此方法，在PWM信号j截断的与目标时间t2独立的时刻，表面误差值增加，从而噪声的影响能够减轻，如时间t2c和时间t2D所示。另外，由于引入此高频脉动信号e产生的电流参考值I1*与变换器输出电流的绝对值i1d之间的误差，通过积分器233输出的信号a补偿。
变换器204响应于方波信号S3的周期T2输出交流电压V1，如图17中所示，并将其施加到变压器205的初级侧。因而，方波波形的交流焊接电流i2从次级侧提供。电流i1，加上与焊接电流i2相应的电流及变压器205的激磁电流的值，流入变压器205的初级侧。激磁电流iO近似于变压器205的激磁电流，并流入电抗223。从通过电流变换器224检测到的电抗223的激磁电路iO，补偿电路231产生补偿信号i01，其极性响应于方波信号S3的值，在每一半周反转。在加法器232中，补偿信号i01加到确定焊接电流的电流参考值I*上，以产生确定变换器输出电流i1的电流参考值I1*，该电流已得到与变压器205的激磁电流等量的补偿。
当焊接电流i2很大(接近100％)时，变压器205的激磁电流可以忽略。然而，当焊接电流很小(小于20％)时，变压器205的激磁电流变成焊接电流的5-10％或更多，误差变得较大。然而，当采用此实施例时，此误差被略去，可以提供具有良好精确性的一焊接电流。
积分器233还在焊接电流i2的极性反转的瞬间，补偿焊接功率的减小。也就是说，在不配备积分器233的情形下，如图18(a)所示，在极性反转的瞬间T3中，焊接电流i2随着由电路常数确定的电流的特定变化率而改变。此电流i2被控制，使得当其达到目标焊接电流时变为恒定。因此，焊接功率P(焊接电流i2的平方)减少了瞬间T3中的影线所示的部分，焊接部位的温度降低。然而，当配备积分器233时，焊接电流i2仅在瞬间T3之后的时间T4期间超调，如图18(b)所示，并稳定到一恒定值。电流参考值I1*与变换器输出电流的绝对值i1d之间的误差由积分器233积分，此超调作用通过将该积分值(信号a)加到电流参考值I1*上而实现。利用此方法，焊接功率P在T3期间减少的部分很快在T4期间得到补偿。因而，焊接部位的温度降低能够在先一步恢复。
图19表示了本发明第八实施例。此实施例通过一有效值计算电路251，从由电流检测器211检测到的变换器输出电流i1d中找出变换器输出电流的一有效值irms。焊接电流参考值I*与有效值irms之间的误差由放大器252放大，以产生一信号m。在加法器232中，信号m加到电流参考值I*上，并作为变换器输出电流参考值I1*输出。当采用此实施例时，在焊接电流的极性反转的瞬间，有效值的减少部分被补偿。因而，在焊接部位中产生的热量能均匀地控制。
图20(a)表示了本发明的第九实施例。此实施例增加了一装置，以在焊接电流的极性反转的瞬间，极性反转以后减小变压器205的磁通密度。也就是说，在每次方波信号S3的值改变时，具有特定宽度T5的一脉冲信号P从一单脉冲(one-shot)电路245输出。此信号P施加到一延迟电路246，该电路246输出一方波信号S3A，该信号S3A的变化比方波信号S3滞后仅一特定的时间T5。同时，脉冲信号P关闭一与电路247的门，并强制产生一截断PWM信号，该PWM信号施加到分配电路239。利用此方法，分配电路239控制变换器204的转换装置，使得方法信号S3的值为变化之前的值(图中的值＂1＂)，并且在时间t1-t2期间，变换器204变成零电压输出模式(该状态中，变压器205的初级侧电流经变换器回流)。变换器204的输出电压变为零电压，如图20(b)中的一输出电压V1(2)所示。当脉冲信号P在时间t2变零时，从延迟电路246输出的方波信号S3A变为与通常的方波信号S3同样的值(图中的＂0＂状态)。同时，与电路243的门被打开，输出通常的PWM信号j。从而，分配电路239执行通常的转换控制。因此，如输出电压V1(2)所示，变换器204的输出电压作为与方波信号S3A的值相应的一负电压输出。在t2-t4期间直到目标值达到，输出一强制电压，然后，输出电压V1(2)变为提供焊接电流的一恒定值。另外，作为比较，在设有配备零电压输出模式的情形下，当输出电压的极性反转时，一输出电压和一焊接电流如V1(1)和i2(1)所示。
当采用此实施例时，焊接电流i2(2)反转的时间变得稍长。然而，在t1-t2期间，当施加到变压器205上的电压V1(2)的时间积(time product)变为零时，在时间t1-t4期间，它变得小于电压V1(1)的时间积。这表示一低的磁通密度，并表明变压器205能小型化。
图21(a)表示了本发明的第十实施例。在图21(a)中，260和161是电阻。此实施例的目的是简化高频脉动信号e的产生。也就是说，当输出＂导通＂PWM信号j时，通过＂导通＂PWM信号j经一反相电路263和一电阻262加到比较器237的输入的偏置值变成零，比较器237的一输出n复位到一特定值(图21(b)中的高电平状态)。通过将输入n改变到高电平，一置换电流(displacement Current)流过由电容264和电阻265及266组成的一微分电路，从而可以得到锯齿形高频脉动信号e。此信号e施加到比较器237的同相的输入端(+)。其结果是，此信号e加到变换器输出电流的绝对值i1d上。然后，当控制信号b与高频脉动信号e加到变换器输出电流i1d上形成的值之间的差值使得比较器237的输出n变成一低电平(-15V)时，触发器238经一反相电路268复位，并输出＂截断＂PWM信号j。该偏置值再次加到比较器237，电容264用图21(b)所示极性的一电压充电。在此实施例中，一高频脉动信号能够由一简单的电路结构产生。
当采用这些本发明的第七～十实施例时，由于提供了一交流方波焊接电流，焊接电极的损耗减少，电极的更换频率也降低。因而，可以改进效率因子。另外，电流控制响应特性也改善了，同时，噪声电阻特性也改善了，焊接电流的脉动减少。另外，在焊接电流的极性反转期间，焊接部位的温度降低能够补偿。同时，变压器的激磁电流部分能够补偿。因而，能提供高精度的焊接电流，并能进行高质量的焊接。另外，变压器的磁通利用率提高，且变压器能小型化。
下面，将描述本发明的其他实施例。在这些实施例中，变换器通过可以说是瞬时控制进行PWM控制，与图14中所示的第七实施例相同。
图22是一电路图，它表示了根据本发明第十一实施例的一种电阻焊机的控制装置。在图22中，交流电源301的交流电压经整流器302转换成一直流电压。此直流电压经电容303平滑滤波以后，通过由转换装置构成的变换器304转换成大约1KHz的高频交流电压，该转换装置例如为IGBT(绝缘门双极晶体管)341-344。变换器304的输出经一变压器305提供给焊接电极309。在此情形下，漏感308存在于焊接电极309到变压器305的导线中。
变压器305的初级电流由一电流变换器306检测。此检测到的交流电流经一整流器电路311整流为一直流电流Id。一有效值电路313从直流电流Id得到一有效值Irms。
一放大器电路314放大施加到其上的有效值Irms与一有效值参考值Irms*之间的误差。放大器电路314的输出在一加法电路315中加到有效值参考值Irms*上，以作为一校正信号，使得放大器电路314的误差在减小的方向上变动。因而，加法电路315输出一新的电流参考值I*，该I*输出到加法电路316。
加法电路316将电流参考值I*与一电流校正电路335的输出V35及一函数发生电路333的输出相加，电路335和333均在下面描述。因而，加法电路316输出一输出V16，作为最终的电流参考值。
一比较电路326比较加法电路316的输出V16与整流器电路11输出的直流电压Id。比较电路326的此误差输出输入给触发器329的一复位端R。来自脉冲发生器327(下面描述)的一信号输入触发器329的置位端S。
脉冲发生器327产生一调制频率信号，它输入给触发器329的置位端S，并在其上升沿置位触发器329的输出到＂1＂。这变成使变换器304的IGBTs＂导通＂的极性。
当整流器电路311的输出Id变得大于加法电路316的输出V16时，通过比较电路326的输出，触发器329的输出变＂0＂。也就是说，触发器329的输出变为一PWM信号。
同时，脉冲发生器327的输出输入到一高频脉动电路328。高频脉动电路328产生具有三角波形的在每一调制周期中逐渐增大或逐渐减小的一高频脉动信号。该高频脉动信号输入比较电路326。通过上述构成，输出一抗噪声的PWM信号。
一调制因子(M因子)检测电路332通过输入触发器329输出的PWM信号来检测调制因子。此检测的调制因子经函数电路333输入加法电路316，以作为电流精度校正输入。
另外，触发器329输出的PWM信号以及来自导通宽度选择电路339(下面描述)的一交流电流极性信号F被输入给分配电路331。该PWM信号通过分配电路331分配给驱动电路321及322，以根据信号F驱动变换器304的IGBT(变换器桥)。一启动电路319输出一导通信号以启动定时器320，使得驱动电路321和322仅在定时器320的导通期间操作。
除了上述组成外，此实施例配备有防止变压器305直流磁化的结构。也就是说，一取样信号电路334从导通宽度选择电路339(下面描述)输入交流电流极性信号F以及从触发器329输入PWM信号，并输出取样信号Sa和Sb。一微分电路317检测通过整流器电路311整流的直流检测电流Id的电流变化率V17。一取样保持电路318从取样信号电路334输入取样信号Sa以及输入微分电路317的电流变化率V17，并在交流电流的半周中最后的PWM时，通过取样和保持电流变化率V17输出一输出A。另外，一取样保持电路323从取样信号电路334输入取样信号Sb以及输入微分电路317的电流变化因子V17，并在交流电流的半周中最后的PWM时，通过取样和保持电流变化率V17输出一输出B。
一比较电路324比较取样保持电路318和323的输出A和B的值。当A和B的值大致相等时，输出＂0＂。另外，当B＞A+α(α是比较电路324的触发脉冲(window)宽度)时，输出＂P＂。另外，当B＜A-α，输出＂N＂。
一锁定电路325利用来自信号电路327的一锁定信号L将比较器电路324中的电平比较结果区分为三种电平，＂+＂(P)，＂0＂和＂-＂(N)。
一电流校正电路325从导通宽度选择电路339接收交流电流极性信号F，并响应于锁定电路325的输出P、O和N，执行电流校正，以产生一输出V35。
一方波电路336从一瞬时频率增加电路340(下面描述)输入一信号，并确定变换器的输出频率f。信号电路337从方波电路336输入变换器的输出频率f，并输出三种导通宽度的信号W1、W2和W3。
导通宽度选择电路329从锁定电路325接收输出P、O和N，以及三种导通宽度信号W1、W2和W3。根据输出P、O和N选择信号W1、W2和W3中的一个，并将该选择的信号作为交流电流极性信号F输出取样信号电路334和分配电路331。
另外，瞬时频率增加电路40从启动电路319输入导通信号V19，并仅在启动的一初始的特定期间，产生一信号以增加方波电路336的频率f。
具有上述结构的第十一实施例的操作参考图23-26进行解释。首先，参考图23描述信号电路337的输出波形。方波电路336的输出信号f是确定变换器输出电流频率的信号，并且脉冲宽度T1和T2是相等的。W2是稍滞后于输出信号f的一信号，而＂1＂和＂0＂区间的脉冲宽度是相等的。W3是一信号，其＂1＂区间窄于W2的＂1＂区间。W1是一信号，其＂1＂区间宽于W2的＂1＂区间。锁定信号L在输出信号f变化时上升，而在锁定信号L上升时锁定电路325锁定比较电路324的数据＂P＂、＂O＂和＂N＂。导通宽度选择电路329根据锁定电路325的输出P、O和N，从来自信号电路327的导通宽度信号W1、W2和W3中选择一个，并将所选择的一个信号作为输出信号F输出。
下面，利用图24描述直流磁化极性的检测操作。当不存在直流磁化、且锁定电路325输出0时，导通宽度选择电路329通过选择图23中的导通宽度信号W2输出信号F。也就是说，假定变换器输出的正/负导通宽度是相等的。
变换器输出电流iAC通过整流电路311整流成直流电流Id。当在PWM信号的＂1＂区间IGBTs导通时，变换器304的输出电流增加。当在PWM信号的＂0＂区间IGBTs截断时，变换器304的输出电流减小。
通过接收PWM信号和F信号，取样信号电路334输出信号Sa和Sb。取符保持电路318和323根据信号Sa和Sb，对交流电流的每一半周，取样和保持电流变化率V17，并将其结果分别作为输出A和B输出。
时间t1处的电流变化率V17被保持，以变成输出A。时间t2处的电流变化率V17被保持，以变成输出B。锁定电路325通过在锁定信号L的上升点处比较输出A和B，输出三种电平P、O和N。下面是对输出P、O和N的详细描述。当A和B在时刻t2大致相等时，变为一O输出。当B＞A+α(α是比较电路324的触发脉冲的宽度)时，输出P。也就是说，从电流变化率dId/dt在信号F的＂0＂区间转大这样的事实来考虑，变压器305被极化，而激磁电流增加。因而，通过缩短信号F的＂0＂区间，可以防止直流磁化。
由于此原因，在输出信号P的情形下，导通宽度选择电路329在时刻t2通过从信号W2转到信号W1以缩短信号F的＂0＂区间。在B＜A-α的情形下，输出N。在信号F的＂1＂区间的情形下，变压器305在饱和方向上直流磁化。因而，通过选择信号W3，足够输出信号F。此选择每半周进行。
下面，参考图25描述电流校正电路335。也就是说，当锁定电路325在时刻t2输出P时，如图24所示，在信号F的＂0＂区间，变压器305处于饱和方向。因而，通过在此区间减少电流值，而在信号F的＂1＂区间增加电流值直流磁化可以防止。这是因为此结构使得电流正电路335的输出变为V35a。
另外，当锁定电路325在时刻t2输出0时，电流校正电路325的输出变为V35b，即零输出。因而，不进行电流校正。
另外，当锁定电路325在时刻t2输出N时，电流校正电路335以同样的方式输出V35，变压器305的直流磁化通过在信号F的＂1＂区间减小电流可以防止。
除了电流校正电路335和导通宽度选择电路339两者均配备以外，如图22所示，即使仅配备两者的其中之一，在操作上几乎没有任何变化。然而，在交流电流的频率可变的情形下，当频率变高时，导通选择电路339变得较强，而当频率变低时，电流校正电路335变得校强。
下面是参考图26对瞬时频率增加电路340的操作的描述。在变压器5中，导通启动之前瞬间的铁芯的磁通密度受到剩余磁通的影响。在前面的导通的最后磁通密度的方向上，移动到稍高于零的一位置。
因而，当导通交流电的频率从导通开始选择时，铁芯容易变得饱和。利用已有技术的可控硅或变换器直流方法，导通以一恒定的频率，具有较窄的宽度启动。然而，由于此实施例采用了180度的导通方式(为了改善焊接性能)，已有技术中采用的此方法不能适用。
由于此原因，如图26所示，通过在启动信号V19导通以后，在第一部分(图26中的1周期)中增加频率，以避免铁芯的饱和。
在2-3周期的半周期中，此第一部分越短，波形指标的改善越多。因而，可以有效地利用变压器305的磁通密度，而不损害焊接质量。也就是说，考虑到仅有磁通变化宽度的约50％可以使用这样一个事实，控制开始的第一半周期。
下面是参考图27，对电流精度通过高频脉动校正而改善的描述。在每一调制周期，置位信号S从脉冲发生器327输入到触发器329。因而PWM信号转到导通。作为加法器电路316的输出V16的最后电流参考值和检测到的电流Id通过比较电路326进行比较。当检测到的电流Id变得大于最后的电流参考值V16时，PWM信号变为＂0＂(截断)。与调制频率同步的具有锯齿波形的一高频脉动信号从高频脉动电路228输出到比较电路326(在图27中，此信号加上与所检测的电流同样的极性)。添加一高频脉动信号，该信号的峰值为所检测到的电流的最大值的百分之几～百分之五，使得可以进行抗噪声的稳定的脉冲宽度调制(PWM)。
然而，由于此高频脉动信号，在其最大值处，电流的精度由于高频脉动信号的峰值而受损害。至于高频脉动校正以高速和高质量地进行此电流控制，在此实施例中，通过图22所示的调制因子检测电路332和函数发生器333，提供电流参考值的校正。
在图27中，在时刻t1，当[电流参考值-(检测到的电流+高频脉动)]变得＜0，PWM信号从＂1＂变到＂0＂。因此，可以理解电流控制误差仅为值h。就此值n而言，如果在得到调制因子M，即T2/T1之后，电流参考值增加此值，则这将在下一PWM信号的点上校正。因而，可以得到一非常快的响应。此调制因子能够通过用一微处理器或类似物计算T2/T1而校正。然而，为了简单，通过经一滤波器平滑滤波PWM信号，可以滞后2-3个脉冲进行校正。
在将高频脉动信号加到具有相反梯度的电流参考值侧的方法的情形下，如图28所示，可以看到，这是在求出反转的PWM信号以后，从M＝(1-反转的PWM信号)得到。
另外，在高频脉动信号为非线性的情形下，如图29所示，此非线性的校正能容易地通过图22中的函数电路233来实现。
当采用上述的第十一实施例时，通过在启动时瞬时增中交流电流的频率，防止了变压器305的铁芯饱和。根据电流脉动的变化率的比较，通过检测直流磁化的方向，利用对电流值和导通宽度的良好调节，变压器305的磁通密度能够最大限度地利用。结果，能进行小型化的设计，因而是经济的。
另外，通过高速和高精度地实行电流控制，能够提供可以进行高质量焊接的一焊接机的控制装置。
图30是一电路图，它表示了本发明的第十二实施例。如图30所示，此实施例除了图22中所示的第十一实施例以外，还提供一导通宽度存贮器351，一方向确定电路352以及一启动方向电路353。在定时器320输出停止信号时，导通存贮器351求出交流电流极性信号F的导通宽度。方向确定电路352在下一启动时刻，从该结果确定导通方向。从启动电路319接收启动信号V19，启动方向电路353预置导通方向到方波电路336，以启动方波电路336。当采用一低于市电频率的交流频率作为变换器304的输出时，这是非常有效的。
如图31所示，导通存贮器351通过在停止导通的时刻锁定导通方向及导通宽度T3来确定下一启动周期的导通。导通从变压器305不饱和的方向上启动。简言之，当导通宽度T3小于50％时，磁通在朝零的方向改变的区域中。因而，设计成在下一次启动时，电流以同样的方向流动。当导通宽度T3大于50％时，磁通在经过零点以后位于增加的方向上。因而，设计成在下一次启动时，电流以相反的极性流动。因此变压器305的铁芯能有效地利用。
精确地说，存在电动势。因此，期望利用导通宽度T3小于50％的点作一界线，以确定下一启动方向。
在图22中的实施例中，变压器305的直流磁化从变压器305的初级侧脉动电流的变化量求出。然而，当进行高速电流控制时，变换器的输出将减小，使得即使变压器305饱和，电流Id几乎不增加，如图32中所示。由于此原因，可以通过在时刻t1和t2检测及比较调制因子，检测直流磁化。
另外，在电流增加超过变压器305的饱和的情形下，如图32中所示，如果在时刻t1和t2相应的值(Id-M)进行比较，则通过进一步放大饱和，可以捕获饱和。
至于图22所示的具有高电流精度的高速电流控制，不用解释，也可以以同样的方式施加到图33中所示变换器电路，该电路包括一IGBT304′，一二极管350，一电抗308以及一负载351，如一激光振荡器。图33中所示的电路用于小容量的焊接机，以及脉冲焊接机。
图22中的实施例是一系统，其中加法电路316的输出V16作为直流电流参考值，而频率则单独由脉冲发生器327给出。然而，可以构造成从加法电路316的输出V16产生一直流电流和一频率，并通过比较电路326将此与电流变换器306检测到的交流电流iAC比较以产生PWM信号，然后用此输出的PWM信号直接驱动驱动电路213和322。用此方法，能够得到与图22中的实施例同样的操作和效果。在此情形下，通过将取样输出A和B的差加到交流电路参考值上，能够执行对直流磁化校正的电流分量的控制。
在图22中的实施例的控制装置(除主电路以外的电路)中，除了整流器电路311、微分电路317、取样保持电路318和323、驱动电路321和322以及启动电路319以外的所有电路能够通过一微机简单地实现。
图22中的比较电路324通过三种电平(P、O、N)执行识别，而电流校正电路335和导通宽度选择电路339分别进行三种电平的操作。然而，毫无疑问，即使当省略O电平用两种电平时，可以达到基本相同的操作作用。
在图22中的实施例中，当焊接电极部分的电路中的漏感308较大时，波形因数被损害。从而，如果配备一电路，通过该电路可以手动地设定和改变方波电路335的频率，则通过在一电路中采用降低的频率，可以改善功率因数，由于感应大和功率因数差使得功率不能注入该电路中。在此情形下，变压器305必须换成一低频变压器。
当采用本发明的第十一和第十二实施例时，可以提供具有高质量焊接的一焊接机控制装置，其中能够对防止变压器的饱和进行控制，使得能最大限度地利用铁芯的磁能密度。
由于电流控制基于一矩形波电流参考值，图4所示的一焊机的控制装置以一恒定的调制频率进行PWM控制。然而，调制频率经常为几个KHz。因而，调制频率引起的听得到的噪声从焊接变压器和焊机中产生。这给焊机操作者带来不适和压力。
特别在调制频率与焊机的机械共振点相同或接近的情形下，可听见的噪声有时加重。
另外，电流参考值波形是一矩形波。从而，由于矩形输出电流中含有较高的谐波，因此存在噪声分量。这与上面的调制频率一起，变成可听见噪声的起因。
由于上述原因，需要进行设计以降低可听见的噪声，并从而减少对焊机操作者的精神压力。
图34表示了本发明第十三实施例的一焊机的控制装置，以解决上述问题。
图34中，一焊机的控制装置包括：一整流电路，该整流电路包括将来自交流电源401的一交流电变换成一直流电的整流器402，以及一电解电容403；一变换器404，它将来自整流电路的直流电变换成一交流电；一电流检测器405，它检测变换器的输出电流；一参考值产生电路408，它响应于一外部的设定电流指令，产生一方波电流参考值Iref；一比较放大器409，它放大参考值产生电路408的电流参考值Iref与来自电流检测器405的电流反馈IFB之间的比较误差；一设定器410，它设定调制频率SWfB；一调制频率产生电路411，它响应于来自设定器410的信号SWfb设定调制频率；一PWM控制电路412，它根据此调制频率产生电路411的输出SWF及比较放大器409的输出产生PWM控制波形；一焊接变压器406，它与变换器的输出连接；以及一焊头407，它与焊接变压器406的次级侧相连。
利用此结构，焊机操作者可以根据焊机的机械条件通过设定器410设定调制频率SWfB。
由于此原因，可以避免焊机的机构共振点，并从而抑制由于机构共振点或附近的调制频率引起的可听见的噪声。另外，即使当存在可听见的噪声易于机械地产生的一频率，可以通过改变调制频率降低可听见的噪声。
图35表示了根据本发明第十四实施例的一焊机控制装置。与图34中显示的实施例的结构相比，在本实施例的焊机控制装置中，一上限值限制电路413插入电流指令与参考值产生器408之间，该电路413响应于来自设定器410的调制频率设定信号SWfB，产生一信号IrefB，以限制电流指令的上限值。
上限值限制电路413的特性为使得主电路设备的损耗不超过特定的值。由于此原因，在图35所示的图中，在调制频率SWfB低的区域，不限制电路指令的值，但在调制频率SWfB高的区域，进行向右下倾斜的上限值规定。
利用此结构，焊接电流的上限值根据设定调制频率SWfB自动地设定。
在图34中所示的实施例的情形下，通过设定调制频率SWfB为高，主电路设备的转换损耗增加，然而，根据此实施例，焊接电流的上限值根据调制频率SWfB而受限制。从而，主电路设备的转换损耗限制在一特定值的范围里。
由于此原因，即使焊机操作者将调制频率根据其愿望设定，焊接电流的上限自动地限制在装置的容量范围中。从而，可以在保证装置可靠性的同时，保证可听见噪声的降低。
图36表示了根据本发明第十五实施例的一焊机控制装置的主要部件。与图34中所示的实施例相比，本实施例的焊机控制装置在调制频率设定器410与调制频率产生电路411之间，具有一低频产生电路415和一加法器414，以将低频产生电路415的输出信号SWfm加到来自设定器410的设定信号SWfB上。从而，低频脉动swfm加到设定信号swfB上，以得到一调制频率SWf，该频率施加到调制频率产生电路411。其结果是，此装置具有将一低频脉动加到调制频率上的限制。
所加的低频信号swfm的电平能根据焊机的状态自由地调节。
利用此结构，频率调制还在设定的调制频率上的低频处进行。
在调制频率恒定的情形下，由于所产生的可听见的噪声也具有一恒定的频率，因此感觉该噪声很强烈。然而，根据此实施例，调制频率以低频连续地改变。从而，噪声频率的分布得较宽(变为白噪声)。因此，对可听见的噪声的强烈感觉降低。
下面将描述根据本发明第十六实施例的一焊机控制装置。
在图34所示的实施例中，基于电流指令的参考值产生电路408的输出是一矩形波电流参考值Iref。然而在此实施例中，参考值产生电路408基于电流指令输出一正弦波电流参考值IrefB。
利用此结构，响应于电流指令，一正弦波电流参考值IrefB从参考值产生电路408输出。
在图34所示实施例的情形下，由于导通电流的波形变为梯形，包括在该梯形波电流中的较高谐波成分感觉是可听见的噪声。然而根据此实施例，由于电流参考值IrefB是一正弦波，梯形波的波形具有的较高谐波电流分量引起的可听见的噪声降低。因此，工作环境能够改善。
图37表示了根据本发明第十七实施例的一焊机控制装置的主要部件。与第十六实施例的结构相比，此实施例的焊机控制装置具有一较高谐波产生电路416和一加法器414，该谐波产生电路416与参考值产生电路408的正弦波电流参考值波形IrefB同步地在不影响可听见的噪声的特性的频率区域产生较高的谐波IrefHn，该加法器414将正弦波电流参考值IrefB与来自较高谐波产生电路416的较高谐波IrefHn相加。因此，在加法器414中，较高谐波IrefHn叠加到正弦波电流参考值IrefB上，以得到电流参考值Iref，该Iref施加到图34中所示的比较放大器409上。
利用此组合，较高的谐波叠加到正弦波电流参考值波形上。
在如第十六实施例中通过正弦波电流进行控制的情形下，虽然可听见的噪声降低，但由于采用了正弦波形的焊接电流，焊接部位中产生的热的大波动，影响了焊接质量。与此相反，根据本实施例，通过将几百赫兹或稍小的较高的谐波(3次方，5次方，……)叠加到正弦波电流参考值IrefB上，耳朵对该谐波较不敏感，焊接电流的平坦部分变得较大，从而所产生的热的波动能够保持到最小。由于产生的热的波动减小，可以在降低可听见的噪声时改善焊接质量。
图38表示了根据本发明第十八实施例的一焊机控制装置的主要部件。与第十六实施例的构成相比，本实施例的焊机控制装置具有一峰值限制电路417，该电路417以一恒定的速度限制来自参考值产生电路408的正弦波电流参考值IrefB的峰值，以得到电流参考值Iref，该Iref施加到图34中所示的比较放大器409上。
利用此结构，正弦电流参考值IrefB的输出峰值的正和负侧均受到同样限制。从而，电流参考值Iref近似为梯形波。
在图37所示的实施例中，除了产生一正弦波电流参考值IrefB的参考值产生电路408以外，需要另一未包括的电路，即较高的谐波产生电路416。然而，根据图38中所示的本实施例，通过配备一峰值限制电路417，电流参考值Iref变得近似于一波形，在该波形中，3次～5次方的较高的谐波加到正弦波形的电流参考值IrefB上。由于此原则，不需要未包括的较高的谐波产生电路。因而，焊接部位中产生的热的波动的最优化是可能的，同时，具有较小可听见的噪声的焊接变得可能。
图39表示了根据本发明第十九实施例的焊机的控制装置。与图34中所示的实施例的结构相比，根据本实施例的焊机的控制装置具有一Δf产生电路418和一加法器414，该电路418产生一具有图39中所示波形的电压，该电压随导通时间(即焊接时间)的推移线性上升，该加法器414将来自设定器410的设定信号SWfB与来自Δf产生电路418的Δf信号相加，以得到一电流参考值swf。从而，加法器414的输出swf输入调制频率产生电路411。
利用此结构，调制频率swf根据导通时间，以特定的速度上升。
调制频率随着焊接时间的推移增加。从而，可听见的噪声的频率分布分散在时间轴上。因此，与调制频率恒定的情形相比，噪声强烈的感觉降低。
图40表示了根据本发明第二十实施例的焊机的控制装置的主要部件。与图34中所示的实施例的结构相比，本实施例的焊机的控制装置包括一低频产生电路415和一频率调制电路419，该电路419通过低频产生电路415的输出，进行参考值产生电路408的电流参考值IrefB的频率调制，以得到电流参考值Iref，该Iref施加到图34中的比较放大器409上。
利用此结构，电流参考值本身的基本频率通过一低频率进一步频率调制。
通过进行本实施例的频率调制，梯形波电流波形具有的可听见的噪声的频率分散。利用此方法，变为可听见的白噪声。从而，可听见的噪声降低。
当采用如上所述的本发明第十三～二十实施例时，与已有技术的焊机控制装置相比，能得到可听见的噪声降低的效果。
本发明的第十三～二十实施例能够用于加上所述的根据本发明的实施例的电阻焊机的控制装置中，如图6、14和22中所示。
如上所述，根据本发明，可以提供一种电阻焊机的控制装置，通过防止焊接电极的极性损耗，焊接电极可具有长的使用寿命。
根据本发明，还可以提供一种电阻焊机的控制装置，该装置通过减少电极的损耗，能有效地进行高质量的焊接。另外，能够提供一种电阻焊机的控制装置，该装置通过减少电极的损耗，以减少停机的时间，从而能改善工作效率。
还能提供一种电阻焊机的控制装置，该装置通过改善电流控制响应特性、可听见的噪声的电阻特性以及减少焊接电流的脉动，能进行高质量的焊接。通过补偿在焊接电流反相时焊接部位的温度的降低，本发明的一种电阻焊机的控制装置能进行高质量的焊接。另外，根据本发明，能够提供一种电阻焊机的控制装置，该装置通过补偿变压器的激磁电流部分，能提供高精度的电流。能够提供一种电阻焊机的控制装置，该装置能改善变压器的磁通的利用率，而该装置的尺寸能做得小。
还可以提供一种电阻焊机的控制装置，该装置通过防止变压器的饱和以及最大限度地利用变压器的铁芯的磁通密度，能进行高质量的焊接。
另外，根据本发明，能提供一种电阻焊机的控制装置，该装置能降低由于调制频率和电流参考值波形的较高的谐波引起的可听见的噪声，并能改善焊接操作的工作环境。
显然，根据上述教导，本发明的大量变型和变化是可能的。因此，不用说，本发明的范围为所附权利要求的范围，而不是这里的特定描述。

Claims (40)

1.一种电阻焊机的控制装置，该焊机通过对一材料通电，利用所述材料中产生的焦耳热以焊接所述材料，该装置包括：
一变换器，它通过脉冲宽度调制控制将一直流电压转换成一交流电压；
一变压器，它具有所述交流电压施加到其上的一初级绕组，并具有将一交流电流提供给所述材料的一次级绕组；以及
控制部件，它用于产生具有特定频率的矩形波形的一交流电流参考值，并将所述交流电流参考值与所述变换器的一输出电流比较以得到一误差，以及对所述变换器进行PWM控制以使得所述误差为零。
2.如权利要求1所述的电阻焊机控制装置，还包括：
检测部件，它检测所述变压器的一磁通密度，并判定所述磁通密度是否超过一特定值，以根据该判定的结果产生一判定信号；
其中，所述控制部件包括一频率校正部件，接收所述判定信号，并根据所述判定信号，反转所述交流电流的极性。
3.如权利要求1所述的电阻焊机控制装置，其中所控制部件包括：
导通控制部件，当给出一启动指令时，它产生一预定时间的导通指令，并响应于所述导通指令产生所述交流电流参考值；以及
初始导通控制部件，在所述导通指令完成时，它判定所述变压器的剩余磁通的极性，并根据所述剩余磁通的所述极性，确定下一导通指令初始产生的所述交流电流参考值的极性。
4.如权利要求2所述的电阻焊机的控制装置，其中所述检测部件包括：
一小容量电抗，它与所述变压器的所述初级绕组并联；以及
电平检测部件，它接收流入所述小容量电抗中的电流，当所述电流超过一特定电流值时，判定所述磁通密度超过所述特定值，以产生所述判定信号。
5.如权利要求2所述的电阻焊机的控制装置，其中所述检测部件包括：
检测流入所述初级绕组中的初级电流的部件；
检测流入所述次级绕组中的次级电流的部件；
根据所述初级和次级电流，计算所述变压器的一激磁电流的部件；以及
电平检测部件，它接收所述激磁电流，当所述激磁电流超过一特定电流值时，判定所述磁通密度超过所述特定值，以产生所述判定信号。
6.如权利要求2所述的电阻焊机的控制装置，其中所述检测部件包括：
磁通密度仿真部件，它与所述变压器的所述初级绕组相连，并检测施加到所述初级绕组上的电压，通过对所述电压积分，仿真所述变压器的磁通密度；以及
电平检测部件，它接收所述磁通密度仿真部件的所述磁通密度仿真，当所述磁通密度超过所述特定值时，判定所述磁通密度超过所述特定值，以产生所述判定信号。
7.如权利要求3所述的电阻焊机的控制装置，其中：
所述初始导通控制部件在所述导通指令完成和最后的导通周期的导通时，从所述交流电流参考值的极性判定所述剩余磁通的所述极性。
8.如权利要求3所述的电阻焊机的控制装置，其中：
所述初始导通控制部件在所述导通指令完成时，从所述变压器的激磁电流的极性判定所述剩余磁通的所述极性。
9.如权利要求3所述的电阻焊机的控制装置，还包括：
一整流器，它将来自一交流电源的一交流电整流成具有所述直流电压的一直流电；
其中所述变换器包括多个半导体转换部件；
其中所述控制部件包括：
一振荡器，它产生频率为10～200Hz的一梯形波，
一电流参考值设定器，它为所述电阻焊机的一焊接电流设定一直流电流参考值，
一乘法器，它将所述梯形波与所述直流电流参考值相乘，以产生用所述直流电流参考值作为其峰值的所述交流电流参考值，以及
一相位控制电路，它根据所述交流电流参考值，触发所述变换器的所述半导值转换部件。
10.一种电阻焊机的控制装置，该焊机通过经焊接电极对一材料通电，利用所述材料中产生的焦耳热以焊接所述材料，该装置包括：
一变换器，它将一第一直流电转换成一第一交流电；
一变压器，它将初级绕组处的所述第一交流电变成次级绕组处的一第二交流电；以及
控制部件，它将所述第二交流电变换成具有两种不同极性的第二直流电，并将所述第二直流电施加到所述电阻焊机的所述焊接电极上。
11.如权利要求10所述的电阻焊机的控制装置，其中所述控制部件包括：
多个三端双向可控硅开关，它与所述变压器的所述次级绕组相连，并将所述第二交流电变换成具有两种不同极性的所述第二直流电；以及
触发控制部件，它以一特定的顺序触发所述可控硅，使得所述可控硅的输出极性交替变换。
12.如权利要求10所述的电阻焊机的控制装置，其中所述控制部件包括：
多个二极管，它与所述变压器的所述次级绕组相连，并将所述第二交流电变换成具有两种不同极性的所述第二直流电；
转换部件，它连接在所述二极管与所述焊接电极之间；以及
转换驱动电路部件，它驱动所述转换部件，以特定的顺序导通和截断所述二极管，使得所述二极管的输出极性交替变换。
13.一种电阻焊机的控制装置，该焊机通过对一材料通电，利用所述材料中产生的焦耳热以焊接所述材料，该装置包括：
一变换器，它通过脉冲宽度调制控制将一直流电压变换成一交流电压；
一变压器，它具有所述交流电压施加到其上的一初级绕组，以及将一交流电流提供给所述材料的一次级绕组；以及
PWM控制部件，它用于产生一直流电流参考值，并根据包括一“导通”PWM信号和一“截断”PWM的一PWM信号对所述变换器进行PWM控制，使得所述变换器的一输出电流与所述直流电流参考值之间的误差为零，
所述PWM控制部件包括：
参考值控制部件，它根据所述直流电流参考值产生一参考值控制信号；
脉冲宽度调制部件，它在恒定的调制周期产生所述的“导通”PWM信号，并根据所述参考值控制信号与所述变换器的所述输出电流的比较的结果产生所述的“截断”PWM信号；
方波产生部件，它产生一方波信号以确定从所述变换器输出的所述交流电压的极性和频率，以及
驱动部件，它响应于所述PWM信号和所述方波信号，控制所述变换器。
14.如权利要求13所述的电阻焊机的控制装置，
其中所述变换器包括：并联在所述变换器的一直流电源的正电压和负电压之间的两个半桥电路，所述半桥电路的每一个包括由两个反并联的转换部件和二极管组成的一串联电路，所述半桥电路的中点为所述变换器的交流输出端；
其中所述驱动部件根据所述“导通”PWM信号，导通所述半桥电路中的一个的所述转换部件中的一个以及所述半桥电路中的另一个的所述转换部件中的另一个，从而导致所述变换器输出具有与所述方波信号相应的极性的一电压，并根据所述“截断”PWM信号，仅截断所述半桥电路中的所述一个的所述转换部件中的所述一个，从而导致流入所述变压器的一电流经与所述半桥电路中的所述一个的所述转换部件的另一个反并联的所述二极管回流。
15.如权利要求13所述的电阻焊机的控制装置，还包括：
电流检测部件，它检测所述变换器的所述输出电流，并产生所述输出电流的一绝对值；
其中所述参考值控制部件包括：
一积分器，它对所述直流电流参考值与所述输出电流的所述绝对值之间的误差进行积分，以及
一加法器，它将所述直流电流参考值与所述积分器的一输出相加，以产生所述参考控制信号。
16.如权利要求13所述的电阻焊机的控制装置，还包括：
电流检测器部件，它检测所述变换器的所述输出电流，并产生所述输出电流的一绝对值；
其中所述脉冲宽度调制部件包括：
一脉冲发生器，它在所述恒定调制周期产生一脉冲，
一函数发生器，它产生与所述恒定调制周期同步的锯齿波形的高频脉动信号，
一比较器，它将所述参考值控制信号的一值与所述高频脉动信号加到所述输出电流的所述绝对值上的一值比较，以得到一差值，以及
一信号保持电路，它在所述脉冲产生时产生所述“导通”PWM信号，并响应于来自所述比较器的所述差值产生所述“截断”PWM信号。
17.如权利要求13所述的电阻焊机的控制装置，还包括：
一电抗，它与所述变压器的所述初级绕组并联，并具有与所述变压器的磁通密度的饱和特性近似的特性；以及
电流参考值校正部件，它连接到所述电抗上，并检测流入所述电抗中的一激磁电流，从而产生一校正信号；
其中所述参考值控制部件包括一加法器，它将所述直流电流参考值与来自所述电流参考值校正部件的所述校正信号相加，以产生所述参考值控制信号。
18.如权利要求13所述的电阻焊机的控制装置，还包括：
电流检测器部件，它检测所述变换器的所述输出电流，并产生所述输出电流的一绝对值；
其中所述参考值控制部件包括：
一操作单元，它接收所述输出电流的所述绝对值，以找到所述输出电流的一有效值；
一放大器，它放大所述直流电流参考值与所述有效值之间的误差；
一加法器，它将所述直流电流参考值与所述放大器的一输出相加，以产生一校正直流电流参考值；
一积分器，它对所述校正直流电流参考值与所述输出电流的所述绝对值之间的误差进行积分，以及
一加法器，它将所述校正直流电流参考值与所述积分器的一输出相加，以产生所述参考值控制信号。
19.如权利要求14所述的电阻焊机的控制装置，
其中，所述驱动部件还包括一极性转换控制单元，它仅在从所述方波信号改变开始的一特定时间范围里，导致流入所述变压器的所述电流经所述半桥电路中的另一个的所述转换部件中的另一个和与所述半桥电路中的所述一个的所述转换部件中的另一个反并联的所述二极管回流，该所述半桥电路中的另一个在所述时间之前立即通过所述“导通”PWM信号而已经导通。
20.如权利要求13所述的电阻焊机的控制装置，还包括：
电流检测器部件，它检测所述变换器的所述输出电流，并产生所述输出电流的一绝对值；
其中所述脉冲宽度调制部件包括：
一脉冲发生器，它产生具有所述恒定调制周期的一脉冲，
一触发器，它由来自所述脉冲发生器的所述脉冲置位，以产生所述“导通”PWM信号，
一比较器，它由所述“导通”PWM信号复位到一特定值，以及
一微分电路，它具有较所述调制周期长的一时间常数，通过复位所述比较器到所述特定值，产生与所述调制周期同步的具有锯齿波形的一高频脉动信号，以及
所述比较器通过所述控制信号与所述高频脉动信号加到所述输出电流的所述绝对值上的一值之间的差值而置位，而所述触发器通过置位所述比较器而复位，以产生所述“截断”PWM信号。
21.如权利要求13所述的电阻焊机的控制装置，还包括：
调节部件，它根据所述电阻焊机的一负载的状态，调节所述恒定的调制周期以进行所述的脉冲宽度调制控制；
其中根据由所述调节部件调节的所述恒定调制周期，对所述变换器进行脉冲宽度调制控制。
22.一种电阻焊机的控制装置，该焊机通过对一材料通电，利用所述材料中产生的焦耳热以焊接所述材料，该装置包括：
一电源变换器，它通过脉冲宽度调制控制将一直流电压变换成一交流电压，所述交流电压施加到所述材料上以形成一负载电流；以及
PWM控制部件，它产生一电流参考值，并根据包括一“导通”PWM信号和一“截断”PWM信号的一PWM信号对所述变换器进行PWM控制，使得所述电流参考值与所述负载电流之间的误差为零；
所述PWM控制部件包括：
参考值控制部件，它根据所述电流参考值产生一参考值控制信号；
脉冲宽度调制部件，它在一恒定的调制周期产生所述“导通”PWM信号，并根据所述参考值控制信号与所述负载电流的比较结果产生所述“截断”PWM信号；
产生与所述调制周期同步的且逐步增加或减少的一高频脉动信号，以及将所述高频脉动信号加到所述电流参考值和所述负载电流之一上的部件，以及
校正部件，它通过从所述PWM信号得到的一调制因数和所述调制因数施加到其上的一函数发生器的一输出之一，校正所述电流参考值和所述负载电流之一。
23.如权利要求22所述的电阻焊机的控制装置，还包括：
通过一滤波器以平滑滤波所述PWM信号及所述PWM信号的反相信号的部件，以得到所述调制因数。
24.如权利要求22所述的电阻焊机的控制装置，还包括：
调节部件，它根据所述电阻焊机的一负载状态，调节所述调制周期，以进行所述脉冲宽度调制控制；
其中，根据由所述调节部件调节的所述调制周期，对所述变换器进行脉冲宽度调制控制。
25.一种电阻焊机的控制装置，该焊机通过对一材料通电，利用所述材料中产生的焦耳热以焊接所述材料，该装置包括：
一变换器，它通过脉冲宽度调制控制将一直流电压变换成一交流电压；
一变压器，它具有所述交流电压施加到其上的一初级绕组，以及将一交流电流提供给所述材料的一次级绕组；以及
PWM控制部件，它产生一电流参考值，并根据一PWM信号对所述变换器进行PWM控制，使所述变换器的一输出电流与所述电流参考值之间的误差为零；
所述PWM控制部件包括：
根据一电流参考值与所述输出电流之间的比较，通过一PWM信号控制所述变换器的一输出电流的控制部件；
根据一频率参考值，使所述变换器的所述输出电流的方向反相的控制部件；
比较部件，它将在所述输出电流的一正周期中“导通”状态的所述最后PWM信号的一周期期间所述输出电流的变化率与在所述输出电流的一负周期中“导通”状态的所述最后PWM信号的一周期期间所述输出电流的变化率进行比较；以及
调节部件，它根据所述比较部件的比较结果，调节所述输出电流的所述正和负周期的幅值和时间中的至少一个。
26.如权利要求25所述的电阻焊机的控制装置，还包括：
仅在启动导通以后的一半周期至几个周期期间，将所述变换器的频率设定到高于正常频率的部件。
27.如权利要求25所述的电阻焊机的控制装置，还包括：
调节部件，它根据所述电阻焊机的一负载的状态，调节转换频率以进行所述的脉冲宽度调制控制；
其中，根据由所述调节部件调节的所述转换频率对所述变换器进行脉冲宽度调制控制。
28.一种电阻焊机的控制装置，该焊机通过对一材料通电，利用所述材料中产生的焦耳热以焊接所述材料，该装置包括：
一变换器，它通过脉冲宽度调制控制将一直流电压变换成一交流电压；
一变压器，它具有所述交流电压施加到其上的一初级绕组，以及将一交流电流提供给所述材料的一次级绕组；
检测部件，它在结束导通以前的最后半周检测极性和导通时间宽度；
控制部件，它比较所述导通时间宽度是宽于还是窄于一设定时间值，当所述导通时间较窄时，在下一导通时间首先启动在所述极性方向上的导通，当所述导通时间较宽时，在下一导通时间，首先启动与所述极性相反方向上的导通。
29.如权利要求28所述的电阻焊机的控制装置，还包括：
手动地调节所述变换器的所述输出电流的所述频率的部件。
30.一种电阻焊机的控制装置，该焊机通过对一材料通电，利用所述材料中产生的焦耳热以焊接所述材料，该装置包括：
一变换器，它通过脉冲宽度调制控制将一直流电压变换成一交流电压；
一变压器，它具有所述交流电压施加到其上的一初级绕组，以及将一交流电流提供给所述材料的一次级绕组；
检测部件，它检测所述变换器的一输出电流，以及所述脉冲宽度调制控制的一调制因数；
控制部件，它比较在一正半周中在最后的脉冲宽度调制控制时，所述输出电流的值与所述调制因数之间的差，以及在一负半周中在最后的脉冲宽度调制控制时，所述输出电流的值与所述调制因数之间的差，并根据比较结果，在所述差平衡的方向上，控制在所述正和负周期中所述输出电流的幅值以及所述输出电流的所述正和负周期的导通时间宽度中的至少一个。
31.如权利要求30所述的电阻焊机的控制装置，还包括：
手动地调节所述变换器的所述输出电流的所述频率的部件。
32.一种电阻焊机的控制装置，该焊机通过对一材料通电，利用所述材料中产生的焦耳热以焊接所述材料，该装置包括：
一变换器，它通过脉冲宽度调制控制将一直流电压变换成一交流电压；
一变压器，它具有所述交流电压施加到其上的一初级绕组，以及将一交流电流提供给所述材料的一次级绕组；
控制部件，它产生一特定频率的交流电流参考值，并将所述交流电流参考值与所述变换器的输出电流进行比较以得到一误差，然后对所述变换器进行PWM控制，使得所述误差为零；以及
调节部件，它根据所述电阻焊机的一负载的状态调节转换频率以进行所述脉冲宽度调制控制；
根据由所述调节部件调节的所述转换频率，对所述变换器进行脉冲宽度调制控制。
33.如权利要求32所述的电阻焊机的控制装置，其中：
所述控制部件产生具有所述特定频率的一矩形波形的交流电流参考值作为所述的交流电流参考值。
34.如权利要求33所述的电阻焊机的控制装置，还包括：
限制部件，它根据由所述调节部件调节的所述转换频率，限制所述电流参考值的一上限；
其中，所述变换器的所述脉冲宽度调制控制根据由所述限制部件限制的所述电流参考值进行。
35.如权利要求33所述的电阻焊机的控制装置，还包括：
调制部件，它调制所述转换频率；
其中，所述变换器的所述脉冲宽度调制控制根据由所述调制部件调制的所述转换频率进行。
36.如权利要求32所述的电阻焊机的控制装置，其中：
所述控制部件产生具有所述特定频率的一正弦波交流电流参考值，作为所述交流电流参考值。
37.如权利要求36所述的电阻焊机的控制装置，还包括：
加法部件，它将所述特定频率的较高的谐波成分叠加到具有所述正弦波的所述交流电流参考值上；
其中，所述变换器的所述脉冲宽度调制控制，根据具有经所述加法部件叠加的波形的所述交流电流参考值进行。
38.如权利要求36所述的电阻焊机的控制装置，还包括：
限制部件，它限制具有所述正弦波形的所述交流电流的峰区域；
其中，所述变换器的所述脉冲宽度调制控制根据具有由所述限制部件限制的波形的所述交流电流参考值进行。
39.如权利要求33所述的电阻焊机的控制装置，
其中所述调节部件根据一焊接的导通时间，调节所述转换频率，以进行所述脉冲宽度调制控制。
40.如权利要求33所述的电阻焊机的控制装置，还包括：
调制部件，它在所述特定频率的区域中，调制所述交流电流参考值的所述矩形波的所述特定频率；
其中，所述变换器的所述脉冲宽度调制控制，根据由所述调制部件调制的具有所述特定频率的所述矩形波形的所述交流电流参考值进行。
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