CN1028941C

CN1028941C - 电力逆变器与电动车辆的控制装置

Info

Publication number: CN1028941C
Application number: CN93105793A
Authority: CN
Inventors: 仲田清; 棚町德之助; 照沼睦弘; 铃木优人; 中村清; 丰田瑛一; 齐滕秀治; 松井孝行
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1992-04-23
Filing date: 1993-04-23
Publication date: 1995-06-14
Anticipated expiration: 2013-04-23
Also published as: EP0567082B1; EP0567082A1; JPH05300750A; ZA932797B; KR940006329A; AU664434B2; AU3701893A; CN1079596A; US5506765A; JP3178075B2; DE69313340T2; DE69313340D1

Abstract

公开了一种借助于使在双极调制方式下的元件电流变均匀而使设备变小的装置。在双极调制期间的零电压时间小于其它电压输出时间。相应地，组成逆变器主电路的开关元件的电流也成为均匀的。

Description

本发明涉及电力逆变器的控制装置，电力逆变器用来把直流转变成至少有三个电位的交流相电压。更具体地说，涉及到构成电力逆变器的元件的开关控制的改进。

作为三级逆变器波形的改进，一种用来输出交替通过零电压的正、负脉冲电压的双极调制方法已在“一种产生并最佳化三级PWM波形的新方法”第1255至第1262页中提出过。文章中说明输出波形可借助于修正基准与预定的调制波幅值之间的关系得到改善。

当双极调制根据上面现有技术中描述的关系实现时，发现直流侧元件（与直流电压相连的两个开关元件）和交流侧元件（与交流输出端相连的两个开关元件）在开关元件中产生的损耗不均匀。由于缺少均匀性，直流侧元件和交流侧元件的热分布就不均匀，因而元件冷却系统要求按大的发热量值的元件来设计，而使逆变器系统变大。

本发明的目的是减小具有双极调制装置的三级逆变器系统。

本发明的另一个目的是提供一种控制装置，用来均恒在构成有双极调制装置的三级逆变器的主电路的开关元件中产生的热量分布。

本发明进一步的目的是提供一种电动车辆的控制装置，该电动车辆包括具有可扩展其运行范围的双极调制装置的三级逆变器。

为实现上述目的，在电力变换器的控制装置中，其中电力变换器用来把直流变成具有高电位、低电位、中电位的交流相电压，这种转换是借助于一开关装置和调制装置实现的，调制装置提供该电力变换器交流输出电压的半周，它借助于输出交替经过中间电位的高电压和低电压来工作，为输出上述的中间电位流过开关装置的电流的平均值与通过与上述直流电的高电位或低电位相连的开关元件的电流的平均值之差小于通过与上述直流电的高电位或低电位相连的开关元件的电流的平均值。

为实现上述目的，一种电力变换器的控制装置，该电力变换器包括一个调制装置，用来把直流变成具有至少三个电位例如高、中、低的交流相电压，并且借助于输出交替通过中间电位的高电位和低电位来提供交流输出相电压的半周，有一个使高电位和低电位的脉宽的总和大于包括在交流输出相电压的半周内的中间电位的输出期间总和的装置。

为实现上述目的，一种电动车辆的控制装置，包括：一调制装置，用来借助于输出交替通过中间电位的高电位和低电位提供交流输出相电压的半周;一个电力变换器，用来把直流变成具有至少三个电位例如高、中、低的交流相电压;一个交流电动机，用来驱动电力变换器供电的电动车辆;还具有一个能使在上述逆变器的输出频率上的基波在几赫兹时都连续工作的装置。

使直流侧元件和交流侧元件的热量值不均匀的原因在于交流侧元件的导通时间比直流侧元件的导通时间较长，因此交流侧元件的供出电流比直流侧元件的电流大，例如约为2或3倍。

因此，内侧的开关元件和外侧的开关元件之间的平均电流的差变得小于外侧开关元件的平均电流，使得内侧和外侧电流之间的差减小了，因而生热量变均匀。

借助于设置一个使高电位和低电位的总的脉宽大于在双极调制范围内包括在交流输出相电压半周内的中间电位的总的输出周期的装置，每个开关元件的导通和截止的期间变得几乎相等，因而每个开关元件供电电流成为均匀的。

当使用包括双极调制装置的三级逆变器作为电动车辆的控制装置时，电动车辆可从零伏开始。因为使用上述的优点提供了一个能使逆变器的输出频率下的基波低到几赫兹时连续运行的装置，可以实现满意的运行。

图1是表明本发明一个实施例的框图，

图2是三级逆变器的开关状态和输出相电压之间的关系图，

图3是图2中输出电压的放大图，

图4是双极调制范围图，

图5是表明偏值的设定图，

图6是表明对设定偏值进行限定的装置图，

图7是设定偏值的另一个例子，

图8是每一调制装置的范围与逆变器频率的关系，

图9是偏值和元件电流之间的关系，

图10是另一实施例的方框图，

图11是另一实施例的三级逆变器的开关状态和输出相电压之间的关系，

图12是本发明工作范围的另一实施例，

图13是本发明工作范围的另一实施例，

图14是当采用本发明和不采用本发明时元件平均电流的要求与逆变频率的关系。

下面解释本发明的概要，接着解释一个实施例，参考图1至图9。

近来建立了一种在直流电源的高电位点和低电位点之间建立一中间电位点并控制一感应电动机的技术，尤其是感应电动机，它借助于逆变器驱动电动车辆。逆变器被称作三级逆变器（也叫串联多级逆变器或中性点箝位逆变器），用来产生三级电位，即借助于有选择地使开关元件导通和截止对于交流端（作为相电压）提供高电压、低电位和中间电位点。

这种三级逆变器的主要特征在于，因为PWM开关频率可被明显增加，可得到具有低谐波电流的交流输出，并且因为加到开关元件上的电压可借助于分割直流电源来减少，开关元件可作成低绝缘的。

主电路（三相）的基本结构如图1所示。

图1中，标号60表示一直流电压源的电车线，61和62是电容器，它们如此设置，使得从直流电压源60产生一中间点N（以后称中性点），70至73，80至83，90至93是自熄弧型开关元件，（虽然此例中使用IGBT，也可使用GTO或晶体管），它们具有回流整流元件。74，75，84，85，94和95是辅助整流元件（箝位二极管），用来引导每个电容器的中点电位。感应电动机10作为负载。

用开关臂7为例说明开关臂7至9的基本工作，它们对每一相是独立工作的。

假定电容器61和62的电压e_d1和e_d2是完全平滑的直流电压，且e_d1＝e_d2＝E_d/2（E_d：全部直流电压）。

在这种情况下，按照表1控制开关元件70到73的导通和截止，可在交流输出端U得到E_d/2，O和-E_d/2的三级输出电压。

表1

开关元件的导通状态开关功能输出电压

70 71 72 73 S₁S₂S₃S₄S e

ON ON OFF OFF 1 1 0 0 1 E_d/2

OFF ON ON OFF 0 1 1 0 0 0

OFF OFF ON ON 0 0 1 1 -1 -E_d/2

符号S₁至S₄以及S表示开关功能，用来表示开关元件70到73 的导通状态，用1，0和-1表示，并且它们有以下关系：

S₂＝S₄，S₃＝S₁，S＝S₁-S₄

根据上述关系，输出电压e可由式1表示：

e＝S₁e_d1-S₄e_d2

＝SE_d/2（e_d1＝e_d2＝E_d/2） …（1）

“e”具有由脉冲电压E_d/2，0，和-E_d/2合成的波形，不过，S通常受到脉宽调制（PWM）控制，从而使“e”接近于正弦波。一个PWM控制装置借助于提供S₁和S₂可以确定开关元件的导通状态。

三级逆变器的主电路的详细说明在日本专利申请待审公开51-47848和56-74088中描述了。

接着参考图2和图8说明逆变器输出电压指令、逆变器输出电压和开关电流之间的关系。

如图8所示，逆变器输出电压指令E^＊根据逆变器的频率F^＊ _i设定。

在逆变器频率F^＊ _i达到F_CV以前，E^＊几乎以同一比率随F^＊ _i增加，并且输出电压不会大于电车线路电压，在F_CV时输出电压E^＊为最大。因此，在逆变器频率大于F_CV时输出电压保持为最大输出电压E_max。

双极调制指的是一种作为本发明目的的调制方法，部分双极调制指的是这样一种调制方法，即在逆变器的输出电压的基波的半周内含有双极期间和单极期间，单极调制指的是这样一种调制方法，即逆变器输出相电压的基波的半周由一正脉冲或负脉冲及零脉冲期间组成，过调制指的是这样一种调制方法，即提供一个基波，其中在一宽脉冲两端存在一个至几个脉冲，单脉冲指的是这样一种调制方法，即用一个脉冲提供基波的半周。

根据这一逆变器输出电压指令E^＊以及直流电压E_d，按式2设定基波幅值指令A：

A＝22E^＊/（e_d1+e_d2）

＝22E^＊/E_d…（2）

因此，基波指令a^＊ ₁根据基波幅值指令A和相位表示如下：

a^＊ ₁＝Asin …（3）

此处＝2Fi^＊t t：时间

下面解释双极调制，参见图2。

如图2（f）所示，双极调制交替地通过中间电位（图中为0）输出一个正脉冲和一个负脉冲，以便提供一作为逆变器输出相电压的基波电压，并可输出包括0伏在内的低电压，因此，这对用于电动车辆的感应电动机是一个方便的调制方法。该电动车辆从0V（在斜坡起动的情况下，也使用负电压）到最大电压被连续地控制。

在这种双极调制中脉冲串的产生说明如下。

由式3给出的基波指令a^＊ ₁被分成两等份如图2（a）所示。图2（a）所示的0线的上部是用来产生正脉冲串的区域，下部用来产生负脉冲串。

被平分的基波指令a^＊ ₁被作为两个幅值指令处理，它们与下面要说明的一个偏值相加，从而形成一个正幅值指令a^＊ _p和一负幅值指令a^＊ _n。生成式为式4。

a^＊ _p＝a^＊ ₁/2+B

a^＊ _n＝a^＊ ₁/2-B …（4）

此处B表示一偏值。

偏值B借助于在幅值指令上叠加直流部分使每个幅值指令沿预定方向偏移，并表示双极调制的深度。在本实施例中，偏值借助于对载波幅值的一个比率来表示。

偏值B的设定范围在图4中用对角线和网格线表示，即限制在A/2≥B＞0.5的范围。

两理由是，当B＞A/2时，幅值指令的一部分就跨过零线，发生部分双极调制而不是双极调制，或当B＝0.5时，将发生没有中间电位的两极（两级）调制而不是双极调制。

双极调制中的最大输出电压是偏值B线和B＝A/2线的一个交点。

由按4式所示的正负幅值指令a^＊ _p和a^＊ _n之间的相对大小以及图2（a）所示的两个载波信号Y_cp和Y_cn，得到图2（b）到图2（e）所示的开关功能S₁至S₄如下：

当a^＊ _p＞Y_cp时：S₁＝0，S₃＝1

当a^＊ _p＜Y_cp时：S₁＝1，S₃＝0以及

当a^＊ _n＞Y_cn时：S₄＝1，S₂＝0

当a^＊ _n＜Y_cn时：S₄＝0，S₂＝1

结果在逆变器的交流输出端便得到如图2（f）所示的电压。

假定输出电流按图2（g）所示的正弦波变化，如表2所示根据开关功能S和输出电流的极性流过开关元件70到73的电流为正向或反向。此处符号i表示输出电流，每个空的部分表示零。图2（h）和图2（i）表示开关元件70和71的电流波形。具有正极性的电流为正向电流（IGBT电流），具有负极性的电流为反向电流（＝极管电流），“-i”从负载流出的电流。

表2

S 输出电 70的电流 71的电流 72的电流 73的电流

流极性正向反向正向反向正向反向正向反向

+ i i

1

- i i

+ i

0

- -i

+ -i -i

-1

- -i -i

当逆变器输出相电压在双极调制期间依次改变为0-/E_d/2-/0-/-E_d/2（t₁-/t₂-/t₃-/t₄的期间如图3所示）时，则认为该期间为一个周期。

在t₁期间电流-i流过开关元件72，在t₂期间电流i流过开关元件70和71，在t₃期间电流i流过开关元件71，在t₄期间电流-i流过开关元件72和73。这一周期内流过开关元件的电流之和对于直流侧开关元件是i，对于交流侧元件为2i。

因此，发现流过交流侧元件的电流较大。

在这种情况下，在交流侧元件的生热量和直流侧元件的生热量之间产生了一个差值。因此，当按交流侧元件设计冷却装置时，该装置就变得越大。

考虑到双极调制是用在电动车辆的感应电动机的控制装置中的情况，考虑到它经常出现零电压或低电压并且经常用于低频范围内，则存在电流接近于通过元件的输出电流的峰值的期间。

因此，发热量的差别增大了，因而必须使在这一范围内双极调制的热分布均匀。

下面说明模拟结果，并给出一个解决办法的实施例。

图9中示出了偏值B和流过元件70和71的正向平均电流之间借助于计算机模拟得到的关系的一个例子。对于电动回转和再生两种状态，当B达到0.5时，元件电流可成为均匀的。

假定零电压期间为T₀，T₀可以表示为偏值B的函数：

T₀＝（1-2B）/2F_c…（5）

此处：F_c为载波频率。

借助于设定尽可能短的零电压期间，可使电流均匀。换句话说，图3中所示的t₁+t₃＝（2T₀）可以成为较短的。

下面说明实现上述功能的一种结构。

图1表示一个控制装置的例子，用来控制四个串联开关元件的导通和截止，并输出在三级电位之间变化的交流电压。图中只给出了一相。

在图1中，一个基波电压指令发生装置1输入一个逆变器输出电压频率指令F^＊ ₁，输出电压有效值指令E^＊和直流电压e_d1、e_d2，获得一个逆变器输出电压指令Asinθ（θ：相位，θ＝2F^＊ _it，t：时间），并将此指令输入给幅值指令分配装置2。

偏值设定装置4输出一个偏值B，它是按逆变器频率F^＊ _i和基波幅值指令值A（评述如后）设定的。

输入逆变器输出电压指令A_sinθ并确定偏值B的幅值指令分配装置2产生一个正的幅值指令a^＊ _p和一个负的幅值指令a^＊ _n，根据（4）式，如图2（a）所示。

因此，脉冲产生和分配装置3产生PWM脉冲串S₁到S₄，它们根据正幅值指令a^＊ _p和负幅值指令a^＊ _n被供给到开关元件上。

这些PWM脉冲串S₁到S₄通过一控制放大器（图中未示出）送给U相的开关元件70到73，用来控制这些元件导通和截止。

下面详细说明PWM脉冲串的结构。

把逆变器输出电压的频率指令F^＊ _i积分得到相位，频率指令是借助于滑差频率的相加和相减得到的，滑差频率根据电机电流指令与电机实际电流之差和电机随时间的旋转频率得到的，在此基础上由正弦发生器11计算sinθ值。sinθ值和基波电压幅值指令A被乘法器13乘并输出即时的基波电压指令Asinθ，其中电压幅值指令A是根据输出电压有效值指令E^＊与上述频率指令F^＊ _i之比以及直流电压e_d1和e_d2（当电源是精确的电压源时，可使用e_d）借助于幅值设定器12得到的。

由偏值B设定装置4按基波幅值指令A设定的偏值B借助于加法器22或23被加到一个信号上或从一个信号中被减去，从而产生正幅值指令a^＊ _p和负幅值指令a^＊ _n，所述信号是借助于将从基波正电压指令产生装置1输入的基波电压指令Asin＊用减半器20减半（除 1/2 外也可用其它的，尽管下一级的结构稍微复杂些）得到的。

脉冲发生器31把从幅值指令分配装置2输出的正幅值指令a^＊ _p与从载波发生器30输入的载波信号Y_cp进行比较，形成等于正脉冲形式的开关功能S₁。脉冲发生器32也把负幅值指令a^＊ _n与从载波发生器30输入的载波信号Y_cp进行比较，形成等于负脉冲形式的开关功能S₄，并发出门信号S₁到S₄。

下面参照图4到图6说明偏值设定装置4的操作。

关于双极调制已经说明借助于把零电压期间设定得尽可能短，可使开关元件分担的电流均匀。不过，为了使开关元件分担的电压合适或加一半的直流电压到每个开关元件上，又需要保留一个预定的零电压期间。

假定零电压期间T₀的最小值为Tomin，从式5发现，B的最大值B_max可以表示如下：

B_max＝0.5-F_cT_omin

＝0.5-△ …（6）

此处△＝F_cT_omin

在图4中大于B＝A/2，B＝0.25以及小于B_max的范围内（有网格的部分），热分布是均匀的。换句话说，借助于在该范围内固定由偏值设定装置4输出的偏值B，可以达到热分布均匀。

作为一种实际的方式，需要在偏值设定装置4上装一限制器，以便阻止偏值偏移到另一范围。，这在下面将要说明。

图5和图6是偏值设定装置4的详图。

一个偏值发生装置41按照逆变器频率F^＊ _i产生一个偏值B₀。一个限制器42输入基波电压幅值指令A和偏值B₀并且阻止偏值B设定在双极范围之外。

由偏值发生装置41输出的偏值B₀是一个用来使不相对逆变器频率F^＊ _i改变的电压均匀的最合适的固定值。不过，偏值B₀可能由于电流波动而随逆变器频率改变。

这一实施例将参照图7进行说明。

在逆变器频率低于F₁的期间内，借助于设定偏值B为0.5-△，随F^＊ _i的增加减小B（F≥F^＊ _i≥F₂），当F^＊ _i＜F₂时，设定B大约为0.25，便可在低频段内使发生的损耗均匀，在低频段由于产生损耗的产热量的变化是大的，并在相当高的频段内减少输出电流的谐波。不用说，当F₁＝F₂时，也有相同的结果。

偏值发生装置43输出根据逆变器的频率F^＊ _i获得的偏值B₀，并通过如图6所示的限制器输出偏值B。

按照本发明，能够使通过构成主电路的开关元件的电流均匀，因而能够使产生的元件损耗差不多也均匀。结果使得产生热量的分布成为均匀的，设备就可作得小了。

图10给出了另一实施例。按照这一实施例，相当于在图1中所示的实施例的操作可借助于载波信号完成。

首先，结合图11说明基本操作。

与图1所示的实施例相同的一点是，基波指令a^＊ ₁由下式根据逆变器频率指令F^＊ _i、输出电压指令E^＊和直流电压E_d表示：

a^＊ ₁＝Asinθ …（7）

此处A＝2π2E^＊/Ed以及θ＝2πF^＊ _it（t：时间）

由上式两个幅值指令a^＊ _p和a^＊ _n可按下式如图11（a）所示产生：

a^＊ _p＝a^＊ ₁-C

a^＊ _n＝a^＊ ₁+C …（8）

此处C为偏移值

偏移值C由图1所示的实施例的偏值B借助于以下关系表示：

C＝1-2B …（9）

偏值C的设定范围限制在0＞C≥1-A，波形如图11（a）所示。当C＝0时，两极调制（两级）而没有中间电位发生。

由用式8表示的正负幅值指令a^＊ _p和a^＊ _n的相对大小以及图11（a）所示的载波信号Y_c，图11（b）到11（e）所示的开关操作S₁到S₄获得如下：

当a^＊ _p＜Y_c时：S₁＝0，S₃＝1

当a^＊ _p＞Y_c时：S₁＝1，S₃＝0

当a^＊ _n＜Y_c时：S₄＝1，S₂＝0

当a^＊ _n＞Y_c时：S₄＝0，S₂＝1

图11（b）到11（e）中的波形完全与图2（b）到2（e）的波形相同，图11（f）到11（i）中的波形也与图2（f）到2（i）中的波形相一致。下面说明实现上述功能的结构。

在图10中，基波电压指令产生装置1和逆变器的主电路与图1中所示的实施例1相同。标号4代表偏差设定装置，它根据式9和图4到图7中的关系设定一个偏值C。标号2代表幅值指令分配装置，它把根据基波幅值指令值A用偏值设定装置4设定的偏值C用加法器22或23加到基波电压指令Asinθ中或从中减去，Asinθ是从基波电压指令发生装置输入的，从而得到正幅值指令a^＊ _p和负幅值指令a^＊ _n。

脉冲发生器31把从幅值指令分配装置2中输出的正幅值指令 a^＊ _p和从载波发生器30输入的载波信号Y_c进行比较，并产生一等于正脉冲方式的开关功能S₁。脉冲发生器32也把负的幅值指令a^＊ _n和从载波发生器30输入的载波信号Y_c进行比较，产生一个等于负脉冲形式的开关功能S₄，并产生门信号S₁到S₄。

按照这一实施例，借助于载波信号可以得到一个与图1所示的实施例十分相同的结果。

不用说，借助使用微处理机，上述控制装置的一部分或全部可以被编程，因而可以用软件实现。

本实施例用一相作为例子。不过，无须提及，对于多相例如两相或三相也可得到相同的结果。

按照上述的第一、第二实施例，电流均匀控制被应用于整个双极调制范围。在下面的实施例中，是否把电流均匀控制应用于双极调制范围可以根据基波指令a^＊ ₁的相位决定。下面参看图12和图13进行说明。

图12表示一个在基波的半个周期期间内改变控制状态的例子。

符号T₁在图3中表示0期间（t₁+t₃）而T₂表示导通期间（T₂+T₄）。

按照这一实施例，电流均匀性控制被施加于具有大幅值的一个范围（对于负侧也同样）。借此，在大电流流过之处电流的分布均匀了，在少数电流流过之处（T₁＝T₂）电流的波动减小了。因此，电流波形的脉动被减少，因而热分布变得均匀。

图13表明一个上述实施例的反向的例子。

在这种情况下，在组成电压平均值的部分中电流的脉动被减小了。

而且，根据逆变器频率F^＊ _i，借助于选择图12和13所示的实施例中的一个，可以得到最合适的控制。例如，当0≥F^＊ _i≥F₆（F₆在双极区内）时，使用图12的实施例，当F₆≥F^＊ ₂≥F₇（F₇在双极区内）时，使用图13的实施例。借此，在低频段优先考虑热分布均匀性，而在下一频段则优先考虑减小电流脉动的控制。

图12和图13所示的实施例可以借助于从sin发生器11到偏值设定装置4中输入的一个相位而容易地构成。

上面是一个根据预定方式对热损耗均匀性控制的说明。不过相同的结果也由下面获得：

首先，从输出电流中检测电流的脉动。当脉动值在允许范围之内时，施加均匀性控制。当脉动值超过允许值时，将偏值设定为0.25。要求允许值有一滞后。

第二，为每一元件安装一个温度计（安培计）。当温度差大于预定的值时，施加均匀控制当温度差小于预定值时，将偏值设定为0.25以减小电流脉动。

按照这一实施例，可根据实际值而不是根据方式来施加控制。因此，损耗的差别可作得比目标值更小。

下面说明上述的本发明的效果。

图14是采用和不采用本发明时外侧元件70和内侧元件71的电流对逆变器频率F^＊ _i的特征曲线。

本图中在低频段（从0到几赫）内侧元件的平均电流由下式表示：

平均电流＝（1-B）I_m…（10）

此处，B为偏值

I_m为逆变器输出电流的幅值

在高于上述频段中的平均电流用下式表示：

平均电流＝（（A/8）cosφ+（1-B）/π）I_m…（11）

此处A：基波电压指令（百分数调制）

φ：功率因数角

在这种情况下，冷却器的容量根据A点的发热值来设计。因此，借助于把A点降低到A′，冷却器可做得较小。

例如，如果输出电流的有效值为400A，开关频率为300H₂时，不加电流均匀控制，由正向压降产生一个大的损耗，例如约为1725W。如果加上电流均匀控制，由正向压降产生的损耗只有1195W。结果可以算出，热幅部分的容量可以减少到大约1/5。

假定图14所示的直流侧元件（内侧元件）的平均电流的元件电流容量在点C（在最大输出电压处，由于谐波减少当B＝0.25时，A＝0.5，如果A在此值上增大，双极调制将不起作用）为100%，以致需要如此设计，使得在点A处的电流容量被加到元件电流容量上。

不过，因为对于低频例如0到几赫的范围需要使用大电流容量的元件，设备将做得较大。

当现在施加电流均匀控制时，元件的平均电流可以减少到A′，因此，不需要加一个与在C点处内侧元件平均电流的元件电流容量相比更大的电流容量到元件电流容量上。

为了减少元件平均电流，可以减少逆变器输出电流I_m。当应用这种控制时，无疑可使用具有小电流容量的元件。不过，当这一逆变器被用于控制电动车辆时，交流电动机（感应电动机）的转矩将减小并且在上坡开始时电动机不能起动（除这种特殊操作外，这种逆变器也是有用的）。

上述总结见表3

表3

逆变器输出电流I_m

100% 60% 40%

在C点的元件电流容量 100% - -

在A′点的元件电流容量 166% 100% -

在A点的元件电流容量 249% 150% 100%

上表是使用式10和11得到的。

因此，上表表明，当采用电流均匀控制或其它控制时，至少可以使用其电流容量小于C点元件电流容量的2.49倍的元件。借此，元件就可做得较小，因而整个逆变器系统可以做得更小。

这里，表示内侧和外侧元件之间的电流差别有大小的因数，即不平衡度E_b定义如下：

E_b＝（（I_i-I_o）/I_i） …（12）

此处，I_i：内侧元件的平均电流

I₀：外侧元件的平均电流

这里，在图14所示的包括点C的几乎是扁平的区域内每个平均电流可表示如下：

I_o＝（（A/8）cosφ+B/π）I_m

I_i＝（（A/8）cosφ+（1-B）/π）I_m…（13）

不平衡度E_b可以表示为：

E_b＝（1-2B）/（（A/8））cosφ+（1-B））…（14）

和上面所示的相同

例如，当逆变器频率为几赫时（在图14所示的含有点A和A′的范围内，此处的平均电流突然改变），可根据假定A＝0用式14来计算。

在图14所示的包括C点的扁平范围内（逆变器频率不小于几赫），不平衡度E_b当B＝0.25，A＝0.5（当偏值为0.25时，最大基波幅值将不超过0.5）时接近等于0.528，在公式14中的功率因数使用1。当施加电流均匀控制时，不平衡度将比此值更小。

因此，关于不平衡度E_b，保持0≥E_b≥0.52的关系。换句话说，内侧元件和外侧元件平均电流之间的差可以成为比外侧元件的平均电流更小。

当对于控制电动车辆的装置使用双极调制时，尤其是在电动车辆的特殊操作中，例如在低速下保持恒速运行，比如上坡起动或洗车情况下，此时在逆变器频率最多为几赫时的条件下连续运行，在逆变器频率最多为几赫时的运行时间或在内侧元件（直流侧元件）的电流突然增加的范围内的运转时间增加了。因此，当使用具有在C点的元件电流容量的元件时，则存在由于元件的生热（内侧元件的生热）而损坏元件的可能性。为避免这一点，需要把冷却器作得比单极调制的冷却器更大。

不过，如表1所示，借助减少输出电流或在这范围内施加电流均匀控制，可以实现上述的特殊运行。

换句话说，当运转方式由图1所示的运转方式设定器41设定后，该指令被输入给偏值设定器4并设定与运行方式相应的偏值B。

例如，在该装置停止的情况下起动时，在低速下保持恒速运行时，或在上坡开始时，逆变器频率F^＊ _i被设定为一较高的值，如图7所示，对于这一频率，偏值B减小。借此，可以使发热损耗变均匀，从而防止内侧元件由于局部过热而损坏。因此，可以不用较大地改变冷却器的尺寸便可连续进行这种特殊运行。

因此，在控制具有双极调制系统的电动车辆的装置中，其中双极调制由一三级逆变器实现，可以提供一种具有用来连续上述特殊运行的装置的新的电动车辆。

按照上述所有的实施例，为了解释，使用一个感应电动机作为负载。不过另外的交流电机或负载装置也可以如此使用，可以得到相同的结果。

按照上述的实施例，使用了逆变器，通过一感抗元件把逆变器的输出端联到交流电源上，逆变器可以作为自激的换流器运行，以便把交流变成直流（一种与逆变器的再生运行方式相同的运行）。在这种情况下，期望得到一个与逆变器运行相同的结果。

按照本发明，能够使逆变器系统减小，而使构成逆变器主电路的开关元件的生热分布均匀，并可以实现一种控制能实现良好运行的电动车辆的装置。

Claims

1、一种用来控制电力变换器的装置，该装置包括一个借助开关元件的选择接通，把直流转换成具有高、中、低、电位的交流相电压的电力变换器和调制装置，该调制装置用来借助于通过中间电位交替地输出高电位和低电位，提供所述电力变换器的交流输出相电压的半周波，其特征在于，所述装置具有一个控制装置，用来使流过用来输出所述中间电位的一个开关元件的电流的平均电流与流过与所述直流电流的高电位或低电位相连的一个开关元件的电流的平均电流之间的差小于流过与所述直流电流的高电位或低电位相连的开关元件的电流的平均电流。

2、如权利要求1所述的用来控制电力变换器的装置，其特征在于，所述装置具有一个控制装置，用来控制流过用来输出所述中间电位的一个开关元件的电流的平均电流与流过与所述直流电流的高电位或低电位相连接的一个开关元件的电流的平均电流之间的不均恒度，当流过用来输出所述中间电位的开关元件的电流的平均电流与流过与所述直流电流的高电位或低电位相连的开关元件的电流的平均电流的差除以流过用来输出所述中间电位的开关元件的电流的平均电流时，所述不均恒度被设定在范围

0≥不均恒度≥0.52内的一个值上。

3、一种用来控制电力变换器的装置，该装置包括一个调制装置，用来把直流转换成具有至少三个例如高、中、低电位的交流相电压，并用来借助于通过中间电位交替地输出高电位和低电位，提供交流输出相电压的半周波，其特征在于所述装置具有一个使高电位和低电位脉宽之和大于包括在交流相电压半周内的中间电位的输出期间之和的装置。

4、如权利要求3所述的用来控制电力变换器的装置，其特征在于，所述装置进一步包括用来改变中间电位输出期间的装置。5、如权利要求3所述的用来控制电力变换器的装置，其特征在于，所述装置进一步包括按照所述电力变换器的输出频率改变中间电位的输出期间的装置。

5、如权利要求3所述的用来控制电力变换器的装置，其特征在于，所述装置进一步包括一个用来把包括在交流输出相电压半周内的中间电位的输出时间设定到一个时间段的装置，当所述变换器的输出频率小于预定值时，所设定的时间段由构成电力变换器的开关元件的最小导通和截止时间确定，当所述电力变换器的输出频率大于预定值时如此确定，即使得包括在交流输出相电压半周内的中间电位输出期间等于高电位和低电位脉宽之和。

6、一种用来控制电力变换器的装置，该装置包括一个调制装置，用来把直流变换成具有至少三个例如高、中、低电位的交流相电压，并用来借助于通过中间电位交替地输出高电位和低电位，提供交流输出相电压的半个周波，其特征在于所述装置具有一个使包括在交流输出相电压内的高电位脉宽与通过中间电位的高电位相邻的低电位脉宽之和大于与高电位脉冲相邻的中间电位的输出期间之和的装置。

7、如权利要求6所述的用来控制电力变换器的装置，其特征在于，所述装置进一步包括一个改变所述中间电位的输出期间之和的装置，使得包括在交流输出相电压内的高电位脉宽和与经过中间电位的高电位脉冲相邻的低电位脉宽之和大于与高电位脉冲相邻的中间电位的输出期间之和。

8、如权利要求6所述的用来控制电力变换器的装置，其特征在于，所述装置进一步包括一个按照所述电力变换器的输出频率改变所述中间电位的输出间隔总和的装置，使得包括在交流输出相电压内的一个高电位脉宽和一个与通过中间电位的高电位相邻的低电位脉宽之和大于与高电位脉冲相邻的中间电位的输出期间之和。

9、如权利要求6所述的用来控制电力变换器的装置，其特征在于，所述装置进一步包括一个用来把包括在交流输出相电压之内的与高电位脉冲相邻的中间电位输出期间设定到一个时间段的装置，当所述电力变换器的输出频率大于一个预定值时，所设定的时间段由构成电力变换器的开关元件的最小导通与截止时间来确定，并且使所述中间电位的输出期间等于高电位脉宽与经过中间电位的和高电位脉宽相邻的低电位脉宽之和。

10、一种用来控制电力变换器的装置，该装置包括一个调制装置，用来把直流变换成具有至少三个例如高、中、低电位的交流相电压，并用来借助于经过中间电位交替地输出高电位和低电位，提供交流输出相电压的半个周波，其特征在于，所述装置具有一个用来把输出电压的中间电位输出期间设定到小于1/4F_c（F_c：载波频率）且大于由构成电力变换器的开关元件的最小导通与截止时间确定的期间的装置。

11、如权利要求10所述的用来控制电力变换器的装置，其特征在于，所述装置进一步包括一个用来把输出电压的中间电位输出期间设定到小于1/4F_c（F_c：载波频率）且大于由构成变换器的开关元件的最小导通与截止时间确定的期间的装置，以及一个用来改变中间电位输出周期的装置。

12、如权利要求10所述的用来控制电力逆变器的装置，其特征在于，所述装置进一步包括一个用来把输出电压的中间电位输出期间设定到一个小于1/4F_c（F_c：载波频率）且大于由构成变换器的开关元件的最小导通与截止时间确定的期间的装置，以及按照所述变换器的输出频率改变中间电位输出周期的装置。

13、如权利要求10所述的用来控制电力变换器的装置，其特征在于所述装置进一步包括一个用来把输出电压的中间电位输出期间设定到一个时间段的装置，当电力变换器的输出频率小于一预定值时，所设定的时间段由构成电力变换器的开关元件的最小导通和截止时间来确定，当电力变换器的输出频率大于预定值时，把该期间设定在1/4F_c（F_c：载波频率）。

14、一种用于控制电力变换器的装置，包括调制装置，用来借助于通过中间电位交替地输出高电位和低电位，提供交流输出相电压的半周波，以及一个电力变换器，用来把直流电转换成具有至少三个例如高、中、低电位的交流相电压，其特征在于，所述装置进一步包括一个基波电压指令发生装置，用来产生从电力变换器输出的一个交流电的基波指令，一个幅值指令分配装置，用来根据上述的基波电压指令产生一正幅值指令和一个负幅值指令，对上述的幅值指令给出一个相对载波幅值大于0.25且小于0.5的一个偏值，并且输出正幅值指令和负幅值指令，以及一个脉冲产生和分配装置，用来把这些幅值指令和载波进行比较，并产生一个提供给所述电力变换器的门信号。

15、一种如权利要求14所述的用于控制电力变换器的装置，其特征在于供给所述幅值指令的偏值是固定值。

16、一种如权利要求14所述的用于控制电力变换器的装置，其特征在于供给所述幅值指令的偏值随电力变换器的输出频率而改变。

17、一种用来控制电力变换器的装置，包括调制装置，用来借助于通过中间电位交替地输出高电位和低电位，提供交流输出相电压的半周波，以及一个电力变换器，用来把直流转换成具有至少三个例如高、中、低电位的交流相电压，其特征在于，所述装置进一步包括一个基波电压指令发生装置，用来产生一个从电力变换器输出的交流电的基波指令，一个幅值指令分配装置，用来根据上述基波电压指令产生一个正幅值指令和一个负幅值指令，并给出一个偏值到上述幅值指令，且输出正幅值指令和负幅值指令，所述偏值当电力变换器的输出频率小于一预定值时相对于载波幅值大于0.5且小于由构成电力变换器的开关元件的最小导通和截止时间确定的一个值，或当电力变换器的输出频率小于预定值时，所述偏值相对载波幅值为0.25，以及一个脉冲发生和分配装置，用来把这些幅值指令和载波进行比较产生一门信号提供给所述电力变换器。

18、一种用来控制电动车辆的装置，包括调制装置，用来借助经过中间电位交替地输出高电位和低电位来提供交流输出相电压的半个周波，一个电力变换器，用来把直流变换成具有至少三个例如高、中、低电位的交流相电压，以及一个交流电动机，它由所述电力变换器供电用来驱动电动车辆，其特征在于，所述装置具有一个允许在所述变换器输出频率上的基波直到几赫兹处仍连续工作的装置。