CN1185783C - 电机控制装置 - Google Patents

Abstract

提供一种对于根据转动速度或者负载力矩等运行条件、活用最佳导通相位动态变化的磁阻力矩的电机，无论在怎样的运行状态下、通过实时地搜索最佳导通相位、以低成本可以实现最高效率运行或者最大力矩运行的电机控制装置。根据电机转速和转速设定值的比较结果，对应于在最大效率控制模式和最大力矩控制模式的两种控制模式中进行切换的控制模式切换装置(13)的输出信号，导通相位设定装置(14)按每一规定时间进行让电机效率或者输出力矩最大的导通相位的设定。根据所设定的导通相位设定值和由转子相位检测装置所检测的转子相位，由导通分配装量确定向电机的导通时刻。

Description

电机控制装置

技术领域

本发明涉及一种电机控制装置，特别涉及利用伴随电枢绕组的电感变化和电枢电流所产生的磁阻力矩的电机，或者并用磁阻力矩和伴随永久磁铁的磁束以及电枢电流所产生的磁力矩的电机的电机控制装置。

背景技术

作为并用伴随电枢绕组的电感变化和电枢电流所产生的磁阻力矩，和伴随永久磁铁的磁束以及电枢电流所产生的磁力矩的无刷电机，一般采用将永久磁铁埋入道转子内部的埋入型磁铁构造的电机(以下称为IPM(Interior Permanent Magnet)电机)。

在该IPM电机中，关于力矩产生原理，例如在文献[磁阻力矩应用电动机的现状和动向(电气学会论文志D，119卷10号，平成11年)等中有详细说明。

图15为表示IPM电机中电枢线圈所流过的电流的时刻、即导通相位和所产生的力矩之间的关系曲线。如图15所示，磁力矩T_M当行进导通相位β为0°时为最大，其波形在相位0°时的值为峰值，用cosβ表示。又，磁阻力矩T_R在行进导通相位β为45°时为最大，而波形在相位45°时的值为峰值，用sin2β表示。在此，电机的输出力矩T为磁力矩T_M和磁阻力矩T_R相加后的值，由式(1)表示。

【数式1】

$T=n_p{\mathrm{\Λ}}_{0}I\cos \mathrm{\β}+\frac{1}{2}\·n_p(L_d-L_q)I^2\sin 2\mathrm{\β}\·\·\·\·\·\·\·\·\·\left(1\right)$

在上式中，n_p为极对数，Λ₀为永久磁铁的电枢切割磁力线数，I为电枢电流，L_d、L_q为电枢绕阻的d轴和q轴的电感。又，在式(1)中，第1项表示磁力矩T_M，第2项表示磁阻力矩T_R。

在此，由式(1)表明，伴随电枢电流的增减的磁力矩T_M和磁阻力矩T_R的变化并不是相同的比例。为此，输出力矩T为最大的行进导通相位β依据电机的转速或者负载力矩等运行条件而变化。即，效率最大的导通相位β依据运行条件而动态变化。

又，如图15中负力矩区域所示，由于存在输出力矩极端低下的导通相位的范围，所以由于导通相位而产生电机的失控和极端效率低下的情况。

在这样的IPM电机中，作为提高其效率的控制方法，例如提出了如图16所示的在特开2000-209886号公报中所述的电机控制装置的方案。在图16中，主电路由交流电源161、将交流变换成直流的AC-DC转换器162、2个开关元件串联连接后3组并联连接、将直流变换成交流的逆变器2，由逆变器2变换的交流所驱动的IPM电机163所构成。

另一方面，在控制电路中包括，将由安装在主电路上的CT以及电源电流检测装置164所检测的电源电流、电源电流的前一值以及这时的导通相位设定值、电源电流的当前值以及这时的导通相位设定值进行比较、根据比较结果在每一规定时间以让IPM电机163中效率最大地设定新导通相位的设定值的导通相位设定装置165，和检测电机转子相位的转子相位检测装置11，和根据由导通相位设定装置165新设定的导通相位设定值与转子相位检测装置11所检测的转子相位、向逆变器2的开关元件输出门信号的导通分配装置15。

在上述例子中，通过搜索让电源电流最小的最佳导通相位，实现最高效率运行，而作为其他例子，如在特开平08-803797号公报所记载的电机控制装置那样，也提出了不进行比较运算而采用查表方式设定让电源电流最小的最佳导通相位的方案。

但是，在上述现有的构成中，为了达到最高效率运行，必须要检测电源电流，由于增加了电源电流检测器和电源电流检测装置等电路构成要素的部件数，不仅增加了成本，而且增加了电源电流检测的时间延迟，并且为了抑制由于电路部件的公差以及参差不一引起的检测误差等不良影响而需要增加另外的装置，这样，产生了进一步增加构成要素的部件数或运算量的问题。

又，在上述现有的构成中，由于是以交流电源为前提，因此不可能实现例如用汽车的蓄电池驱动的电机控制装置，因而存在通用性不强的问题。

发明内容

本发明正是解决这种现有的课题，其目的在于提供一种对于根据转动速度或者负载力矩等运行条件、活用最佳导通相位动态变化的磁阻力矩的电机，无论在怎样的运行状态下，通过实时搜索最佳导通相位以低成本可以实现最高效率运行或者最大力矩运行的电机控制装置。

为了解决上述课题，依据本发明的电机控制装置，是至少利用电枢绕组的电感变化以及伴随电枢电流所产生的磁阻力矩的电机的控制装置；包括：检测转子的转动相位的转子相位检测装置，和将有关根据由上述转子相位检测装置所检测的转动相位所获得的上述电机的转动输出的值、和有关预先设定的转动输出的基准值进行比较的比较装置，和根据上述比较装置的比较结果、切换设定控制模式的控制模式切换装置，和根据由上述控制模式切换装置所切换设定的控制模式、按每个规定时间设定导通相位值的导通相位设定装置，和根据由上述转子相位检测装置所检测的转动相位和由上述导通相位设定装置所设定的导通相位值、向上述电机中每个驱动元件分配导通信号的导通分配装置。

当由上述比较装置判定有关上述电机的转动输出的值在上述设定的基准值以下时，上述控制模式切换装置选择最大效率控制模式，上述导通相位设定装置设定让上述电机的电机效率成为最大的导通相位，当由上述比较装置判定有关上述电机的转动输出的值比上述设定的基准值大时，上述控制模式切换装置选择最大力矩控制模式，上述导通相位设定装置设定让上述电机的输出力矩成为最大的导通相位。

有关上述电机的转动输出的值，也可以是上述电机的转速，上述预先设定的基准值是转速设定基准值。

依据上述构成，可以进行分别在低速区域让电机效率最大、在高速区域让输出力矩最大的导通相位的设定，在各个控制模式中可以实现导通相位的最优化，在整个速度区域获得极优的速度控制。

又，有关上述电机的转动输出的值，也可以是根据向上述电机提供施加电压的导通率和向上述电机提供施加电压的最大值、唯一导出的校正导通率，上述预先设定的基准值是校正导通率设定基准值。

依据上述构成，可以进行分别在轻负载区域让电机效率最大、在重负载区域让输出力矩最大的导通相位的设定，在各个控制模式中可以实现导通相位的最优化，在整个负载区域获得极优的力矩控制。

又，有关上述电机的转动输出的值，也可以是根据上述校正导通率和上述电机的转速唯一导出的等价电机输出，上述预先设定的基准值是等价电机输出设定基准值。

依据上述构成，可以进行分别在低输出区域让电机效率最大、在高输出区域让输出力矩最大的导通相位的设定，在各个控制模式中可以实现导通相位的最优化，在整个负载区域不仅可以获得极优的速度、力矩控制，而且由于等价电机输出是通过运算导出，因此可以实现电动汽车等中所需要的高精度恒定输出控制。

又，上述控制模式切换装置，可以是通过在上述控制模式切换的前后具有磁滞特性能稳定进行控制模式的切换的装置。

依据上述构成，可以确保控制模式切换时的控制稳定性并且可以降低噪音、振动，实现更加稳定的电机驱动系统。

又，可以包括在上述最大效率控制模式中，将向上述电机提供施加电压的导通宽度设定成给定的上限值(基本导通宽度)，在上述最大力矩控制模式中，根据上述电机的转速和上述校正导通率中的至少一个对上述导通宽度进行变更的导通宽度变更装置。

依据上述构成，在高速区域或者重负载区域中可以提高矩形波导通时的无位置传感器控制的可靠性，与以基本导通宽度固定时比较可以实现更高速区域或者更重负载区域的无位置传感器控制。

又，上述导通宽度变更装置，也可以是通过在上述导通宽度变更的前后具有的磁滞特性，能稳定进行导通宽度的变更的装置。

依据上述构成，可以确保导通宽度变更时的控制稳定性并且可以降低噪音、振动，实现更加稳定的电机驱动系统。

又，上述导通宽度变更装置，也可以在根据上述电机的转速和上述校正导通率中至少一个而设定的上述导通宽度的下限值的范围内变更上述导通宽度。

依据上述构成，由于导通宽度的设定值一直处于根据电机转速和校正导通率中至少一个而设定的下限值的范围内，因此，例如即使转速大幅度变更时，也可以防止电机的失控和效率大幅度降低，实现更加稳定的电机驱动系统。

又，上述导通宽度变更装置进一步包括，对于根据上述电机的转速和上述校正导通率中的至少一个而输出上述电机的导通宽度设定值的导通宽度存储装置，根据上述电机的转速和上述校正导通率中的至少一个，从上述导通宽度存储装置中读出相当的导通宽度。

依据上述构成，通过具有根据上述电机的转速和上述校正导通率中的至少一个而输出导通宽度设定值的数据表，可以大幅度缩短导通宽度变更时的运算时间，由于不需要导通宽度变更的运算，因此可以减少运算误差。

又，上述导通宽度变更装置进一步包括，对于上述电机的转速和上述校正导通率中的至少一个、保存规定上述电机的导通宽度的变化特性的值的导通宽度设定值存储装置，和根据保存在上述导通宽度设定值存储装置中的值、对导通宽度进行线性插值的导通宽度线性插值装置；根据上述电机的转速和上述校正导通率中的至少一个、从上述导通宽度设定值存储装置中读出相当的值，并由上述导通宽度线性插值装置进行线性插值处理。

依据上述构成，即使数据表中没有导通宽度设定值，通过根据数据表上的值进行线性插值，也可以进行更高精度的导通宽度的设定，并且不需要大量的运算，可以防止运算装置的负载增大所引起的成本提高。

又，上述导通相位设定装置，在上述最大效率控制模式中，将让上述校正导通率成为最小的上述校正导通率的前一值以及这时的导通相位设定值与上述校正导通率的当前值以及这时的导通相位设定值分别进行比较，根据比较结果让导通相位设定值只增减给定的导通相位变化量而作为新的导通相位设定值设定，在上述最大力矩控制模式中，将上述校正导通率的当前值与上述校正导通率的基准值进行比较，如果上述校正导通率的当前值在上述校正导通率的基准值以上，则让上述导通相位设定值只增加给定的导通相位变化量。

依据上述构成，由于在最大效率控制模式中、将让校正导通率成为最小的校正导通率的前一值以及这时的导通相位设定值与校正导通率的当前值以及这时的导通相位设定值分别进行比较，根据比较结果让导通相位设定值只增减给定的导通相位变化量而作为新的导通相位设定值设定，因此，即使电机转速或负载力矩等运行条件变动时，也可以逐次搜索最佳导通相位，一直让电机效率最大。又，由于在最大力矩控制模式中将校正导通率的当前值与校正导通率的基准值进行比较，如果校正导通率的当前值在校正导通率的基准值以上，则让导通相位设定值只增加给定的导通相位变化量，因此，可以一直让输出力矩最大。这样，无论在怎样的运行状态下都可以进行最佳导通相位的设定，可以实现电机效率和输出力矩均极优的电机驱动系统。

又，上述导通相位设定装置，根据上述校正导通率的前一值和当前值的差分、补偿上述导通相位变化量。

依据上述构成，由于作为使导通相位设定值增减的单位量的导通相位变化量、根据校正导通率的前一值和当前值的变化比例进行线性补偿，可以将导通相位设定值高速设定到依据电机转速和负载力矩等运行条件变动的最佳导通相位上，同时也可以抑制导通相位设定值收束到最佳导通相位后的相位变动。

又，上述导通相位设定装置，只是在上述电机的转速的前一值与当前值之间的差分在某一给定值以下时才变更上述导通相位，当上述电机的转速的前一值与当前值之间的差分比给定值大时，输出预先根据上述电机的转速设定的导通相位。

依据上述构成，由于只是在电机的转速的前一值与当前值之间的差分在某一给定值以下才变更导通相位、而在其他情况下输出预先根据电机转速设定的导通相位，因此，即使电机转速大幅度变更，导通相位设定值也可以设定成某种程度适合该转速的导通相位，可以防止电机的失控和效率极端降低的情况。

又，上述导通相位设定装置，包括在上述导通相位变更的前后具备磁滞特性的导通相位变更装置。

依据上述构成，可以确保导通相位变更时的控制稳定性并且可以降低噪音、振动，实现更加稳定的电机驱动系统。

又，上述导通相位设定装置，在根据上述电机的转速或上述校正导通率中的至少一个而设定的上述导通相位的上限值和下限值的范围内，让上述导通相位设定值只增减给定的导通相位变化量。

依据上述构成，由于在根据电机转速或校正导通率中的至少一个而设定的导通相位的上限值和下限值的范围内，让导通相位设定值只增减给定的导通相位变化量，因此，即使电机转速大幅度变更，在最佳导通相位的搜索处理中，也可以防止电机的失控和效率极端降低的情况，提高无位置传感器控制中的可靠性。

又，上述导通相位设定装置进一步包括，对于向上述电机提供施加电压的导通宽度或者上述校正导通率或上述电机的转速中的至少一个、保存能让电机效率的最大值或电机力矩的最大值具现的相位的导通相位存储装置，根据向上述电机提供施加电压的导通宽度或者上述校正导通率或上述电机的转速中的至少一个，从上述导通相位存储装置中，作为让上述电机效率或上述电机力矩成为最大的相位、读出相当的导通相位设定值。

依据上述构成，通过具有根据向上述电机提供施加电压的导通宽度或者上述校正导通率或上述电机的转速中的至少一个、输出导通相位设定值的数据表，可以大幅度缩短导通相位设定需要的运算时间，由于不需要导通相位设定的运算，因此可以减少运算误差。

又，上述导通相位设定装置进一步包括，对于向上述电机提供施加电压的导通宽度或者上述校正导通率或上述电机的转速中的至少一个、保存规定能获得电机效率的最大值或电机力矩的最大值的相位的变化特性的值的导通相位设定值存储装置，和根据保存在上述导通相位设定值存储装置中的值、对导通相位进行线性插值的导通相位线性插值装置；根据向上述电机提供施加电压的导通宽度或者上述校正导通率或上述电机转速中的至少一个，从上述导通相位设定值存储装置中读出相当的值，并由上述导通相位线性插值装置进行线性插值，能够进行作为让上述电机效率或上述电机力矩成为最大的相位的设定。

依据上述构成，即使数据表中没有导通相位设定值，通过对数据表上的值进行线性插值，也可以进行更高精度的导通相位的设定，并且不需要大量的运算，可以防止运算装置的负载增大所引起的成本提高。

附图说明

图1为表示本发明一实施例的电机控制装置的方框图。

图2为表示本发明另一实施例的电机控制装置的方框图。

图3为表示本发明又一实施例的电机控制装置的方框图。

图4为表示有关本发明的控制模式稳定切换方法的一实施例。

图5为表示有关本发明的导通宽度变更方法的一实施例。

图6为表示有关本发明的导通宽度稳定变更方法的一实施例。

图7为表示有关本发明的导通宽度变更方法的另一实施例。

图8为表示有关本发明的导通宽度保存装置的一实施例。

图9为表示有关本发明的导通宽度线性插值方法的一实施例。

图10为表示同一实施例中导通宽度线性插值方法的放大图。

图11为表示有关本发明的导通宽度变更动作的流程图。

图12为表示在某种运转条件下对导通相位设定值与补偿导通率的特性曲线。

图13为表示有关本发明的导通相位设定动作的一实施例的流程图。

图14为表示有关本发明的导通相位设定动作的另一实施例的流程图。

图15为表示现有的IPM电机中导通相位与产生力矩之间的关系。

图16为表示现有例的电机控制装置。

图中：1—直流电源、2—逆变器、3—电机、11—转子位置检测电路、12—速度误差运算器、13—控制模式切换装置、14-导通相位设定装置、15—导通分配装置、21—导通率校正运算部、22—校正导通率误差运算部、31—等价电机输出运算部、32—等价电机输出误差运算部、161—交流电源、162—AC-DC转换器、163—IPM电机、164—电源电流检测装置、165—导通相位设定装置。

具体实施方式

以下参照附图说明本发明的实施例。

(实施例1)

有关本发明的电机控制装置的一实施例的系统构成如图1所示。在图1中，主电路由直流电源1、将3组2个串联连接的开关元件并联连接并将直流电变换成交流电的逆变器2、由逆变器2所变换的交流电驱动的电机3所构成。

另一方面，在控制电路中包括，对根据由转子相位检测装置11检测的转子相位所导出的电机转速ω和预先设定的转速设定值ω_R之间的速度误差进行运算的速度误差运算器12、根据速度误差的正负判定在最大效率控制模式和最大力矩控制模式的2个控制模式之间进行切换的控制模式切换装置13、根据控制模式切换装置13的输出信号在每一规定时间使电机效率或者输出力矩最大来设定导通相位设定值的导通相位设定装置14、根据导通相位设定装置14设定的导通相位设定值和根据转子相位检测装置11所检测的转子相位θ向逆变器2的开关元件输出门信号的导通分配装置15。

具体讲，速度误差Δω根据电机转速ω和转速设定值ω_R由式(2)表不。

【数式2】Δω＝ω_R-ω……………………………………(2)

又，控制模式切换装置13的输出信号ε，根据速度误差Δω由式(3)表示。

【数式3】

在此，速度误差Δω为正时，即、在电机转速ω比转速设定值ω_R小的低速区域，控制模式切换电平为Low并切换到最大效率控制模式，相反，当速度误差Δω为负时，即、在电机转速ω比转速设定值ω_R大的高速区域，控制模式切换电平为High并切换到最大力矩控制模式。

又，在导通相位设定装置14中，根据控制模式切换装置13的输出信号ε，通过向电机提供的施加电压的导通率，按照以下的方式让导通相位设定值最优化。

首先说明控制模式切换电平为Low时(Δω为正)的情况。这时，为了切换到最大效率控制模式，进行让电机效率最大的导通相位的设定。为此，假定导通率的前一值和这时的导通相位设定值分别为δ_last、β_last，导通率的当前值和这时的导通相位设定值分别为δ_now、β_now，则导通率误差Δδ和导通相位设定值误差Δβ分别由式(4)表示。

【数式4】

又，如果采用导通率误差Δδ和导通相位设定值误差Δβ，则导通相位设定值β由式(5)设定。

【数式5】

式中，βδ为导通相位变动量。例如，对导通相位设定值β只增加导通相位变动量βδ时的情况进行考察，导通率δ增加时导通相位设定值β会远离最佳导通相位，让下一次的导通相位设定值β减少，相反导通率δ减少时导通相位设定值β会接近最佳导通相位，让下一次的导通相位设定值β增加，通过这样的动作可以让导通相位设定值最优化。

然后说明控制模式切换电平为High时(Δω为负)的情况。这时，为了切换到最大力矩控制模式，进行让输出力矩最大的导通相位的设定。为此，假定导通率的当前值和这时的导通相位设定值分别为δ_now、β_now，导通率设定值为δ_s，则导通率误差Δδ_s由式(6)表示。

【数式6】Δδ_s＝δ_now-δ_s…………………………………(6)又，导通相位设定值β由式(7)表示。

【数式7】

式中，和上述同样，β_δ为导通相位变动量。例如，导通率δ比导通率设定值δ_S大时，为了防止由于电压饱和引起输出力矩达到限定点的情况，让下一次的导通相位设定值β进一步增加，进行减弱磁场的控制，可以增大输出力矩的限定点。相反，导通率δ比导通率设定值δ_S小时，继续使用上一次的导通相位的设定即可。

如上所述，分别在低速区域让电机效率最大、在高速区域让输出力矩最大来实时进行导通相位设定，在每个控制模式都可以让导通相位最优化，在整个速度区域可以实现极优的速度控制。

此外，在以上的说明中，虽然将转速设定值ω_R设定为一个，但并不一定需要这样，也可以设定几个转速设定值，在各区域进行最大效率控制模式和最大力矩控制模式的切换。

(实施例2)

有关本发明的电机控制装置的第二实施例的系统构成如图2所示。和图1所示电机控制装置相同的构成要素采用相同的符号，并省略其重复说明，在此仅对不同部分进行说明。

在图2中，控制模式切换装置13，对校正导通率σ、即对向电机提供施加电压的导通率用施加电压的最大值进行校正运算的导通率校正运算部21的输出信号、和预先设定的校正导通率设定值σ_R之间的校正导通率误差Δσ、由校正导通率误差运算器22进行运算，根据校正导通率误差的正负判定对最大效率控制模式和最大力矩控制模式两个控制模式进行切换。

具体讲，校正导通率σ根据导通率δ和施加电压的最大值V_dc由式(8)表示。

【数式8】 $\mathrm{\σ}=K_1\mathrm{\δ}{V}_{\mathrm{dc}\_\mathrm{now}}+(K_{P1}+\frac{K_{I1}}{P})\·\mathrm{\δ}(V_{\mathrm{dc}\_\mathrm{now}}-V_{\mathrm{dc}\_\mathrm{last}})\·\·\·\·\·\left(8\right)$

式中，V_{dc_now}以及V_{dc_last}分别表示施加电压最大值的当前值和前一值，K₁为比例常数、P为微分算子、K_p1、K_I1分别表示比例增益以及积分增益。为了对应电源电压的急剧变动的情况，如式(8)所示，对施加电压最大值的当前值和前一值之间的差进行PI补偿。

又，校正导通率误差Δσ根据校正导通率σ和校正导通率设定值σ_R由式(9)表示。

【数式9】Δσ＝σ_R-σ……………………………………(9)

又，控制模式切换装置13的输出信号ε，根据校正导通率误差Δσ由式(10)表示。

【数式10】

当校正导通率误差Δσ为正时，即、在校正导通率σ比校正导通率设定值σ_R小的轻负载区域，控制模式切换电平为Low并且切换到最大效率控制模式，相反，当校正导通率误差Δσ为负时，即在校正导通率σ比校正导通率设定值σ_R大的重负载区域，控制模式切换电平为High并且切换到最大力矩控制模式。又，作为导通相位设定装置14的具体方法，采用实施例1的方法即可。

如上所述，分别在轻负载区域让电机效率最大、在重负载区域让输出力矩最大来实时地进行导通相位设定，在每个控制模式下都可以让导通相位最优化，在整个负载区域可以实现极优的速度控制。

此外，在以上的说明中，虽然将校正导通率设定值σ_R设定为一个，但并不一定需要这样，也可以设定几个校正导通率设定值，在各区域进行最大效率控制模式和最大力矩控制模式的切换。

此外，在式(8)的校正导通率的校正运算中虽然采用了PI补偿，但对于电源电压并不急剧变动的情况，并不一定需要进行PI补偿。

(实施例3)

有关本发明的电机控制装置的第三实施例的系统构成如图3所示。和图1所示电机控制装置相同的构成要素采用相同的符号，并省略其重复说明，在此仅对不同部分进行说明。

在图3中，对向电机提供施加电压的导通率根据施加电压的最大值由导通率校正运算部21进行校正运算，对等价电机输出P_O、即将校正导通率σ和电机转速ω进行乘积和运算的等价电机输出运算器31的输出信号、和预先设定的等价电机输出设定值P_OR由等价电机输出误差运算器32进行等价电机输出误差ΔP_O的运算，控制模式切换装置13根据等价电机输出误差ΔP_O的正负判定对最大效率控制模式和最大力矩控制模式的两个控制模式进行切换。具体方法以下说明。

首先，导通率校正运算部21的具体方法采用实施例2的方法即可。

然后，等价电机输出P_O根据校正导通率σ和电机转速ω由式(11)表示。

【数式11】 $\mathrm{Po}=K_2{\mathrm{\σ\ω}}_{\mathrm{now}}+(K_{P2}+\frac{K_{I2}}{P})\·\mathrm{\σ}({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{now}}-{\mathrm{\ω}}_{\mathrm{last}})---\left(11\right)$

式中，ω_now以及ω_last分别表示电机转速的当前值和前一值，K₂为比例常数、P为微分算子、K_p2、K_I2分别表示比例增益以及积分增益。为了对应电机转速急剧变动的情况，如式(11)所示，对电机转速的当前值和前一值之间的差进行PI补偿。

又，等价电机输出误差ΔP_O根据等价电机输出P_O和等价电机输出设定值P_OR由式(12)表示。

【数式12】ΔP_O＝P_OR-P_O……………………………(12)

又，控制模式切换装置13的输出信号ε，根据等价电机输出误差ΔP_O由式(13)表示。

【数式13】

在此，当等价电机输出误差ΔP_O为正时，即、在等价电机输出P_O比等价电机输出设定值P_OR小的低输出区域，控制模式切换电平为Low并且切换到最大效率控制模式，相反，当等价电机输出误差ΔP_O为负时，即、在等价电机输出P_O比等价电机输出设定值P_OR大的高输出区域，控制模式切换电平为High并且切换到最大力矩控制模式。

又，作为导通相位设定装置14的具体方法，采用实施例1的方法即可。

如上所述，分别在低输出区域让电机效率最大、在高输出区域让输出力矩最大来实时地进行导通相位设定，在每个控制模式都可以让导通相位最优化，在整个负载区域不仅可以实现极优的速度、力矩控制，而且由于等价电机输出通过运算导出，所以可以实现电动汽车等所需要的高精度的定输出控制。

此外，在以上的说明中，虽然将等价电机输出设定值P_OR设定为一个，但并不一定需要这样，也可以设定几个等价电机输出设定值，在各区域进行最大效率控制模式和最大力矩控制模式的切换即可。

此外，在式(11)的等价电机输出的乘积和运算中虽然采用了PI补偿，但对于电机转速并不急剧变动的情况，并不一定需要进行PI补偿。

(实施例4)

图4为表示有关本发明的控制模式稳定切换方法的一实施例，是在实施例1的电机控制装置中转速设定值只设定成一个时的控制模式稳定切换装置。

给与转速设定值ω_R在界限处具有ω_S变动幅度的滞后特性，针对转速设定值ω_R附近的速度变动，可以稳定进行控制模式的切换。

在此，如果适当选择变动幅度ω_S，可以把伴随控制模式切换引起的电机效率降低或者输出力矩降低抑制到最小程度。此外，在图4的滞后特性中，控制模式的切换很快，如果给与一定倾斜让控制模式的切换有所缓和，可以进一步提高控制的稳定性。

此外，在以上的说明中，虽然将转速设定值ω_R设定为一个，但并不一定需要这样，也可以设定几个转速设定值，并分别让其具有滞后特性。此外，在上述说明中，虽然是对转速设定值给与了滞后特性，但也可以对上述的校正导通率设定值σ_R和等价电机输出设定值P_OR分别给与具有变动幅度的滞后特性。

(实施例5)

图5为表示在有关本发明的导通分配装置15的导通宽度中，对校正导通率设定值σ_R给与有变动幅度来变更导通宽度的方法的一实施例，是在实施例1的电机控制装置中转速设定值ω_R只设定成一个时的稳定切换控制模式的控制模式切换方法。

当电机转速在转速设定值ω_R以下时，导通宽度设定为基本值，在转速设定值ω_R以上时让电机速度反比例下降进行导通宽度的设定，例如在具有非导通区间的矩形波导通时的无位置传感器的运行时，在高速区域或者重负载区域中即使增加在逆变器2的环流二极管中有电流流动的环流期间，也可以进行不损失可靠性的无位置传感器的运行。

特别是对于电感值大的电机，由于进一步增加环流期间，可以说是非常有效的手段。另外，当这时达到导通宽度的下限值时，让导通宽度固定，防止导通宽度过分窄小，从而可以防止由于力矩不足引起的电机失控现象的发生。

如上所述，可以提高在高速区域或者重负载区域中矩形波导通时的无位置传感器控制的可靠性，与固定在基本导通宽度的情况相比，可以在更高速区域或者更重负载区域实现无位置传感器的控制。

此外，在上述说明中，虽然是让电机速度成反比例来设定导通宽度，也可以对上述校正导通率成反比例地来设定导通宽度。

又，图6为表示有关本发明的使上述导通宽度稳定变更方法的一实施例，这是在图5所示的导通宽度变更方法中，将导通宽度设定成阶段形状，防止在电机速度急剧变化时导通宽度的急剧变化，可以消除电机速度变动或者失控等不稳定因素，进一步提高控制的稳定性。

此外，给与滞后特性也可以获得相同的效果。又，图7为表示有关本发明的导通宽度变更方法的另一实施例，是在图5的对与电机速度ω成反比例来设定导通宽度的导通宽度变更方法的基础上，进一步并用与校正导通率σ成反比例来设定导通宽度。

读出电机速度的当前值ω_now和校正导通率的当前值σ_now，分别从电机速度一导通宽度特性和校正导通率一导通宽度特性中读出相应的导通宽度的设定值W_ω和W_σ。在此，新的导通宽度的设定值W_now根据W_ω和W_σ由式(14)表示。

【数式14】 $W_{\mathrm{now}}=\frac{W_{\mathrm{\ω}}+W_{\mathrm{\σ}}}{2}\·\·\·\·\·\·\·\·\·\·\·\·\left(14\right)$

即，将电机速度一导通宽度特性获得的W_ω和从校正导通率一导通宽度特性获得W_σ的平均值作为新的导通宽度的设定值。

如上所述，根据电机速度和负载力矩可以进行最佳导通宽度设定。此外，在上述说明中，虽然W_ω和W_σ的加权是按1比1计算平均值，但并不一定就是按1比1计算平均值，也可以根据运行状态将一方优先设定，在某一方上加上加权计算平均值。

(实施例6)

图8表示保存有关本发明的导通宽度的方法的一实施例，预先通过实验等针对电机速度ω和校正导通率σ测定最佳导通宽度，将该测定结果制作成表格保存在电机控制装置的存储部(未图示)中。然后，根据电机速度和校正导通率从表中读出该当最佳导通宽度设定值。

在此，根据运行条件在表上没有导通宽度设定值时，例如，在图8中电机速度为600rpm、校正导通率为13％时，采用最接近的运行条件时的导通宽度设定值W₁₁。此外，如果详细制作数据表，不用讲，可以防止降低电机效率和输出力矩。

又，图9为表示有关本发明的导通宽度线性插值方法的一实施例，各个点是根据图8的导通宽度存储装置中的表上的值描绘出的。在此，如图9那样将每一电机速度的各点连接，如果在表上电机速度数据存在，则对于所有校正导通率，通过进行线性补偿可以进行导通宽度的设定。

但是，在图9中，象(ω_now，σ_now)的点像W_now那样，在表上电机速度的数据不存在时，就不能进行上述线性补偿，需要采用其他方法。在此，采用图10说明根据包围上述(ω_now，σ_now)的点的4个点进行线性插值的方法。图9的导通宽度线性插值方法的放大图如图10所示。在图10中①～④的各点将(ω_now，σ_now)的点包围。

首先通过线性插值法在连接①-②的直线上找出σ_now的点(3000rpm，σ_now)，而在③-④的直线上找出σ_now的点(4000rpm，σ_now)。然后，根据(3000rpm，σ_now)点的导通宽度设定值W_1-2和(4000rpm，σ_now)点的导通宽度设定值W_3-4通过线性插值找出(ω_now，σ_now)点的导通宽度设定值W_now。

在此，上述W_1-2、W_3-4和W_now采用①～④的各点由以下表示。

①：W_{3000rpm，40％}(ω_3000rpm，σ_40％)，②：W_{3000rpm，50％}(ω_3000rpm，σ_50％)

③：W_{4000rpm，40％}(ω_4000rpm，σ_40％)，④：W_{4000rpm，50％}(ω_4000rpm，σ_50％)

【数式15】 $W_{1-2}=\frac{W_{3000\mathrm{rpm},40\%}-W_{3000\mathrm{rpm},50\%}}{{\mathrm{\σ}}_{50\%}-{\mathrm{\σ}}_{40\%}}\×({\mathrm{\σ}}_{\mathrm{now}}-{\mathrm{\σ}}_{40\%})+W_{3000\mathrm{rpm},40\%}\·\·\·\·\·\·\·\·\·\left(15\right)$

【数式16】 $W_{3-4}=\frac{W_{4000\mathrm{rpm},40\%}-W_{4000\mathrm{rpm},50\%}}{{\mathrm{\σ}}_{50\%}-{\mathrm{\σ}}_{40\%}}\×({\mathrm{\σ}}_{\mathrm{now}}-{\mathrm{\σ}}_{40\%})+W_{4000\mathrm{rpm},40\%}\·\·\·\·\·\·\·\·\·\left(16\right)$

【数式17】 $W_{\mathrm{now}}=W_{1-2}-\frac{W_{1-2}-W_{3-4}}{{\mathrm{\ω}}_{4000\mathrm{rpm}}-{\mathrm{\ω}}_{3000\mathrm{rpm}}}\×({\mathrm{\ω}}_{\mathrm{now}}-{\mathrm{\σ\ω}}_{3000\mathrm{rpm}})\·\·\·\·\·\·\·\·\·\left(17\right)$

一般来说，在式(15)～式(17)中，上述①～④的各点可以如下置换进行线性插值。

①：W_m，n(ω_m，σ_n)，      ②：W_m，n+1(ω_m，σ_n+1)

③：W_m+1，n(ω_m+1，σ_n)，  ④：W_m+1，n+1(ω_m+1，σ_n+1)

以下参照图11的流程图说明上述导通宽度线性插值动作的处理流程。

首先，在第S1步，分别读出电机速度和校正导通率的当前值ω_now、σ_now，在第S2步计算电机转速的当前值和前一值之间的差分Δω_n＝ω_now-ω_last。在第S3步判断速度变动的大小，即进行|Δω_n|的值是否在给定值α以内(是否满足|Δω_n|≤α)的判断。当速度变动比给定值α大(在第S3步中为NO)，进入到后述的第S10步的处理。当速度变动在给定值α以内(在第S3步中为YES)，在第S4步和第S5步中判定包围上述(ω_now，σ_now)的点的4个点①～④是否存在。如果包围上述(ω_now，σ_now)的点的4个点不存在(在S4和S5中为NO)，则进入到后述的第S9步的处理。如果包围(ω_now，σ_now)的点的4个点存在(在S4和S5中为YES)，在第S6步中从表中读出包围(ω_now，σ_now)的点的4个点，在第S7步中进行式(15)、式(16)所示的W_1-2、W_3-4的运算，在第S8步中利用W_1-2和W_3-4的值如式(17)所示进行(ω_now，σ_now)的点的线性插值。

在第S9步，当在第S4或S5步中为NO，即只是包围(ω_now，σ_now)的点的4个点不存在时，将导通宽度W设定为下限值W_lower。又，在第S10步，当在第S3步中为NO，即只是速度变动比给定值α大时，将导通宽度设定为初始值W_ini。在第S11步，分别在ω_last中保存ω_now的值，在W_now中保存W的值，结束这一次的处理。然后，重复以上的处理。

如以上所述，即使在表中没有保存数据的情况，对于所有运行条件也可以进行最优导通宽度设定。

(实施例7)

利用有关本发明的导通相位设定装置14的实施例，说明具体的导通相位设定方法。

图12为表示在某种运转条件下对导通相位设定值β与校正导通率σ的特性曲线。在图12的特性1的曲线中，在最小校正导通率σ_min时的导通相位β_s1为最佳导通相位，如果导通相位设定为β_s1，电机输入最小，即电机效率最大。

此外，在图12中横轴的导通相位设定值越向右越成为行进相位。在本实施例中，导通相位设定装置，在最大效率控制模式中，自动控制到让该校正导通率成最小的导通相位β_s1上。又，在最大力矩控制模式中，将校正导通率的当前值和预先设定的校正导通率的基准值进行比较，当校正导通率的当前值在校正导通率的基准值以上时，让导通相位设定值自动增加规定的导通相位变化量。

以下，参照图13说明导通相位设定装置14中导通相位的设定方法。

图13为表示有关本发明的导通相位设定装置中的处理的流程图。首先在第S21步，判断是否经过了规定时间。如果没有经过规定时间(在S21中为NO)，在经过规定时间之前，停止后述的处理。在第S22步中计算电机转速的当前值和前一值的差分Δω_n＝ω_now-ω_last。第S23步中判断速度变动的大小，即、进行|Δω_n|的值是否在给定值α以内(是否满足|Δω_n|≤α)的判断。

当速度变动比给定值α大(在第S23步中为NO)时，进入到后述的第S32步以后的处理。当速度变动在给定值α以内(在第S23步中为YES)时，在第S24步中读出校正导通率的当前值σ_now，并在第S25步中进行控制模式的切换。当控制模式切换电平为High(在S25中为NO)时，切换到最大力矩控制模式，在第S27步中计算由式(18)表示的校正导通率的当前值和预先设定的校正导通率的基准值之间的差分，在第S28步中判定上述校正导通率的差分Δσ_s的正负。

【数式18】Δσ_s＝σ_now-σ_s  ………………………………(18)

式中，σ_now为校正导通率的当前值，σ_s为预先设定的校正导通率的基准值。如果Δσ_s为负(在S28中为NO)，则进入到后述的第S32步以后的处理。如果Δσ_s为正(在S28中为YES)，则进入到后述的第S31步以后的处理。

又，在第S25步中当控制模式切换电平为Low(在S25中为YES)时，切换到最大效率控制模式，在第S26步中计算由式(19)表示的校正导通率的当前值和前一值之间的差分，以及导通相位设定值的当前值和前一值之间的差分，在第S29步中判定Δσ和Δβ的正负。

【数式19】

式中，σ_now和σ_last分别为校正导通率的当前值和前一值，β_now和β_last分别为导通相位设定值的当前值和前一值。当Δσ_n×Δβ_n为负(在S29中为NO)时，进入到后述的第S31步以后的处理，。当Δσ_n×Δβ_n为正(在S29中为YES)时，在第S30步中从导通相位设定值的当前值只减去导通相位变化量β_δ。

另一方面，在第S29步中为NO，即、在最大效率控制模式中Δσ_n×Δβ_n为负，或者在第S28步中为YES，即、在最大力矩控制模式中Δσ_s为正时，在第S31步中，从导通相位设定值的当前值只增加导通相位变化量β_δ。又，在第S32步中，在第S23步和在第S28步中为NO，即、只是速度变动比给定值α大或者在最大力矩控制模式中Δσ_s为负时，将导通相位设定值设定为初始值β_ini。在第S33步中，分别在ω_last中保存ω_now的值，在σ_last中保存σ_now的值，在β_last中保存β_now的值，在β_now中保存β的值，结束这一次的处理。然后，按每个规定时间重复以上的处理。

以下，基于图12中的特性1的曲线具体说明如上述那样的最大效率控制模式中的处理。

首先，考虑初始相位为β₁时，或者速度变动比给定值α大时设定为β_ini的情况。从该初始相位只增加导通相位变化量β_δ进入到导通相位β₂。又，导通相位设定值的大小关系为β₁＜β₂，校正导通率的大小关系为σ₂＜σ₁。这时，由于Δσ_n×Δβ_n为负，通过第S29步和第S31步的处理，导通相位进一步增加β_δ达到β₃。然后，如图13所说明的那样，经过反复进行和上述同样的处理，最后导通相位收束到β_S1。

此外，经过反复进行图13所说明的处理，在导通相位收束到β_S1之后，在图12的特性1的曲线中，以导通相位β_S1为中心在β₃～β₄之间变动，但通过选择β_δ的适当值可以让伴随变动引起的电机效率以及输出力矩的降低达到最小限度。

又，在图12中，变更电机转速或者输出力矩的运行条件，电机的动作特性从特性1的曲线变更到特性2的曲线时，首先将导通相位设定值设定为初始值β_ini2，经过反复进行上述处理，可以自动控制到最佳相位β_S2上。

如上所述，无论怎样的运行状况，都能进行最佳导通相位设定，可以实现电机效率和输出力矩均极优的电机驱动系统。

又，图14为表示有关本发明的导通相位设定装置14的一系列处理的第2流程图。首先在第S41步，判断是否经过了规定时间。如果没有经过规定时间(在S41中为NO)，则在经过规定时间之前，停止后述的处理。第S42步中计算电机转速的当前值和前一值的差分。

第S43步中判断速度变动的大小，即、进行|Δω_n|的值是否在给定值α以内(是否满足|Δω_n|≤α)的判断。当速度变动比给定值α大(在第S43步中为NO)时，进入到后述的第S53步以后的处理。当速度变动在给定值α以内(在第S43步中为YES)时，在第S44步中读出校正导通率的当前值并在第S45步中进行由式(20)表示的导通相位变化量的校正运算。

【数式20】 ${\mathrm{\β}}_{\mathrm{\δ}}={\mathrm{\β}}_{\mathrm{\δ}0}\×(1+\frac{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{now}}-{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{last}}}{{\mathrm{\σ}}_{\mathrm{last}}+\mathrm{\δ}})\·\·\·\·\·\·\·\·\·\left(20\right)$

式中，β_δ和β_δ0为导通相位变化量的当前值和前一值，σ_now和σ_last为校正导通率的当前值和前一值。又，δ是为防止被零除的微小量。然后，在第S46步进行控制模式的切换。

当控制模式切换电平为High(在S46中为NO)时，切换到最大力矩控制模式，并在第S47步中计算校正导通率的当前值和预先设定的校正导通率的基准值之间的差分，在第S49步中判定校正导通率的差分Δσ_s的正负。如果Δσ_s为负(在S49中为NO)，则进入到后述的第S53步以后的处理。如果Δσ_s为正(在S49中为YES)，则进入到后述的第S52步以后的处理。

又，在第S46步中，当控制模式切换电平为Low(在S46中为YES)时，切换到最大效率控制模式，在第S48步中计算校正导通率的当前值和前一值之间的差分以及导通相位设定值的当前值和前一值之间的差分，在第S50步中判定Δσ和Δβ的正负。当Δσ_n×Δβ_n为负(在S50中为NO)时，进入到后述的第S52步以后的处理，。当Δσ_n×Δβ_n为正(在S50中为YES)时，在第S51步中从导通相位设定值的当前值只减去导通相位变化量β_δ，然后进行后述的第S55步的处理。

在第S52步中，在第S50步中为NO或者在第S49步中为YES，即、只在最大效率控制模式中Δσ_n×Δβ_n为负或者最大力矩控制模式中Δσ_s为正时，从导通相位设定值的当前值只增加导通相位变化量β_δ，然后进行后述的第S55步的处理。又，在第S53步中，在第S43步和在第S49步中为NO，即、只是速度变动比给定值α大或者在最大力矩控制模式中Δσ_s为负时，将导通相位设定值设定为初始值β_ini，并在第S54步中，在新读出导通相位设定值的上限值β_upper和下限值β_lower之后，进行后述的第S57步的处理。

然后，在第S55步中判定导通相位设定值是否在上限值β_upper和下限值β_lower的范围内。在第S55步中如果导通相位设定值在上限值β_upper和下限值β_lower的范围内(在S55中为YES)，则进行后述的第S57步以后的处理，如果导通相位设定值不在上限值β_upper和下限值β_lower的范围内(在S55中为NO)，则在第S56步中将导通相位设定值设定成上限值β_upper或者下限值β_lower。在第S57步中，分别在ω_last中保存ω_now的值，在σ_last中保存σ_now的值，在β_last中保存β_now的值，在β_now中保存β的值，在β_δ0中保存β_δ的值，结束这一次的处理。然后，按每经过规定时间重复以上的处理。

如上所述，由于使导通相位设定值增减的单位量的导通相位变化量，根据校正导通率的前一值和当前值的变化比例进行线性补偿，所以和图13的导通相位设定装置相比，可以高速将导通相位设定值设定到根据电机转速或者负载力矩等运行条件变动的最佳导通相位上。

(生产业上的可利用性)

依据本发明之1和2所述的发明，可以进行分别在低速区域让电机效率最大、在高速区域让输出力矩最大的导通相位的设定，在各个控制模式中可以实现导通相位的最优化，在整个速度区域获得极优的速度控制，进一步，由于在低速区域一直让电机效率最大，因此可以实现降低消耗电能，达到节能的效果。

依据本发明之3所述的发明，可以进行分别在轻负载区域让电机效率最大、在重负载区域让输出力矩最大的导通相位的设定，在各个控制模式中可以实现导通相位的最优化，在整个负载区域获得极优的力矩控制，进一步，由于在轻负载区域一直让电机效率最大，因此可以实现降低消耗电能，达到节能的效果。

依据本发明之4所述的发明，可以进行分别在低输出区域让电机效率最大、在高输出区域让输出力矩最大的导通相位的设定，在各个控制模式中可以实现导通相位的最优化，在整个负载区域不仅可以获得极优的速度、力矩控制，而且由于等价电机输出是通过运算导出，因此可以实现电动汽车等中所需要的高精度恒定输出控制。

依据本发明之5所述的发明，可以确保伴随控制模式切换的控制稳定性，并且可以降低噪音、振动，实现更加稳定的电机驱动系统，到达更高精度的速度、力矩控制的效果。

依据本发明之6所述的发明，在高速区域或者重负载区域中可以提高矩形波导通时的无位置传感器控制的可靠性，与以基本导通宽度固定时比较可以实现更高速区域或者更重负载区域的无位置传感器控制。

依据本发明之7所述的发明，可以确保伴随导通宽度变更的控制稳定性并且可以降低噪音、振动，实现更加稳定的电机驱动系统，达到进一步提高无位置传感器控制中的可靠性的效果。

依据本发明之8所述的发明，由于导通宽度的设定值一直处于根据电机转速和校正导通率中至少一个的所设定的下限值的范围内，所以例如即使在转速大幅度变更的情况下，也可以防止电机的失控和效率大幅度降低，实现更加稳定的电机驱动系统。

依据本发明之9所述的发明，由于具有根据电机的转速和校正导通率中至少一个而输出导通宽度设定值的数据表，可以大幅度缩短随导通宽度变更所需要的运算时间，由于不需要随导通宽度变更的运算，因此可以减少运算误差，进一步防止随着运算增加引起的电路构成复杂化或者由于运算装置容量增大而引起的成本增加。

依据本发明之10所述的发明，即使数据表中没有导通宽度设定值，也能通过对数据表上的值进行线性插值进行更高精度的导通宽度的设定，并且不需要大量的运算，可以防止运算装置的负载增大所引起的成本提高，同时可以保持同等的成本水平。

依据本发明之11所述的发明，由于在最大效率控制模式中将让校正导通率成为最小的校正导通率的前一值以及这时的导通相位设定值分别与校正导通率的当前值以及这时的导通相位设定值进行比较，根据比较结果让导通相位设定值只增减规定的导通相位变化量作为新的导通相位设定值设定，即使电机转速或负载力矩等运行条件变动时，也可以逐次搜索最佳导通相位，一直让电机效率最大。又，由于在最大力矩控制模式中将校正导通率的当前值与校正导通率的基准值进行比较，如果校正导通率的当前值在校正导通率的基准值以上，则让导通相位设定值只增加给定的导通相位变化量，可以一直让输出力矩最大。因此，无论在怎样的运行状态下都可以进行最佳导通相位的设定，可以实现电机效率和输出力矩均极优的电机驱动系统。

依据本发明之12所述的发明，由于作为使导通相位设定值增减的单位量的导通相位变化量根据校正导通率的前一值和当前值的变化比例进行线性补偿，因此可以将导通相位设定值高速设定到依据电机转速和负载力矩等运行条件而变动的最佳导通相位上，缩短随导通相位的设定的运算时间，进而也可以抑制导通相位设定值收束到最佳导通相位后的相位变动。

依据本发明之13所述的发明，由于只是在电机转速的前一值与当前值之间的差分在某一给定值以下时才变更导通相位、而当电机转速的前一值与当前值之间的差分比某一给定值大时输出预先根据电机转速设定的导通相位，因此即使电机转速大幅度变更，导通相位设定值也可以设定成某种程度适合该转速的导通相位，可以防止电机的失控和效率极端降低的情况，提高电机驱动系统的可靠性。

依据本发明之14所述的发明，可以确保导通相位变更时的控制稳定性并且可以降低噪音、振动，实现更加稳定的电机驱动系统，可以抑制电源电压、电流的变动。

依据本发明之15所述的发明，由于在根据电机转速和校正导通率中至少一个而设定的导通相位的上限值和下限值的范围内、将导通相位设定值只增减给定的导通相位变化量，因此，即使在电机转速大幅度变更时，在最佳导通相位的搜索处理中，也可以防止电机的失控和效率极端降低的情况，提高无位置传感器控制中的可靠性，实现稳定的电机驱动系统。

依据本发明之16所述的发明，通过具有根据向电机提供施加电压的导通宽度或者校正导通率和电机的转速中的至少一个而输出导通相位设定值的数据表，可以大幅度缩短导通相位设定需要的运算时间，由于不需要导通相位设定的运算，因此可以减少运算误差，进一步防止随着运算增加引起的电路构成复杂化或者运算装置容量增大所导致的成本增加。

依据本发明之17所述的发明，即使数据表中没有导通相位设定值时，通过根据数据表上的值进行线性插值，可以进行更高精度的导通相位的设定，并且不需要大量的运算，可以防止运算装置的负载增大所引起的成本提高，同时可以保持同等的成本水平。

Claims (17)

1.一种电机控制装置，是利用电枢绕组的电感变化以及伴随电枢电流所产生的磁阻力矩的电机或者利用所述磁阻力矩和伴随永久磁铁的磁束以及电枢电流所产生的磁力矩的电机的电机控制装置，其特征是包括，

检测转子的转动相位的转子相位检测装置、

将有关根据所述转子相位检测装置所检测的转动相位所获得的所述电机的转动输出的值、和有关预先设定的转动输出的基准值进行比较的比较装置、

根据所述比较装置的比较结果、切换设定控制模式的控制模式切换装置、

根据由所述控制模式切换装置所切换设定的控制模式、在每一规定时间设定导通相位值的导通相位设定装置、

根据由所述转子相位检测装置所检测的转动相位和由所述导通相位设定装置所设定的导通相位值、向所述电机中每个驱动元件分配导通信号的导通分配装置，

当由所述比较装置判定有关所述电机的转动输出的值在所述设定的基准值以下时，所述控制模式切换装置选择最大电机效率控制模式、所述导通相位设定装置设定让所述电机的电机效率成为最大的导通相位，当所述比较装置判定有关所述电机的转动输出的值比所述设定的基准值大时，所述控制模式切换装置选择最大输出力矩控制模式、所述导通相位设定装置设定让所述电机的输出力矩成为最大的导通相位。

2.根据权利要求1所述的电机控制装置，其特征是，有关所述电机的转动输出的值是所述电机的转速，所述预先设定的基准值是转速设定基准值。

3.根据权利要求1所述的电机控制装置，其特征是，有关所述电机的转动输出的值，是根据向所述电机提供施加电压的导通率和向所述电机提供施加电压的最大值、唯一导出的校正导通率，所述预先设定的基准值是校正导通率设定基准值。

4.根据权利要求3所述的电机控制装置，其特征是，有关所述电机的转动输出的值，是根据所述校正导通率和所述电机的转度、唯一导出的等价电机输出，所述预先设定的基准值是等价电机输出设定基准值。

5.根据权利要求1～4中任意一项所述的电机控制装置，其特征是，所述控制模式切换装置，具有通过在所述控制模式切换的前后具有的磁滞特性、能进行控制模式的切换的装置。

6.根据权利要求1～4中任意一项所述的电机控制装置，其特征是，还包括在所述最大电机效率控制模式中，将向所述电机提供施加电压的导通宽度设定成给定的上限值，在所述最大输出力矩控制模式中，根据所述电机的转速和所述校正导通率中的至少一个、对所述导通宽度进行变更的导通宽度变更装置。

7.根据权利要求6所述的电机控制装置，其特征是，所述导通宽度变更装置，具有通过在所述导通宽度变更的前后具有的磁滞特性、能进行导通宽度的变更的装置。

8.根据权利要求6所述的电机控制装置，其特征是，所述导通宽度变更装置，在根据所述电机的转速和所述校正导通率中的至少一个而设定的所述导通宽度的下限值的范围内变更所述导通宽度。

9.根据权利要求1～4中任意一项所述的电机控制装置，其特征是，所述导通宽度变更装置进一步包括，对于根据所述电机的转速和所述校正导通率中的至少一个、输出所述电机的导通宽度设定值的导通宽度存储装置，根据所述电机的转速和所述校正导通率中至少一个，从所述导通宽度存储装置中读出相当的导通宽度。

10.根据权利要求1～4中任意一项所述的电机控制装置，其特征是，所述导通宽度变更装置进一步包括，对于所述电机的转速和所述校正导通率中的至少一个、保存规定所述电机的导通宽度的变化特性的值的导通宽度设定值存储装置，和根据保存在所述导通宽度设定值存储装置中的值、对导通宽度进行线性插值的导通宽度线性插值装置，根据所述电机的转速和所述校正导通率中的至少一个、从所述导通宽度设定值存储装置中读出相当的值并由所述导通宽度线性插值装置进行线性插值处理。

11.根据权利要求1～4中任意一项所述的电机控制装置，其特征是，所述导通相位设定装置，在所述最大电机效率控制模式中、将让所述校正导通率成为最小的所述校正导通率的前一值以及这时的导通相位设定值、与所述校正导通率的当前值以及这时的导通相位设定值分别进行比较，根据比较结果，让导通相位设定值只增减给定的导通相位变化量而作为新的导通相位设定值设定，在所述最大输出力矩控制模式中、将所述校正导通率的当前值与所述校正导通率的基准值进行比较，如果所述校正导通率的当前值在所述校正导通率的基准值以上，则让所述导通相位设定值只增加给定的导通相位变化量。

12.根据权利要求11所述的电机控制装置，其特征是，所述导通相位设定装置，根据所述校正导通率的前一值和当前值的差分、补偿所述导通相位变化量。

13.根据权利要求11所述的电机控制装置，其特征是，所述导通相位设定装置，只是在所述电机的转速的前一值与当前值之间的差分在给定值以下时才变更所述导通相位，当所述电机的转速的前一值与当前值之间的差分比给定值大时，输出预先根据所述电机的转速设定的导通相位。

14.根据权利要求11所述的电机控制装置，其特征是，所述导通相位设定装置包括在所述导通相位变更的前后具备磁滞特性的导通相位变更装置。

15.根据权利要求11所述的电机控制装置，其特征是，所述导通相位设定装置，在根据所述电机的转速和所述校正导通率中的至少一个而设定的所述导通相位的上限值和下限值的范围内，让所述导通相位设定值只增减给定的导通相位变化量。

16.根据权利要求1～4中任意一项所述的电机控制装置，其特征是，所述导通相位设定装置进一步包括，对于向所述电机提供施加电压的导通宽度或者所述校正导通率或所述电机的转速中的至少一个、保存能让电机效率的最大值或电机力矩的最大值具现的相位的导通相位存储装置，根据向所述电机提供施加电压的导通宽度或者所述校正导通率或所述电机的转速中的至少一个，从所述导通相位存储装置中、作为让所述电机效率或所述电机力矩成为最大的相位、读出相当的导通相位设定值。

17.根据权利要求1～4中任意一项所述的电机控制装置，其特征是，所述导通相位设定装置进一步包括，对于向所述电机提供施加电压的导通宽度或者所述校正导通率或所述电机的转速中的至少一个、保存规定能获得电机效率的最大值或电机力矩的最大值的相位的变化特性的值的导通相位设定值存储装置、和根据保存在所述导通相位设定值存储装置中的值、对导通相位进行线性插值的导通相位线性插值装置，根据向所述电机提供施加电压的导通宽度或者所述校正导通率或所述电机的转速中的至少一个，从所述导通相位设定值存储装置中读出相当的值，由所述导通相位线性插值装置进行线性插值，并进行作为让所述电机效率或所述电机力矩成为最大的相位的设定。

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