CN1122356C - 同步电动机驱动方法、压缩机驱动方法、用于这种方法的装置和无刷电动机驱动装置 - Google Patents

同步电动机驱动方法、压缩机驱动方法、用于这种方法的装置和无刷电动机驱动装置 Download PDF

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Abstract

当为了对有周期性能转矩变化的负载用由逆变器(5)控制的同步电动机(6)进行扭矩控制以抑制一转中的速度变化时，使用一种安排，其中包括控制装置(8)、(10)以控制逆变器(5)，以在电流波形或电压纹形的幅值和相位上叠加一个变化量，以实现扭矩控制，从而在最高效率条件下，用实际的安排来减小周期性间歇负载的低速振动。

Description

同步电动机驱动方法、压缩机驱动方法、 用于这种方法的装置和无刷电动机驱动装置
技术领域
本发明涉及一种同步电动机驱动方法、压缩机驱动方法、用于这些方法的装置、和无刷DC电动机驱动装置。本发明特别涉及一种用于使用逆变器驱动无刷DC电动机之类的同步电动机所用的同步电动机驱动方法以及用于该方法的装置，和用于使用由这种方法或装置驱动的同步电动机来驱动压缩机的压缩机驱动方法以及用于这种方法的装置，和用于使用逆变器驱动无刷DC电动机的无刷DC电动机驱动装置。
背景技术
过去，已知有一种扭矩调节技术(参考日本专利公开公报特开平第6-42789号)，这种技术控制逆变器电动机的输入电压或输入电流，从而减小了具有一个气缸的压缩机的一转中的转速变化之后的振动。
另外，无刷DC电动机被大力地使用为驱动源，由于无刷DC电动机已有的位置检测结构而比AC电动机更容易进行扭矩控制。
在无刷DC电动机中，当使用面磁安排无刷DC电动机(其中转子有永久磁铁，设置在转子表面上)，且扭矩受控时，已知一种不降低效率的驱动方法，即将d轴电流控制为0(对电动机扭矩发生器无影响)，即由于电动机速度(电流相位等于0)将电流的相位控制为和发生电压相位相同的方法。这种方法由于使控制简易而广泛使用。
另一方面，嵌入磁铁安排的无刷DC电动机(其中转子有永久磁铁嵌在转子内部)可同时输出两个发生扭矩，即磁扭矩和磁阻扭矩。因此，嵌入磁的安排的无刷DC电动机具有特征的效应，使得通过确定两个足以响应一个负荷转矩的转矩的分配而实现高于表面磁铁安排的无刷DC电动机的效率，从而确定电流有极小值而总转矩有极大值(下文称为“最大扭矩控制”)。近年来，嵌入磁铁安排的无刷DC电动机在特别要求节约能源的空调器等的应用中有所改进展。
此外，用于控制嵌入磁铁安排无刷DC电动机的最大扭矩控制方法在“适用于嵌入磁铁安排的PM电动机的控制方法(Umekomi-jishaku-kouzou-PM-mota ni tekishita seigyohou)”(Motimoyo等，Denki-gakkai HandoutaiDenryoku Kenkyuukai Shiryou SPC-92-5)中有叙述。已知其中最大扭矩控制由根据由电动机的电气常数决定的关系方程式来控制d轴与q轴电流来实现。
但是，当最大扭矩控制和扭矩控制相互结合时，产生了下述不便：
(1)产生了由电动机温度和磁饱和引起的模拟误差，从而不能持续地满足最大扭矩条件。并且，为了解决由电动机的模拟误差引起的问题(尤其是温度升高后绕组电阻和速率电动势常数的变化，以及由磁饱和引起的d-轴、和q-轴电感值和速率电动势常数的变化)，应实际测量和考虑由温度和磁性饱和引起的各种参数的变化，并在操作中加以考虑。这在实际应用中非常困难。
(2)当最大扭矩控制和抵消对振动中不大影响的谐波分量(直到高次谐波)的扭矩控制结合时，电功率消耗超过必需值，从而不能实现以高效率驱动。
(3)峰值电流因扭矩控制而增加，从而峰值电流超过逆变器电流的限制值。因此，操作点将移离最大扭矩控制的操作点，从而效率相应下降。
本发明的公开
鉴于上述问题而提出本发明。
本发明的一个目的是提供一种同步电动机驱动方法、压缩机驱动方法、和用于该方法的装置，以实现由最大效率条件驱动周期性间歇负载的扭矩控制，它有实用的安排，并减小低速振动。
本发明的另一个目的是提供一种无刷DC电动机驱动装置，用于扩大驱动范围，并改进效率。
根据本发明的第一实施例的同步电动机驱动方法是：当为了通过由逆变器控制的同步电动机，抑制在一转中的速度变化而进行扭矩控制时，在电流波形或电压波形的振幅和相位上重叠一变化量，其中电动机驱动有周期性扭矩变化的负载。
本发明的第二个实施例的同步电动机驱动方法的方法是：根据振幅的变化量来控制相位中的变化量，其中相位的变化量根据扭矩控制部分的输出来控制。
本发明的第三实施例的同步电动机驱动方法是：根据相位中的变化量控制振幅中的变化量，相位中的变化量根据扭矩控制部分的输出来控制。
本发明的第四实施例的同步电动机驱动方法是：根据扭矩控制部分的输出控制振幅中的变化量，并根据和有关效率的检测量控制相位中变化量的方法。
本发明的第五实施例的同步电动机驱动方法是：根据扭矩控制部分的输出控制相位中的变化量，根据有关效率的检测量控制振幅中的变化量的方法。
根据实施例六的同步电动机驱动方法是使用将频带限制在负载扭矩波形的基波和低次谐波的量作为变化量的方法。
根据实施例七所述的同步电动机驱动方法是使用将频带限制在负载扭矩波形的基波的量作为变化量的方法。
根据实施例八的同步电动机驱动方法是用于将负载扭矩波形的三次谐波叠加在幅值变化量上的方法。
本发明的第九实施例的同步电动机驱动方法还包含通过结合第一中心点和第二中心点之间的电压差积分，以检测同步电动机转轴的极点位置的方法，其中第一中心点由一端连接到逆变器每相位的输出端，另一端相互连接的各电阻得到，第二中心点电压通过使同步电动机每相的定子绕组的一端互相连接而得到。
根据本发明的第十实施例的压缩机驱动方法是：使用同步电动机驱动一个气缸压缩机的方法，其中同步电动机由第一到第九实施例中的一种同步电动机驱动方法驱动。
根据根本法的第十一实施例的同步电动机驱动方法包含逆变器控制装置，用于控制逆变器，从而当为了通用同步电动机抑制一转中的速度变化而进行扭矩控制时，在电流波形和电压波形的振幅和相位上叠加一个变化量，该逆变器的电动机驱动具有周期扭矩变化的负载。
根据本发明的第十二实施例的同步电动机驱动装置将用于根据振幅的变化量控制相位变化量的装置用作逆变器控制装置，其中振幅变化量根据扭矩控制部分的输出来控制。
根据本发明的第十三实施例的同步电动机驱动装置将用于根据相位变化量控制振幅变化量的装置用作逆变器控制装置，其中振幅变化量根据扭矩控制部分的输出来控制。
根据本发明的第十四实施例的同步电动机驱动装置将用于根据扭矩控制部分的输出控制振幅的变化量，以及根据相应于效率的检测量控制相位的变化量的装置用作逆变器控制装置。
根据本发明的第十五实施例的同步电动机驱动装置将用于根据扭矩控制部分的输出控制相位变化量，以及根据相应于效率的检测值控制相位变化量的装置用作逆变器控制装置。
根据实施例十六的同步电动机驱动装置使用这样的装置，用于使用将频带限制在负载扭矩波形基波和低次谐波的量作为变化量的装置。
根据实施例十七的同步电动机驱动装置将用于将频带限制在负载扭矩波形的基波的量作为变化量的装置用作逆变器控制装置。
根据实施例十八的同步电动机驱动装置将用于把负载扭矩波形的三次谐波叠加到幅值变化量上的装置用作逆变器控制装置。
根据本发明的第十九实施例的同步电动机驱动装置还包含各一端连接到逆变器的每一相的输出终端，而另一端相互连接的电阻，从而得到第一中心点电压，其中同步电动机的每一相的每一个定子绕组在一端相互连接，从而得到第二中心点的电压；还包含积分装置，用于对第一中心点电压和第二中心点电压之差进行积分而得到积分信号，还包含极点位置检测装置，用于根据积分信号检测同步电动机转轴的极点位置。
根据本发明的第二十实施例的压缩机驱动装置是：用于使用同步电动机驱动一个气缸压缩机的装置，其中同步电动机由第十一到第十九实施例中的一个同步电动机驱动装置来驱动。
根据本发明的第21实施例的无刷DC电动机驱动装置包含各有一端连接到逆变器每相的一个输出终端，其另一端相互连接到的电阻，从而得到第一中心点的电压，其中无刷DC电动机的每相的每一个定子绕组在一端互相连接端，从而得到第二中心点电压，还包含积分装置，用于对第一中心点电压和第二中心点电压之差积分而得到积分信号；极点位置检测装置，用于检测无刷DC电动机转轴的极点位置；逆变器控制装置，用于控制逆变器，使对负载扭矩超前的相位的变化电压叠加在和负载扭矩的间隙同步的在平均电压指令，以施加在无刷DC电动机上；以及峰值变化抑制装置，用于抑制积分信号峰值中的变化。
根据本发明的第22实施例的无刷DC电动机驱动装置使用峰值变化抑制装置，它包含用于对逆变器间隙进行的分割装置；用于判断每个分割间隙积分信号电平是大是小的判断装置；以及逆变器电压相位控制装置，用于对应于表示积分信号大的判断结果，延迟逆变器电压相位，而对应于表示积分信号值小的判断结果，前移逆变器电压相位。
根据本发明的第23实施例的无刷DC电动机驱动装置包含各有一端连接到逆变器每相的一个输出终端，另一端相互的电阻，从而得到第一中心点电压；其中无刷DC电动机每相的每一个定子绕组互相连接，从而得到第二中心点的电压；还包含积分装置，用以将第一中心点和第二中心点的电压之差积分以得到积分信号；极点位置检测装置，用以根据积分信号检测无刷DC电动机转轴的极点位置；逆变器控制装置，用以控制逆变器，使对于根据负载扭矩相位超前的变化相位叠加在与负载间隙同步的平均值相位指令上，以施加在无刷DC电动机上；以及峰值变化抑制装置，用以抑制积分信号的峰值变化。
根据本发明的第24实施例的无刷DC电动机驱动装置使用峰值变化抑制装置，它包含用于对逆变器间隙进行分割的分割装置，用于判断每一个分割间隙的积分信号值对是大是小的判断装置，以及逆变器电压振幅控制装置，用以根据表示积分信号的值大的判断结果，增加逆变器电压幅值，而根据表示积分信号的值小的判断结果减小逆变器电压幅值。
当使用根据本发明的第一实施例的同步电动机驱动方法时，当为了抑制一转中的速度变化而用带逆变器控制的同步电动机执行扭矩控制时，将变化量叠加在电流波形或电压波形的幅值和相位上，该电动机驱动具有周期扭矩模具变化的负载。因此，实现了扭矩控制，它使用实用的安排，在最大效率条件下(或在更高效率条件下)驱动具有周期间隙的负载，从而减小了低速的振动。下面更为详细地描述其操作。
当将嵌入磁性安排的无刷DC电动机的最大扭矩控制方法的范围用于使用在一转中具有间隙负载扭矩的周期负载的情况时，不言而喻电流幅值和电流相位足够在一转中变化，如图3中所示。即知道可以用简单的波形控制量来替代根据最大扭矩控制法模型的复杂操作。因此，在每一种驱动条件下，通过适当校正直流分量与电流幅值的变化分量的和电流相位，准确实现最大扭矩控制(如图3中所示)。当然，电压的幅值和电压的相位可在一转中变化，如图2或4所示，而不改变一转中电流幅值和电流相位的变化。
当使用根据本发明的第二实施例的同步电动机驱动装置驱动方法时，相位的变化量根据幅值的变化量控制，而后者则根据扭矩控制部分的输出控制。因此，执行类似于第一实施例的操作。
当使用根据本发明的第三实施例的同步电动机驱动方法时，根据相位中的变化量控制幅值变化量，而前者则根据扭矩控制部分的输出控制。因此，执行类似于第一实施例的操作。
当使用根据本发明的第四实施例的同步电动机驱动方法时，根据扭矩控制部分的输出控制幅值变化量，根据有关效率的检测值控制相位变化量。因此，实现了包括铁损耗在内的控制，铁损在最大扭矩控制方法中是不加考虑的。而且执行类似于第一实施例的操作。在这一方面，当使用最大扭矩范围控制方法时，电动机电流最小化仅仅使铜耗最小。此外，最大效率控制的范围公布在“具有高效率和节能的无刷DC电动机的驱动方法(burashiresu DC mota no shou-eneruge-koukouritsu untenhou)”中(Morimoto等人，Dengakuron D，第112-3卷，第285页(Hei 4-3))，但在模拟误差时存在类似于最大扭矩控制的问题(1)，因为铁损被确定为常量。因此，包括铁损在内的控制通过使用第四实施例的方法来实现。
当使用根据本发明的第五实施例的同步电动机驱动方法时，根据扭矩控制部分的输出控制相位的变化量，而根据有关效率的检测值控制幅值的变化量。因此，实现了包括铁损在内的控制，这在最大扭矩控制方法中未加考虑。另外，执行和第一实施例类似的操作。
当使用根据实施例六的同步电动机驱动方法时，将频带限制在负载扭矩波形的基波和低次谐波的量被用作变化量。因此，执行类似于第一到第五实施例的操作。这里更为详细地描述操作。
在负载扭矩波形分量中，电流幅值或电流相位的变化分量的频带容易地被限制在对振动给出极大影响的谐波分量(例如，对于间隙负载的单缸压缩机的一次谐波和二次谐波：高次扭矩变化分量对旋转和振动的变化由于旋转的变化而给出较小的影响，因为飞轮效应(转动惯量效应)随着频率而改进了)。由于上述操作而防止了不必要的电力消耗，从而可能以更高的效率驱动。当然，可以使用电压来代替电流。
当使用根据实施例七的同步电动机驱动方法时，将频带限制在负载扭矩波形的量被用作变化量。因此，执行类似于第一到第五实施例之一的操作。另外，由于上述操作防止了不必要的电力消耗，从而可能以更高的效率驱动。
当使用根据实施例八的同步电动机驱动方法时，负载扭矩波形的三次谐波叠加在幅值的变化量上。因此，容易抑制峰值电流，产生对逆变器电流的上限的限制，从而在负载扭矩的更宽的范围内在最佳驱动点驱动是可能的。另外，执行类似于第一到第五实施例中的一个的操作。另外，因为转动惯量的作用，存在将三次谐波叠加在振动上的影响较小。
当使用根据本发明的第九实施例的同步电动机驱动方法时，通过对第一中心点电压和第二中心点电压之差的积分，检测同步电动机的转轴的极点位置，第一中心点电压由电阻得到，其中每个电阻有一端连接到逆变器的每相的输出终端，另一端相互连接，第二中心点电压通过将同步电动机的每相定子绕组的一端而互相。因此，检测极点位置不需要提供Hall元件、编码器等等。此外，执行类似于第一到第八实施例的操作。
当使用根据本发明的的第十实施例的同步电动机驱动方法时，使用同步电动机驱动单缸压缩机，该同步电动机由根据第一到第九实施例的同步电动机驱动方法驱动。因此，实现了节能和降低成本。
当使用根据本发明的第十一实施例的同步电动机驱动装置时由逆变器控制装置控制逆变器，从而当为了通过由逆变器控制的同步电动机，抑制一转中的速度变化而执行扭矩控制时，将变化量叠加在电流波形或电压波形的幅值和相位上，其中该电动机驱动具有周期扭矩变化的负载。因此，用实际上的安排实现了扭矩控制，它在最大效率条件(或更高的效率条件)下驱动具有周期间隙的负载，从而减小了低速的振动。
当使用根据本发明的第十二实施例的同步电动机驱动装置时，用于根据幅值变化量控制相位变化量的装置被用作逆变器控制装置，其中幅值变化量根据扭矩控制部分的输出来控制。因此，执行类似于第十一实施例的操作。
当使用根据本发明的第十三实施例的同步电动机驱动装置时，根据相位的变化量控制幅值变化量的装置被用作逆变器控制装置，其中相位变化量根据扭矩控制部分的输出来控制。因此，执行类似于第十一实施例的操作。
当根据本发明的第十四实施例的同步电动机驱动装置时，用于根据扭矩控制部分的输出来控制幅值变化量，并根据相应于效率的检测量控制相位变化量的装置被用作逆变器控制装置。因此，实现了包括铁损耗在内的控制，铁损在最大扭矩控制方法中未加考虑。还有，执行类似于第十一实施例的操作。
当使用根据本发明的第十五实施例的同步电动机驱动装置时，用于根据扭矩控制部分输出来控制相位变化量和根据相应于效率的检测量来控制幅值变化量的装置被用作逆变器控制装置。因此，实现了包括铁损在内的控制，铁损在最大扭矩控制方法中未加考虑。还有，执行类似于第十一实施例的操作。
当使用实施例十六的同步电动机驱动装置时，用于将频带限制在负载扭矩波形的基波和低次谐波的量用作变化量的装置被用作逆变器控制装置。因此，执行类似于第十一到第十五实施例中的一个实施例的操作。另外，由于上述操作而防止了不必要的功率消耗，从而可能以更高的效率驱动。
当使用根据权利要求十七的同步电动机驱动装置时，这样的装置被用作逆变器控制装置，它使用将频带限制在负载扭矩波形的基波的量用作变化量。因此，执行类似于第十一到第十五实施例之一的操作。另外，由于上述操作防止了不必要的电力消耗，从而以更高的效率驱动是可能的。
当使用根据权利要求十八的同步电动机驱动装置时，这样的装置被用作逆变器控制装置，它将负载扭矩波形的三次谐波叠加到幅值变化量上。因此，容易地抑制峰值电流，对逆变器电流的上限产生限制，从而可在负载扭矩更宽的范围内在最佳驱动机点驱动。另外，执行类似于第十一到第十五实施例之一的实施例的操作。另外，因为转动惯量的作用，存在将第三谐波叠加到振动上的影响较小。
当使用根据本发明的第十九实施例的同步电动机驱动装置时，使用电阻得到第一中心点的电压，每一个电阻有一端和逆变器的每相的输出终端连接，另一端互相连接；第二中心点电压使用定子绕组得到，其中同步电动机的每相的每一个定子绕组在一端互相连接，而第一中心点电压和第二中心点电压差由积分装置积分，从而得到积分信号，并由极点位置检测装置根据积分信号检测同步电动机的转子极点位置。因此，检测磁极位置无需提供Hall元件、编码器等等。此外，执行类似于第十一到第十八实施例中的一个的操作。
当使用根据本发明的第二十实施例的压缩机驱动装置时，使用同步电动机驱动单缸压缩机，其中同步电动机由根据第十一到第十九实施例的一个实施例的同步电动机驱动装置驱动。因此，实现了节能和降低成本。下面更详细地描述操作。
当同步电动机的三相/d-、q-坐标转换表示为公式1时，同步电动机的电压方程式表示为公式2，产生扭矩的方程为3，其中使用d-，q-轴电流。其中d-轴是表示由永久磁铁产生的磁通量的方向的轴，q-轴是从d-轴电气位移90度的轴。 u v W cos θ , - sin θ cos ( θ - 2 π 3 ) , - sin ( θ - 2 π 3 ) cos ( θ + 2 π 3 ) , - sin ( θ + 2 π 3 ) q b . . . ( 1 )
τm＝p{Ke·iq+(Lq-Ld)·id·iq}    …(3)
其中，施加给同步电动机的电压表示为公式4，该公式是从公式1转换得到的。用公式2和公式4计算同步电动机的外加电压。
Figure C9719889100143
其中， α = tan - 1 ( v d v q )
其中，p表示磁极对数，R表示绕组电阻，Ld、Lq表示变换到d-，q-坐标系统的自感，Ke表示速度电动势。另外，Ω表示电角度。
当使用面磁安排同步电动机时，Lq＝Ld，因此从公式3知道，d轴电流对扭矩无影响。结果，要使电动机电流最小，d轴电流控制为0即可，即以更高的效率执行扭矩控制。当将这一条件加在公式5上时，可知道需要的电流相位是0(固定)。但是，可知道即使当最大扭矩控制处的电流相位是固定值时，电流相位应该变化如图2所示。
Figure C9719889100151
β = tan - 1 ( i d i q )
其中，图2表示在将电流相位确定为0rad以有效地执行扭矩控制的条件下，电压幅值和电压相位中变化化量的模拟结果，这时使用面磁安排无刷DC电动机(设备常数：p＝2，Ld＝Lq＝5[mH]，Ke＝0.11[V*s/rad]，R＝0.5[Ω]，电源频率：ω＝2π*30[rad/s])。相位中的变化分量变小，因为感应小于嵌入磁性安排无刷DC电动机的感应。因此，扭矩控制的效率改进效果(其中电压幅值和电压相位改变)小于嵌入磁心安排无刷DC电动机。但是，通过使用面磁无刷DC电动机和改变电压幅值和电压相位，得到扭矩控制的效率改进效果。
另一方面，上述“适用于嵌入磁性安排PM电动机(Umekomi-jishaku-kouzou-PM-mota ni tekishita seigyohou)的控制方法”(Motomoyo等人，Denki-gakkai Handoutai Denryoku Kenkyuukai Shiryou)的资料中，嵌入磁性安排同步电动机的最大扭矩(电动机电流最小化)条件由公式6中d-，q-轴电流给出。在这种条件下产生的扭矩由公式7表示，该公式从公式3和公式6得到。
其中，ρ为Lq/Ld τ m = p { 0.5 · K c - i q + 0.5 · i q K c 2 + 4 · ( 1 - p ) 2 · L d 2 · i q 2 } . . . ( 7 )
即，知道当为了使电动机电流最小化而进行扭矩控制时，d-，q-轴电流的分布应该按扭矩大小适当调节。
此外，对于作为同步电动机的一种的磁阻电动机(只有磁阻扭矩驱动)，已知道通过将在公式6中速度电动电压常数确定为0，45度的电流相位是最大扭矩控制条件。在磁阻电动机中，一般进行的设计是，即将电感L确定得较大，以得到磁阻转矩，从而应该将电压相位中的变换分量取得较大。因此，通过改变电压幅值和电压相位来执行扭矩控制，实现了类似于嵌入磁性安排无刷DC电动机的效率改进效果。
其中，根据公式6和公式7考虑到，诸如压缩机之类的负载(它在一转中改变其负载扭矩)由嵌入磁性安排无刷DC电动机驱动(设备常数：p＝2，Ld＝8.7[mH]，Lq＝22.8[mH]，Ke＝0.11[V*s/rad]，R＝0.5[Ω]，电力频率：ω＝2π*30[rad/s])，并知道d-，q-轴电流应该按转子旋转位置(极点位置)而改变(如图1中所示)。
此外，当得到的d-，q-轴电流(图1中所示)用公式5转换为实际电流的幅值和相位时，得到图3中描述的幅值和相位。已知道为了在电动机电流最小化的条件下产生和间隙负载一致的电动机扭矩，应该改变电流幅值和电流相位。根据这一点，通过使用简单的控制(即调节电流幅值和电流相位中的变化分量的大小和相位)，可实现电动机电流最小化的扭矩控制。因此，不需要使用许多模拟常数的复杂的操作，而且不需要因考虑温升和磁饱和的影响而进行的测量每一条件下许多模拟常数的人工。
此外，当使用公式2和4得到所需的外加电压时，如图4所示得到外加电压。已知在施加电压的幅值和相位应该改为和负载扭矩中的间断同步，电动机电流也类似。
此外，图3和图4中的短划线表示波形的平均值。
当使用根据本发明的第21实施例的无刷DC电动机驱动装置时，使用电阻得到第一中心点电压，每个电阻有一端连接到逆变器的每相的一个输出终端，而另一端相互连接；第二中心点电压通过使用无刷DC电动机每相的每个定子绕组得到，定子绕组在一端互相连接；用积分装置对第一中心点电压和第二中心点电压之差积分，从而得到积分信号；由极点位置检测装置根据积分信号检测无刷DC电动机转轴的极点位置；逆变器控制装置用于控制逆变器使相对于负载扭矩相位超前的变化电压叠加在与负载扭矩的间隙同步的平均电压值，以通过使用逆变器的逆变器控制装置施加给无刷DC电动机。还有，在操作中，通过峰值变化抑制装置抑制积分信号的峰值变化。
因此，不利条件由于积分信号和电动机周期的一致而产生的差频现象而大受抑制。结果，使极点位置检测信号稳定，从而使无刷DC电动机的驱动范围变大。另外，改进了无刷DC电动机的效率。
当使用根据本发明的22实施例的无刷DC电动机驱动装置时，为了抑制积分信号中的峰值变化，用分划装置对逆变器间隙分划，积分信号的电平在每一个经划分的间隙由判断装置判断该值是大是小。并且，逆变器电压相位通过逆变器电压相位控制装置，其积分信号的电平判断结果大的加以延迟，积分信号的电平判断结果小的加以提前。
因此，执行类似于21实施例的操作。
当使用本发明的23实施例的无刷DC电动机驱动装置时，用电阻得到第一中心点电压，其中每个电阻有一端连接到逆变器的每相的一个输出终端，另一端相互连接；第二中心点电压使用无刷DC电动机的每相的每个定子绕组而得到，其中定子绕组在一端相互连接；并通过积分装置对第一中心点电压和第二中心点电压之差积分，从而得到积分信号；由极点位置检测装置根据积分信号检测到无刷DC电动机的转轴的极点位置，将比负载扭矩相位超前的变化相位叠加在与一负载扭矩间隙同步的平均值相位，指令上以由用逆变器的逆变器控制装置施加到无刷DC电动机。并且，在操作过程中，由峰值变化抑制装置抑制了积分信号的峰值变化。
因此，由于积分信号和电动机周期的一致而产生差频现象而大大抑制了不利条件。结果，使极点位置检测信号稳定，从而无刷DC电动机的驱动范围变大。另外，改进了无刷DC电动机的效率。
当使用根据本发明的24实施例的无刷DC电动机驱动装置时，为了抑制积分信号的峰值的变化，由分划装置对逆变器间隙划分，并对每一个经划分的间隙由判断装置判断积分信号的值是大是小。并且通过逆变器电压幅值控制装置，使逆变器电压幅值根据表示积分信号值判断结果大的予以增加，并根据表示积分信号值判断结果小的予以减小。
因此，执行类似于第23实施例的操作。
附图概述
图1是图表，分别描述转子的位置角和扭矩之间的关系，扭矩和d-，以及q-轴电流之间的关系，以及转子的位置角和d-，q-轴之间的关系；
图2是图表，分别描述在面磁安排无刷DC电动机中将电流相位确定为0rad的情况下，电压幅值和电压相位中变化的分量，以及负载扭矩的基波的模拟结果；
图3是图表，分别描述为得到图1中所示d-，和q-轴电流每相电动机电流的相位和幅值，以及负载扭矩基波；
图4是图表，描述为得到图1所示的d-，q-轴电流的每相的电动机外加电压的相位和幅值；
图5是方块图，描述了根据本发明的同步电动机驱动装置的实施例；
图6是流程图，对理解图5所示的同步电动机驱动装置的操作是有用的；
图7是方块图，描述根据本发明的同步电动机驱动装置的另一个实施例；
图8是流程图，对理解图7所示的同步电动机驱动装置的操作有用；
图9是方块图，描述根据本发明的同步电动机的驱动装置的另一个实施例；
图10是流程图，对理解图9所示的同步电动机驱动装置的操作有用；
图11是方块图，描述根据本发明的同步电动机驱动装置的另一个实施例；
图12是方块图，对理解图11所示的同步电动机驱动装置的操作有用；
他13是方块图，描述根据本发明的同步电动机驱动装置的另一个实施例；
图14是流程图，对理解图13所示的同步电动机驱动装置的操作有用；
图15是方块图，描述根据本发明的同步电动机驱动装置的另一个实施例；
图16是图表，描述单缸压缩机的压缩扭矩和旋转角之间的关系；
图17是描述压缩扭矩的频率分布图表；
图18是方块图，描述根据本发明的同步电动机驱动装置的另一个实施例；
图19是流程图，对理解图18所示的同步电动机驱动装置的操作有用；
图20是图表，描述当调节电流波形中的三次谐波，从而将大小10％左右扭矩基波的三次谐波叠加在扭矩波形上时，扭矩、电流幅值、电流相位的变化；
图21是电路图，描述根据本发明的同步电动机驱动装置的另一个实施例；
图22是方块图，描述图21所示的微处理器的安排；
图23是描述相应于图21的控制模式的图
图24是流程图，对理解图22所示的断开操作1是有用的；
图25是流程图，对理解图22所示的断开操作2是有用的；
图26是流程图，对理解图22所示的断开操作3是有用的；
图27是描述图21和22所示的同步电动机驱动装置的每个部分的信号波形的图；
图28是描述当实际装置通过控制电压相位和电压幅值驱动时电压幅值、电压相位、相位电流和逆变器DC电流变化的图，其中电压相位和电压幅值都根据最大扭矩控制的范围，相关地控制；
图29为描述当实际装置通过控制电压相位和电压幅值而驱动时，电压幅值、电压相位、相电位和逆变器DC电流变化的图，其中电压相位和电压幅值根据最大扭矩控制的范围，不相关地控制；
图30是方块图，描述微处理器的安排，微处理器是根据本发明的同步电动机驱动装置的另一个实施例的主要部分；
图31是流程图，对理解图30所示的断开操操作1有用；
图32是描述图21和图30中所示的同步电动机驱动装置的每一个部分的信号波形的图’
图33是描述微处理器的安排的方块图，该微处理器是根据本发明的同步电动机驱动装置的另一个实施例；
图34是流程图，对理解得到补偿相位值指令的操作有用；
图35是描述积分信号电平和相位变化分量幅值之间关系的图；
图36是描述微处理器的安排的方块图，该微处理器是根据本发明的无刷DC电动机驱动装置的主要部分；
图37是流程图，对理解图36所示的断开操作1的操作有用；
图38是流程图，对理解图36所示的断开操作2的操作有用；
图39是描述图36所示的无刷DC电动机驱动装置的每一个部分的信号波形；
图40是描述积分信号电平和相位变化分量幅值之间关系的图；
图41是描述当使用图36所示的无刷DC电动机驱动装置时，积分信号、电动机速度、补偿电压图形和补偿相位图形的图；
图42是描述当不改变逆变器电压相位时，积分信号、电动机速度和补偿电压图形的图；
图43是方块图，描述微处理器的安排，该微处理器是根据本发明的的无刷DC电动机驱动装置的另一个实施例的主要部分；
图44是流程图，对理解图43所示的断开操作1的操作有用；
图45是描述图43所示的无刷DC电动机驱动装置的每部分的信号波形以及操作内容的图；
图46是方块图，描述微处理器的安排，该微处理器是根据本发明的无刷DC电动机驱动装置的另一个实施例的主要部分；
图47是流程图，对理解图46所示的断开操作1其余部分的操作有用；
图48是流程图，对理解图46所示的断开操作1其余部分的操作有用；
图49是方块图，描述微处理器的安排，该微处理器是根据本发明的无刷DC电动机驱动装置的另一个实施例的主要部分；
图50是流程图，对理解图49所示的断开操作1的部分操作有用；
图51是流程图，对理解图49所示的断开操作1其余部分的操作有用。
本发明的最佳实施方式
下文参照附图，我们详细地解释本发明的实施例。
图5是方块图，描述根据本发明的同步电动机驱动装置的实施例。
该同步电动机驱动装置包括速度偏差计算部分1，用于计算速度指令ω*和电动机速度ω之间的偏差；速度控制部分2，用于通过输入算出的偏差，并进行预定的操作{例如，PI操作(比例积分操作)}予以输出电流幅值的平均值指令，电流幅值指令输出部分3，用于对电流幅值的平均值指令和每个旋转位置的电流幅值的变化分量(从扭矩控制部分10输出，下面将描述)相加，并用于输出电流幅值指令；三相交流计算部分4，用于输入电流幅值指令和电流相位指令(从电流相位指令输出部分11输出，下面将描述)，并根据公式8，输出三相交流指令；电流馈电逆变器5，用于输入三相交流指令；同步电动机6，将电流馈电逆变器5的输出施加到该同步电动机6；转轴位置检测装置7，用于检测同步电动机6的转轴的极点位置和从其输出位置角θ；速度计算部分9，用于输入位置角θ和计算并从其输出电动机速度；扭矩控制部分10，输入电动机速度ω和位置角θ，以进行扭矩控制操作，并用于输出在每一旋转位置的电流幅值的变化分量；相位控制部分8，用于输入在每一旋转位置的电流幅值的变化分量，用于进行相位控制操作(例如倍增预定的系数，进行相移操作)，并用于计算和输出电流相位的变化分量；以及电流相位指令输出部分11，用于对平均相位指令(由过去已知的方法得到)和变化分量指令相加，并计算和从其输出电流相位指令。
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此外，转轴位置检测部分7例示为旋转位置传感器，诸如编码器和计数电路(用于从其输出)，位置检测电路，用于对电动机端子电压进行滤波；用于由电动机的电气参数，进行位置计算的电路。
另外，在该实施例和下面的实施例中，同步电动机6例示为面磁安排无刷DC电动机，嵌入的面磁安排无刷DC电动机，磁阻电动机等等。
图6是流程图，对理解图5所示的同步电动机驱动装置的操作有用。
在步骤SP1中，输入转轴位置(位置角)θ，在步骤SP2中，从转轴位置计算旋转速度(电动机速度)ω，在步骤SP3中，将实际速度θ和速度指令ω*之差应用PI操作(比例积分操作)，并得到平均电流幅值指令，在步骤SP4中，通过输入实际速度ω和转轴位置θ进行扭矩控制操作，使从实际速度的变化分量得到电流幅值的变化分量；在步骤SP5中，平均电流幅值指令和电路幅值变化分量相加，以得到并存储幅值指令；在步骤SP6中，将电流幅值的变化分量乘以一个系数，然后移相以得到电流相位的变化分量(其中，系数和移相量以实验确定)；在步骤SP7中，来自外部的平均相位指令θ*和电流相位的变化分量相加，得到并存储相位指令，在步骤SP8中，存储的电流幅值和相位指令提供给三相交流计算部分，在步骤SP9中，得到每相的电流并提供给电流馈电逆变器，然后操作返回到初始过程。
因此，通过对平均电流幅值指令和电流幅值变化分量相加，以得到幅值指令，而实现了减小振动。还有，通过对来自外部的平均相位指令β*和电流相位的变化分量的相加，得到相位指令，实现了效率的改进。结果，周期性间歇负载最大效率条件下加在扭矩控制中，从而减小了振动。
图7是方块图，描述根据本发明的同步电动机驱动装置的另一个实施例。
该同步电动机驱动装置和图5所示的同步电动机驱动装置的不同之处在于：电流偏差计算部分5d，用于计算三相电流指令和绕组电流检测值(从绕组电流检测装置5c输出，下面描述)之间的偏差，电流控制部分5a，用于输入算出的偏差，并进行电流控制，以将电流指令转换为电压指令；电压馈电逆变器5b，用于输入经转换的电压指令，以及绕组电流检测部分5c，用于检测同步电动机6的绕组电流(下文描述)，这些部分用来替代电流馈电逆变器5。其它的安排部分类似于图5所示的同步电动机驱动装置的相应部分。此外，在图7中，电流控制部分5a、电压馈电逆变器5b、绕组电流检测部分5c和电流偏差计算部分5d构成了电流馈电逆变器。
图8是流程图，对理解图7所示的同步电动机驱动装置的操作有用。
在步骤SP1，输入转轴位置(位置角)θ，在步骤SP2，从转轴位置计算旋转速度(电动机速度)ω；在步骤SP3，实际速度和速度指令ω*之间的差用于PI操作(比例积分操作)，以得到平均电流幅值指令，在步骤SP4中，通过输入实际速度ω和转轴位置，以从实际速度变化分量中得到电流幅值变化分量，进行扭矩控制操作；在步骤SP5中，平均电流幅值指令和电流幅值中的变化分量相加，从而得到并存储幅值指令；在步骤SP6中，电流幅值中的变化分量由系数倍增，然后移相，以得到电流相中的变化分量(其中系数、移动量例如以实验决定)，在步骤SP7中，平均相位指令ω*和电流相位中的变化分量相加，以得到并存储相位指令；在步骤SP8中，将存储的电流指令和相位指令提供给三相交流，计算部分，在步骤SP9中，得到每个相位电流，并将它提供给电流馈电逆变器，然后返回初始过程。
因此，通过将平均电流幅值指令和电流幅值中的变化成份相加，以得到幅值指令而实现了减小振动。并且，通过对来自外部的平均相位指令β*和电流相位中的变化成份的相加，以得到相位指令，实现了效率改进。结果，对循环间隙负载在最大效率条件下施加了扭矩控制，从而减小了振动。
此外，图7所示的同步电动机驱动装置安排上可以整体简化，因为该装置使用电压馈电的逆变器，其主要电路安排比电流馈电逆变器更为简单。
图9是方块图，描述根据本发明的另一个实施例的同步电动机驱动装置。
该同步电动机驱动装置包括速度偏差计算部分21，用于计算速度指令ω*和电动机速度ω之间的偏差；速度控制部分22，用于通过输入算出的偏差以及进行预定的操作(例如PI操作)，输出电压幅值的平均值指令；电压幅值指令输出部分23，用于对电压幅值的平均值指令与从扭矩控制部分30(下面描述)输出的每个旋转位置的电压幅值的变化成份相加，并输出电压幅值指令，三相交流计算部分24，用于输入电压幅值指令以及电压相位指令(从电压相位指令输出部分31(下面描述)输出)，并根据例如公式9输出三相交流指令，电压馈电逆变器25，用于输入三相交流电流指令；同步电动机6，电压馈电逆变器25的输出施加到其上，转轴位置检测部分27，用于检测同步电动机6的转子的磁点位置，并从其输出位置角θ，速度计算部分29，用于计算和从其输出电动机速度ω；扭矩控制部分30，用于输入电动机速度ω和位置角θ，以进行扭矩控制操作，并输出每一旋转位置的电压幅值的变化成份，相位控制部分28，用于输入每个旋转位置的电压幅值的变化成份，以进行相位控制操作(例如，乘有预定的系数，以及进行相移操作)，并计算和从其输出电压相位的变化成份，以及电压相位指令输出部分31，用于对通过过去已知的方式得到的平均相位指令β*和变化成份指令相加，并计算和从其输出电压相位指令。
其中Vm是电压幅值，α是电压相位。
另外，转轴位置检测部分27例示为旋转位置传感器，例如编码器；用于输出计数电路，位置检测电路，用于对电动机端子电压滤波，一用于从电动机的电参数进行位置计算的电路；等等。
图10是流程图，对理解图9所示的同步电动机驱动装置的操作有用。
在步骤SP1中，输入转轴位置(位置角)，在步骤2中，从旋转位置θ计算旋转速度ω，在步骤SP3中，实际速度和速度指令ω*之差应用于PI操作(比例积分操作)，从而得到平均电压幅值指令，在步骤SP4中，通过输入实际速度ω和转轴位置，以从实际速度变化成份得到电压幅值的变化成份，进行扭矩控制操作，在步骤SP5中，平均电压幅值指令和电压幅值变化成份相加，以得到并存储幅值指令，在步骤SP6中，由系数乘以电压幅值的变化成份，以得到电压相位中的变化成份(其中例如系数、移动量由实验决定)，在步骤SP7中，平均相位指令α*和电压相位中变化分量相加，以得到并存储相位指令；在步骤SP8中，存储的幅值指令和相位指令提供给三相交流计算部分，在步骤SP9中，得到每相电压，并提供给电压馈电逆变器，然后操作返回初始过程。
因此，通过将平均电压幅值指令和电压幅值中的变化成份相加，以得到幅值指令，实现了减小振动。并且，通过对来自外部的平均相位指令α*和电压相位中的变化成份的相加，以得到相位指令，实现了改进效率。结果，循环间隙负载在最大效率条件下用于扭矩控制，从而减少了振动。
图11是方块图，描述了根据本发明的另一个实施例的同步电动机驱动装置。
该同步电动机驱动装置包括速度偏差计算部分41，用于计算速度指令ω*和电动机速度ω之间的偏差，速度控制部分42，用于通过输入算出的偏差，并进行特定的操作(例如PI操作)，输出电压相位的平均值指令，电压相位指令输出部分43，用于将电压相位的平均值指令和从扭矩控制部分50(下面描述)输出的每一旋转位置的电压相位的变化成份相加，并输出电压相位指令，三相交流计算部分44，用于输入电压相位指令和电压幅值指令(从电压幅值指令输出部分51(下面描述)输出)，并根据例如公式9输出三相交流指令，电压馈电逆变器45，用于输入三相交流指令，同步电动机6，电压馈电逆变器45的输出施加其上，转轴位置检测部分47，用于检测同步电动机6的转轴磁极位置，以及用于从其输出位置角θ，速度计算部分49，用于输入位置角θ，以及计算并从其输出电动机速度，扭矩控制部分50，用于输入电动机速度ω和位置角，以进行扭矩控制操作，并输出每一个旋转位置的电压相位的变化成份，幅值控制部分48，用于输入每一个旋转位置的电压相位的变化成份，以进行幅值控制操作(例如乘以预定的系数，以及进行移相操作)，并用于计算和输出电压幅值的变化成份指令，以及电压幅值指令输出部分51，用于将通过过去已知的已知方式得到的平均幅值指令Vm*与变化成份相加，以计算和从其输出电压幅值指令。
另外，转轴位置检测部分47例示为旋转位置传感器，诸如编码器和计数电路，用于从其输出，位置检测电路，用于对电动机端子电压滤波，用于从电动机的电参数进行位置计算的电路等等。
图12是流程图，对理解图11所示的同步电动机驱动装置的操作有用。
在步骤SP1中，输入转轴位置(位置角)θ，在步骤SP2中，从转轴位置θ计算旋转速度(电动机速度)ω，在步骤SP3中，实际速度和速度指令ω*差应用于PI操作(成比例、积分操作)，以得到平均电压相位指令，在步骤SP4中，通过输入实际速度ω和转轴位置θ，以从实际速度变化成份得到电压相位的变化成份，进行扭矩控制操作，在步骤SP5中，将平均电压相位指令和电压相位中的变化成份相加，以得到并存储相位指令，在步骤SP6中，由系数乘以电压相位中的变化成份，然后移相以得到电压幅值的变化成份(其中，系数、移动量例如由实验决定)，在步骤SP7中，对平均幅值指令Vm*和电压幅值中的变化成份相加，从而得到并储存幅值指令，在步骤SP8中，存储的幅值指令和相位指令提供给三相交流计算部分，在步骤SP9中，得到每相电压，并提供给电压馈电逆变器，然后操作返回初始过程。
因此，通过将平均电压相位指令和电压相位中的变化成份相加，得到相位指令，实现减小振动。并且，通过将来自外部的平均幅值指令Vm*和电压幅值中的变化成份相加，以得到幅值指令，实现了效率改进。结果，循环间隙负载在最大效率条件下应用于扭矩控制，从而间隙了振动。
图13是方块图，描述了根据本发明的另一个实施例的同步电动机驱动装置。
该同步电动机驱动装置包括速度偏差计算部分61，用于计算速度指令ω*和电动机速度ω之间的偏差，速度控制部分62，用于通过输入算出的偏差，并进行预定的操作(例如PI操作)，输出电压幅值的平均值指令，电压幅值指令输出部分63，用于将电压幅值的平均值指令和从扭矩控制部分70(下面描述)输出的每一个旋转位置的电压幅值的变化成份相加，并输出电压幅值指令，三相交流计算部分64，用于输入电压幅值指令和电压相位指令(从电压相位指令输出部分71(下面描述)输出)，并根据例如公式(9)输出三相交流指令，电压馈电逆变器65，用于输入三相交流指令，同步电动机6，电压馈电逆变器65的输出施加在其上，转轴位置检测部分67，用于检测同步电动机6的转轴的磁极位置，并从其输出位置角，速度计算部分69，用于输入位置角θ，并计算和从其输出电动机速度ω，扭矩控制部分70，用于输入电动机速度以及位置角θ，以进行扭矩控制操作，并输出每一旋转位置的电压幅值的变化成份，相位控制部分68，用于输入由逆变器输入电流检测部分72(下面描述)检测的逆变器输入电流，以进行相位控制操作，并计算和输出电压相位的变化成份指令，电压相位指令输出部分71，用于将通过过去已知的方式得到的平均相位指令α*和变化成份指令相加，计算并从其输出电压相位指令，以及逆变器输入电流检测部分72，用于检测逆变器输入电流(和效率相关的一种检测量)，它从市用电源73提供给电压馈电逆变器65。
此外，转轴位置检测部分67例示为旋转位置传感器，诸如编码器和计数电路，用于从其输出，位置检测电路，用于对电动机端子电压滤波；用于从电动机的电参数进行位置计算的电路等等。
此外，可通过将绕组电流检测部分和电流控制部分相加，进行电流控制。还有，可用电流馈电逆变器替代电压馈电逆变器。
图14是流程图，对理解图13所示的同步电动机驱动装置的操作有用。
在步骤SP1中，输入转轴位置(位置角)9，在步骤SP2中，从转轴位置θ计算旋转速度(电动机速度)，在步骤SP3中，将实际速度ω和速度指令ω*之差应用于PI操作(成比例、积分操作)，以得到平均电压幅值指令，在步骤SP4中，通过输入实际速度ω和转轴位置θ，以从实际速度变化成份得到电压幅值中的变化成份，进行扭矩控制操作，在步骤5中，将平均电压幅值指令和电压幅值中的变化成份相加，以得到并存储幅值指令，在步骤SP6中，提供电压相位中的变化成份，以根据逆变器输入电流的大小进行控制和操作(以使逆变器输入电流最小)，在步骤SP7中，平均相位指令α*和电压相位中的变化成份相加，以得到并存储相位指令，步骤SP8中，将存储的幅值指令和相位指令提供给三相交流计算部分，在步骤SP9中，得到每相电压，并提供给电压馈电逆变器，然后操作返回初始过程。
因此，通过将平均电压幅值指令和电压幅值中的变化成份相加，以得到幅值指令，实现了减小振动。并且，通过计算电压相位中的变化成份(相应于逆变器输入电流的大小)(以使逆变器输入电流最小)，以及将电压相位中的变化成份和来自外部的平均幅值指令Vm*相加，以得到相位指令，通过进行控制(对磁心损耗加以考虑)实现了改进效率。结果，循环间隙负载在最大效率条件下施加于扭矩控制，从而减小了振动。
另外，可通过加入电压检测和通过计算逆变器输入功率进行控制，来替代根据逆变器输入电流来控制和操作电压相位中的变化成份，以使逆变器输入功率最小。
图15是方块图，描述了根据本发明的另一个实施例的同步电动机驱动装置。
该同步电动机驱动装置包括速度偏差计算部分81，用于计算速度指令ω*和电动机速度ω之差；速度控制部分82，用于通过输入算出的偏差和进行预定的操作(例如PI操作)输出电压相位的平均值指令，电压相位指令输出部分83，用于将电压相位的平均值指令和从扭矩控制部分90(下文描述)输出的每一个旋转位置的电压相位的变化成份相加，并输出电压相位指令，三相交流计算部分84，用于输入电压相位指令和电压幅值指令(从电压幅值指令输出部分91(下面描述)输出，并根据例如公式(9)输出三相交流指令，电压馈电逆变器85，用于输入三相交流指令，同步电动机6，电压馈电逆变器85的输出施加在其上；转子位置检测部分87，用于检测同步电动机6的转轴的磁极位置，并从中输出位置角θ；速度计算部分89，用于输入位置角θ，并计算并从中输出电动机速度，扭矩控制部分90，用于输入电动机速度ω和位置角，以进行扭矩控制操作，并输出每个旋转位置的电压相位变化成份，幅值控制部分88，用于输入由逆变器输入电流检测部分92(下面描述)检测的逆变器输入电流，以进行幅值控制操作，并计算和输出电压幅值的变化成份指令，电压幅值指令输出部分91，用于将通过过去已知的方式得到的平均幅值指令α*和变化成份指令相加，并计算和从其输出电压幅值指令，以及逆变器输入电流检测部分92，用于检测从市电源93提供给电压馈电逆变器85的逆变器输入电流(一种和效率相关的检测量)。
此外，转轴位置检测部分87例示为旋转位置传感器，诸如编码器和计数电路，用于从其输出，位置检测电路，用于对电动机端子电压滤波；用于从电动机的电参数进行位置计算的电路等等。
此外，可通过加入绕组电流检测部分和电流控制部分，进行电流控制。并且，可使用电流馈电逆变器替代电压馈电逆变器。此外，可通过加入对电压的检测，以及计算逆变器输入功率，替代对相应于逆变器输入电流的大小的电压相位的变化成份的控制和操作，来进行控制，用于使逆变器输入功率最小。
图16是个图表描述相应于单缸压缩机的旋转角的负载扭矩中的变化，而图17是描述负载扭矩频率分布的图。
如从这些图中可见的，实际间隙负载包括许多频率成份。当进行扭矩控制，以完全补偿频率成份和抑制引起振动的速度变化时，在电动机电流的有效值和峰值增加中产生的不便。
其中，至于高次谐波的扭矩间隙成份，因为由瞬间的同步电动机的惯性和负载引起的飞轮效应，速度变化变小，对振动没有大影响。因此，可通过使用扭矩控制决定用于补偿的间隙扭矩的频率为基波和低次谐波，省去用于处理扭矩间隙的不必要的电流(它对振动的影响不大)，从而通过结合同步电动机驱动装置、同步电动机驱动方法实现了同步电动机的更为有效的控制。特别地，易于通过对扭矩控制部分应用滤波功能，进行处理，其中包括例如上述的同步电动机驱动装置。
此外，当将压缩机安装到空调器中时，通过设计每一根用于连接换热器和压缩机的管子的形状，使用橡皮脚实现支撑等等，实现为了吸收传送到户外部分的外壳的振动的设计。因此，即使将用于使用扭矩控制补偿的间隙扭矩的频率只限制在基波，实际上产生的问题不大，从而实现了更为有效的控制。当然，当将同步电动机驱动装置应用于除空调器之外的设备(诸如电冰箱等等)时，可实现和上述操作类似的操作。
图18是方块图，描述了根据本发明的另一个实施例的同步电动机驱动装置。
该同步电动机驱动装置包括速度偏差计算部分101，用于计算速度指令ω*和电动机速度ω之间的偏差；速度控制部分102，用于通过输入算出的偏差，和进行预定的操作(例如PI操作)，输出电压幅值的平均幅值指令，电压幅值指令输出部分103，用于将电压幅值的平均值指令与每一个旋转位置的电压幅值的变化成份(该成份从电压幅值变化成份输出部分113(下面描述)输出)相加，并输出电压幅值指令，三相交流计算部分104，用于输入电压幅值指令和电压相位指令(从电压相位指令输出部分111(下面描述)输出)，并根据例如公式(9)输出三相交流指令，电压馈电逆变器105，用于输入三相交流指令；同步电动机6，电压馈电逆变器105的输出施加在其上；转子位置检测部分107，用于检测同步电动机6的转子的磁极位置，并从其输出位置角θ，速度计算部分109，用于输入位置角θ，并计算输出电动机速度，扭矩控制部分110，用于输入电动机速度ω和位置角θ，以进行扭矩控制操作，并输出每个旋转位置的电压幅值的变化成份，相位控制部分108，用于输入从电压幅值变化成份输出部分113输出的每个旋转位置的电压幅值的变化成份，以进行相位控制操作(例如，乘以预定的系数，并进行相移操作)，并计算和输出电压相位的变化成份指令，电压相位指令输出部分111，用于将通过过去已知的方法得到的平均相位指令α*和变化成份指令相加，并计算和从其输出电压相位指令，三次谐波发生部分112，用于输入位置角θ，和产生三次谐波，以及电压幅值变化成份输出部分113，用于将从扭矩控制部分110输出的电压幅值的变化成份和三次谐波相加，并输出每个旋转位置的电压幅值的变化成份。
此外，转轴位置检测部分107例示为旋转位置传感器，诸如编码器和计数电路，用于从其输出，位置检测电路，用于对电动机端子电压滤波，用于从电动机的电参数进行位置计算的电路等等。
图19是流程图，对理解图18所示的同步电动机驱动装置的操作是有用的。
在步骤SP1中，输入转轴位置(位置角)θ，在步骤SP2中，从转轴位置θ计算旋转速度(电动机速度)ω，在步骤SP3中，实际速度ω和速度指令ω*之间的差应用PI操作(成比例、积分操作)，从而得到平均电压幅值指令，在步骤SP4中，通过输入实际速度ω和转轴位置，以从实际速度变化成份得到电压幅值的变化成份，进行扭矩控制操作，在步骤SP5中，加入相位的三次谐波而减小峰值到电压幅值的变化成份，以计算新的电压幅值的变化成份，在步骤SP6中，平均电压幅值指令和新的电压幅值变化成份相加，以得到并存储幅值指令，在步骤SP7中，由系数乘电压相位中的变化成份，然后使得到的结果相移，从而得到电压相位变化成份(其中系数和相移量以实验决定)，在步骤SP8中，将来自外部的平均相位指令α*和电压相位中的变化成份相加，以得到并存储相位指令，在步骤SP9中，将存储的幅值指令和相位指令提供给三相交流计算部分，在步骤SP10中，得到每相电压，并提供给电压馈电逆变器，然后操作返回初始过程。
因此，通过将平均电压幅值指令和电压幅值中的变化成份相加，以得到幅值指令，实现了减小振动。并且，通过将来自外部的平均相位指令β*和电压相位的变化成份相加，以得到相位指令，实现了效率改进。结果，循环间隙负载在最大效率条件下应用扭矩控制，从而减小了振动。
此外，可通过加入绕组电流检测部分和电流控制部分进行电流控制。此外，在图18和19所述的实施例中，将三次谐波重叠在电压指令上，但三次谐波也可重叠在电流指令上。在这种情况下，有电流馈电逆变器或电流控制型逆变器(它由电压馈电逆变器、还有绕组电流检测部分和电流控制部分构成，用于进行电流控制)。并且，在每一种情况下，三次谐波的叠加程度根据同步电动机驱动系统的规格决定。
图20是描述当重叠电流波形的三次谐波，从而相应于扭矩基波大约10％的三次谐波重叠到扭矩波形上时，扭矩波形(参照图20(A))、电流幅值波形(参照图20(B))、和电流相位波形(参照图20(C))的图。其中，在每个图中，a表示通过重叠三次谐波得到的波形，b表示没有重叠三次谐波的波形，而c表示平均值。
如从图中显示的，通过重叠三次谐波，抑制了电流幅值(电动机电流的峰值)。因此，不需用移动过的操作点(由逆变器元件的电流负载的限制引起)进行驱动，并且在更大范围内实现图5到图15所示的同步电动机驱动装置的控制和同步电动机驱动方法。
当进行控制，叠加三次谐波(如上述控制)时，三次谐波可能不包括在负载扭矩中，或三次谐波可在幅值关系或相位关系不同于上述关系的情况下增加速度变化。但是，这在实际中并不引起问题，并具有上述优点，从而较好地，通过采用很大的飞轮效应，以及防止振动设计(在安装时加以考虑)，三次谐波的重叠用于同步电动机驱动装置和同步电动机驱动方法。
图21是方块图，描述根据本发明的另一个实施例的同步电动机驱动装置。
在该同步电动机驱动装置中，三个串行电路在直流电源120的端子之间相互并联，从而构成电压馈电逆变器121，每一个串行电路通过串联两个开关晶体管而构成。此外，用于保护的二极管并接到每一个开关晶体管。以Y连接排列的三个电阻122u，122v，和122w，以及以Y连接排列的同步电动机6的定子绕组6u，6v和6w连接到每一个串行电路的中心点。此外，6a表示转子。将在电阻122u，122v和122w的中心点得到的第一中心点的电压VN提供给运算放大器123a的非逆输入终端，在电阻122u，122v，和122w的中心点处得到的第一中心点的电压VN提供给操作放大器123a的不可逆输入终端，而在定子绕组6u，6v和6w的中心点处得到的第二中心点电压VM通过电阻123b提供给操作放大器123a的逆向输入终端。电阻123c连接在运算放大器123a的逆向输入终端和输出终端之间。因此，在运算放大器123a的输出终端得到第一中心点电压VN和第二中心点电压VM之间的电压差VNM。电压差VNM提供给电阻124a和电容器124b相互串联的集成电路。在电阻124a和电容器124b的中心点得到的集成信号积分符号VNOdt提供给运算放大器125的不可逆输入终端，并且运算放大器125的逆向输入终端接地，从而构成过零比较器。来自过零比较器的输出信号作为位置信号(磁极检测信号)提供给微处理器126。积分信号VNOdt提供给集成信号电平检测电路127。来自积分信号电平检测电路127的检测信号提供给微处理器126。速度指令和速度变化指令也提供给微处理器126。微处理器126输出信号，用于通过基本驱动电路128控制逆变器121。
图22是方块图，描述了微处理器126的安排。
微处理器126包含间隔测量计时器131，用于由于接受到位置信号而通过中断处理1进行停止、置零和再起动，位置信号间隔计算部分132，用于通过在停止计时使输入间隔测量计时器131的计时值计算位置信号的间隔；速度计算部分133，用于通过输入从位置信号计算部分132输出的位置信号，并计算、输出目前速度；偏差计算部分134，用于计算从外部给出的速度指令和从速度计算部分133输出的目前速度之间的差，并输出该差作为速度变化，转换信号计算部分135，用于通过输入从偏差计算部分134输出的速度变化和从外部给出的速度变化指令，计算和输出转换信号；第一级成份补偿模式计算部分136，用于通过输入从偏差计算部分134输出的速度变化和从转换信号计算部分135输出的转换信号，计算和输出第一级成份补偿模式，PI操作部分137，用于通过输入从偏差计算部分134输出的速度变化和从其输出的操作结果，进行PI操作，加法器138，用于将从第一级成份补偿模式计算部分136输出的第一级成份补偿模式和从PI操作部分137输出的操作结果相加，并输出总和作为电压指令，计时器值计算部分139，用于通过输入从位置信号间隔计算部分132输出的位置电信号间隔和从加法器147(下面描述)给出的相位量指令，计算和输出计时器值，相位校正计时器140(由从计时器值计算部分139输出的计时器值设置)由于接受到位置信号而由中断过程1起动，并通过对设置的计时器值计数而从其输出计数结束信号，传导宽度控制计时器141(由从计时器值计算部分139输出的计时器值设置)由于从相位校正计时器140输出的计时结束信号而由中断过程2起动，并通过进行对设置的计时器值计数，从其输出计时结束信号，逆变器模式选择部分142，用于从存储器143读出，并由于从相位校正计时器140输出的计数结束信号，由中断过程2输出电压图案，或由于从传导宽度控制计时器141输出的计数结束信号由中断过程3输出电压图案，PWM部分144，用于通过输入从加法器138输出的电压指令进行脉宽调制，并从其输出转换信号；延时处理部分145，用于移动从第一级成份补偿模式计算部分136输出的第一级成份补偿模式，系数装置146，用于将预定的系数乘以移动过的第一级成份补偿模式(它从延长处理部分145输出)，并从其输出补偿相位量指令，以及加法器147，用于将从系数装置146输出的补偿相位量和从外部给出的平均相位量指令相加，并输出相位量指令。
主成份补偿模式计算部分136进行补偿操作，使用0增益(它对第一级成份之外的成份是0)。因此，即使当速度变化被用作第一级分量补偿模式计算部分136的输入时，也不产生问题。也即速度指令在稳定的条件下为常数(直流)，即使将直流(或具有不同于从一个信号模式的输出信号的频率的信号)输入第一级成份补偿模式计算部分136，第一级成份补偿模式计算部分136的输出是零。换句话说，仅仅根据电动机速度将可决定自第一级成份补偿模式计算部分136的输出，即使速度变化{＝(电动机变化)-(速度指令)}被用作第一级成份补偿模式计算部分136的输入。因此，根本不影响控制性能。
图23是原理图，描述系统的控制模式，其中压缩机用由同步电动机驱动装置(图21所示)驱动的同步电动机驱动。
该控制模式包括减法部分201，用于速度指令和同步电动机6的旋转速度之差；PI控制部分202，用于进行比例积分控制(PI控制)，通过输入从减法部分201输出的差，以及从其输出比例控制结果和积分控制结果，速度变化平均值计算部分203，用于通过输入从减法部分201输出的差，计算N转(N是自然数)中速度变化的平均大小Δω，转换部分204，用于通过输入从速度变化平均值计算部分203输出的速度变化的平均大小Δω输出0或1；乘法部分205，用于将同步电动机6的旋转速度和来自转换部分204的输出相乘，并输出乘法的结果，可变安排第一级成份补偿部分206，用于通过输入从乘法部分205输出的乘法结果，进行第一级成份补偿，并输出补偿值，加法器207，用于将比例控制结果、积分控制结果和补偿值相加，并输出电压指令，放大器207’，用于通过输入从加法部分207输出的电压指令执行补偿，减法部分208，用于计算和输出从放大器207’输出的输出电压和电动机速度电动势中对扭矩产生电流有影响的一部分Eτ-之差，电动机的电压-电流转换函数209(根据电动机绕组的电阻和感应系数决定第一级延迟元件)，用于通过输入从减法部分208输出的差输出电流，减法部分210，用于计算和输出从电动机的电压-电流转换函数209输出的电流和等价地表示扭矩误差成份(在相应于转轴位置的电流波形(相位/幅值)无向控制之后)Eτ-之差，电动机的电流扭矩传递函数211，用于通过输入从减法部分210输出的差，输出电动机扭矩减法部分212，用于从由电动机的电流扭矩传递函数211输出的电动机扭矩减去压缩机负载扭矩，并输出压缩机旋转力矩，以及电动机的扭矩速度传递函数213，用于通过输入从减法部分212输出的压缩机轴力矩输出速度。此外，减法部分208、电压-电流传递函数209、减法部分210、电流扭矩传递函数211、减法部分212和扭矩速度传递函数213构成了同步电动机6。
图24到图26是流程图，对理解微处理器126的操作有用。其中，图24解释了中断过程1，图25解释了中断过程2，图26解释了中断过程3。
在每一次接受到位置信号时进行图24所示的流程图操作。
在步骤SP1，从相位量指令计算相位校正计时器140的值，在步骤SP2中，在相位校正计时器140中设置相位校正计时器值，在步骤SP3中，起动相位校正计时器140，在步骤SP4中间隙测量计时器131停止；在步骤SP5中，读间隔测量计时器131的值；在步骤SP6中，重新设定间隔测量计时器131，然后为下一个间隙测量起动间隔测量计时器131。在步骤SP7中，计算位置信号的间隔，在步骤SP8中，电动机转度从位置信号的间隔的计算结果计算；在步骤SP9中，根据电动机转速和速度指令计算速度变化；在步骤SP10中，对速度变化进行PI操作，并计算平均电压幅度指令，在步骤SP11中，计算速度变化大小的平均值，并根据得到的平均值输出转换信号，在步骤SP12中，根据速度变化和转换信号计算补偿电压幅度，在步骤SP13中，将补偿电压幅度加到平均电压幅度，在步骤SP14中，进行延迟处理{例如，存储补偿电压幅度，并在M试样之前读出补偿电压幅值(其中M是正整数)}，在步骤SP15中，由系数装置146预先确定的系数乘以计算补偿相位；在步骤SP16中，将补偿相位加到平均相位指令，并将总和存储为下一个指令，然后操作返回原始处理。
在每一次从相位校正计时器140输出计数结束信号时进行图25所示的流程图的处理。
在步骤SP1，前置逆变器模式前进一步，在步骤2，输出相应于前置逆变器模式的电压图案，在步骤SP3，从传导宽度指令计算传导宽度控制计时器141的计时器值，在步骤SP4将计时器值{＝计时器值(传导角度-120°)}设置到传导宽度控制计时器141，在步骤SP5，起动传导宽度控制计时器141，然后操作返回原始处理。
在每一次从传导宽度控制计时器141输出计数结束信号时进行图26所示的流程图的处理。
在步骤SP1中，逆变器模式前进1，在步骤SP2中，输出相应于前进的逆变器模式的电压图案，然后操作返回原始的处理。
图27是图表，描述了图21和图22所示的同步电动机驱动装置每一个部分的信号波形。
当压缩机由同步电动机6驱动时，得到如图27(A)所示的电压差VNM，得到如图27B所示的积分信号∫VNOdt，并得到如图27(C)所示的位置信号。
通过根据位置信号的间隙处理1，相位校正计时器140如图27(D)起动(指图27D中所示的箭头的开始点)。并且，传导宽度控制计时器141起动如图27(E)所示在每一次输出来自相位校正计时器140的计数结束信号(指图27D所示的箭头的结束点)时开始(指图27(E)中所示的箭头的开始点)，其中相位校正计时器控制计时器值，该计时器值是根据图27(M)所示相位量指令设置的。
逆变器模式前进一步(如图27(N)所示)，逆变器电路121的开关转换器121u1，121u2，121v1，121v2，121w1，121w2开-关条件相应于图27(F)到图27(K)的逆变器模式变化，在每一个来自相位校正计时器140的计数结束信号输出(指图27(D)所示的箭头结束点)处，以及每一个来自传导宽度控制计时器141的计数结束信号输出(指图27(E)中所示的箭头的结束点)处。另外，每一个开关转换器由PWM部分144根据图27(L)所示的逆变器输出电压，应用斩波控制。图27L中所示的虚线表示来自PI操作部分137的输出(平均电压)，图27L中的实线表示来自第一级成份补偿模式计算部分136的输出(补偿电压)。
另外，相位控制为控制系统。而计时器过程连接有1个试样的延迟。
图28是图表，描述了根据最大扭矩控制范围，当通过控制电压相位和电压幅值驱动压缩机时的线电压幅值波形(指图28(A))，电压相位波形(指图28B)，和逆变器DC电流波形(指图28(D))，每一个都相互关联。图29是图表，描述了根据最大扭矩控制的范围，当通过控制电压相位和电压幅值驱动压缩机时，线电压幅值波形(指图29(A))，电压相位波形(指图29(B))，相位电流波形(指图29(C))，和逆变器DC电流波形(指29(D))，每一个都不相关联。此外，驱动条件如下：低压：5kg/cm2，高压：13kg/cm2，旋转次数：20r.p.s。
当图28和图29相互比较时，知道图28中电动机绕组电流的峰值较小，并且流入电压馈电逆变器的DC电流也较小。换句话说，知道在图28中实现了更有效的驱动。
图30是方块图，描述了作为根据本发明的另一个实施例的同步电动机驱动装置的主要部分的微处理器的安排。另外，除微处理器之外安排和图21所示的同步电动机驱动装置的安排相同，因此，省略了对其的描述。
该微处理器包含间隔测量计时器151，用于由于接受到位置信号，由中断步处理1进行停止、置零和重起动，位置信号间隔计算部分152，用于通过输入停止时刻的间隔测量计时器151的计时器值，计算位置信号的间隔，速度计算部分153，用于通过输入从位置信号间隔计算部分152输出的位置信号的间隔，进行速度操作，并计算和输出目前的速度，速度计算部分154，用于通过输入由外部给出的速度指令和从速度计算部分153输出的目前速度，进行速度控制，并输出平均电压指令，补偿相位系数产生部分155，用于通过输入从速度计算部分153输出的目前速度，产生补偿相位系数，补偿电压系数产生部分161，用于通过输入从速度计算部分153输出的目前速度，产生补偿电压系数，补偿相位图案模式选择部分156和补偿电压图案模式选择部分165，由于接受到位置信号，由中断处理1操作；乘法部分157，用于将从外部给出的平均相位量指令，从补偿相位系数产生部分155输出的补偿相位系数，以及由补偿相位图案模式选择部分156选择的补偿相位图案相乘，并从其输出补偿相位量指令，加法器158，用于将从外部给出的平均相位相位量指令和从乘法部分157输出的补偿相位量指令相加，并从其输出相位量指令，计时器值计算部分159，用于通过输入从位置信号间隔计算部分152输出的位置信号和从加法器158输出的相位量指令的间隔，计算并输出计时器值，相位校正计时器160(由从计时器值计算部分159输出的计时器值设置)，由于接收到位置信号，由中断处理1开始，并当已经进行了设置的计时器值的计数操作时，输出计数结束信号，传导宽度控制计时器168(由从计时器值计算部分159输出的计时器值设置)由于接从相位校正计时器160输出的计数结束信号，由间隔处理2开始，并当已经执行了设置的计时器值的计数操作时输出一个计时结束信号，逆变器模式选择部分162，用于由于接收到从相位校正计时器160输出的结束结束信号由中断处理2，并且由于从传导宽度控制计时器168输出的计时结束信号通过中断处理3，从存储器163读出并输出电压图案；乘法部分166，用于将从速度控制部分154输出的平均电压指令，从补偿电压系数产生部分161输出的补偿电压系数，以及由补偿电压图案模式选择部分165选择的补偿电压图案相乘，并输出补偿电压指令，加法器167，用于将从速度控制部分154输出的平均电压指令和从乘法部分166输出的补偿电压指令相加，以及PWM部分164，用于通过输入从加法器167输出的电压指令和从逆变器模式选择部分162输出的电压指令进行脉宽调制，并由之输出转换信号。
图31是流程图，对理解图30所示的微处理器的操作有用。图31仅描述了中断处理1。此外，中断过程2和中断过程3类似于图25和26，因此省略了对其的解释。
在每一次接收到位置信号时进行图31中的流程图的操作。
在步骤SP1中，间隔测量计时器151停止，在步骤SP2中，读出间隔测量计时器151的值，在步骤SP3中，对间隔测量计时器151的值置零，并且间隔测量计时器151为下一个间隔测量起动。在步骤SP4中，计算位置信号的间隔，在步骤SP5中，从位置信号的间隔的计算结果计算电动机的目前速度，在步骤SP6中，根据补偿相位图案模式读出补偿相位图案，在步骤SP7中，前置补偿相位图案模式前进进一步；在步骤SP8中，根据目前速度读出补偿相位，在步骤SP9中，通过倍将平均相位量指令和补偿相位图案系数的相乘结果计算补偿相位量指令；在步骤SP10中，通过将平均相位量指令和补偿相位量指令相加而计算相位量指令，在步骤SP11中，从相位量指令计算相位校正计时器160的计时器值，在步骤SP12中，将校正计时器值设置在相位校正计时器160，在步骤SP13中，开始相位校正计时器160，在步骤SP14，根据速度指令和目前速度进行速度控制，并计算平均电压指令，在步骤SP15中，根据补偿电压图案模式读出电压图案，在步骤SP16中，补偿电压图案模式前进一步，在步骤SP17中，根据目前速度读补偿电压系数，在步骤SP18中，由平均电压指令和系数相乘的结果乘以补偿电压图案，并计算补偿电压指令；在步骤SP19中，将补偿电压指令加到平均电压指令，然后操作返回原过程处理。
在这种同步电动机驱动装置中，确定电压幅值变化成份，从而减小振动，并决定相位变化分量，以改进效率，并分别将电压幅值变化成份和相位变化成份决定在图案中，并读出图案中的电压倍增变化成份和相位变化成份。因此，当驱动其中的负载扭矩几乎不变化的间隔负载时，最好简化控制操作。
图32是图表，描述图21和图30所示的同步电动机驱动装置的每一个部分的信号波形。
当由同步电动机6驱动压缩机时，得到如图32A所示的电压差VNM，得到如图32B中所示的积分信号∫VNOdt，并得到如图32C中所示的位置信号。
相位校正计时器160根据位置信号由中断处理1开始(如图32D所示)(指图32D所示的箭头的开始点)。还有，传导宽度控制计时器169在每一次输出计数结束信号(指图32(D)所示的箭头的结束点)时从相位校正计时器160(它由根据相位量指令设置的计时器值控制，如图32(M)所示)开始(如图32(E)所示)(指图32(E)所示的箭头的开始点)。
如图32(N)所示，逆变器模式前进一步，并且逆变电路121的开关晶体管121u1，121u2，121v1，121v2，121w1，121w2的开-关条件在每一次从相位校正计时器160(指图32(D)中所示的箭头的结束的点)输出计数结束信号时，以及每一次从传导宽度控制计时器169(指图32(E)所示的结束点)输出计数结束信号时，相应于图32F到图32K的逆变器模式变化。此外，每一个开关晶体管通过PWM部分164，根据图32L所示的逆变器输出电压，应用斩波控制。图32(L)中的虚线表示自速度控制部分154的输出(平均电压)，图32(L)中的实线表示来自乘法部分166的输出(补偿电压)。
此外，相位控制成为控制系统，对于计时器处理延迟一个试样。
图33是方块图，描述作为根据本发明的同步电动机驱动装置的主要部分的微处理器的安排。
该同步电动机驱动装置和图30所示的同步电动机驱动装置的不同之处在于，补偿相位系数产生部分168，用于通过输入从积分信号电平检测电路127(参照图21)输出的积分信号值检测信号，得到和输出补偿相位系数，从补偿相位图案模式选择部分156输出的补偿相位图案用来替代了补偿相位系数产生部分155，其中从补偿相位图案模式选择部分156输出的补偿相位系数和从补偿相位系数产生部分168输出的补偿相位系数相乘，从而得到并输出补偿相位量指令。
图34是流程图，对理解为得到补偿相位量指令的操作有用。
在步骤SP1中，读出补偿相位图案；在步骤SP2中，根据补偿相位图案模式读出补偿相位图案(例如sinθn)，在步骤SP3中，将积分信号电平检测信号和预定的值比较，从而判断积分信号值检测信号是否较大。
当判断积分信号值检测信号较大时，在步骤SP4中将补偿相位系数K加上δsinθn。相反，当判断积分信号值检测信号较小时，在步骤SP5，将补偿相位系数K减少δsinθn。其中δ是常数，由实验决定。
在进行了步骤SP4或步骤SP5的处理之后，在步骤SP6中，用系数乘以补偿相位图案，从而计算补偿相位量指令(＝K×sinθn)，然后结束操作。
因此，逐步校正相位变化成份的图案，从而将积分信号值电平检测信号确定为预定的值，结果，可靠地用系数进行控制。
下面更详细地描述操作。
图35是图表，描述了积分信号电平和相位变化成份之间的关系。其中，图35所示的虚线是积分信号，使效率为最大值。
因此，当补偿相位图案sinθn的极性为负时(相位变化成份相应于超进补偿期)，
(1)当积分信号电平定向信号大于预定值时，系数K被确定为较小，而补偿相位量确定为较小(等于确定相位前置量更小，因为相位变化成份相应于超前成份周期)。结果，积分信号值确定为较小。
(2)当积分信号值检测信号小于预定值时，系数K确定为较大，而补偿相位量确定为较大(相当于确定相位超前量较大，因为相位变化成份相应于超前补偿期)。结果，积分信号值确定为较大。
相反，当补偿相位图案sinθn的极性是正时(相位变化成份相应于延迟补偿周期)，
(1)当积分信号电平检测信号大于预定的值时，系数K确定为较大，而补偿相位相位量确定为较大(相当于确定相位超前量较小，因为相位变化成份相应于延迟补偿期)。结果，积分信号值确定为较小。
(2)当积分信号值检测信号小于预定值时，系数K确定为较小，而成份相位量确定为较小(相当于确定相位超前量较大，因为相位变化成份相应于延迟补偿期)。结果，积分信号值确定为较大。
结果，可靠地用系数进行有效控制。
图36是方块图，描述了作为本发明的一个实施例的无刷DC电动机驱动装置的主要部分的微处理器的安排。
微处理器以外的其它部分的安排类似于图21描述的安排，因此，省略了对其详细的描述。此外，将无刷DC电动机用作同步电动机。另外，这种无刷DC电动机驱动装置用电压幅值实行速度控制。
从位置检测器输出的磁极位置检测信号提供给微处理器的外部中断终端。在微处理器中，由提供给外部中断终端的磁极位置检测信号进行相位校正计时器1 8a、间隔测量计时器18b以及补偿电压图案模式选择部分19g”的中断处理，和补偿相位图案表示选择部分19m(指图36中的中断处理)中断处理。其中，由计时器值计算部分19a(下面描述)的计时器值设置相位校正计时器18a。间隔测量计时器18b通过测量磁极位置测量信号的间隔得到计时器值，并将计时器值提供给包含在CPU19中的位置信号间隔计算部分19b。位置信号间隔计算部分19b从间隔测量计时器18b接收计时器值，计算定子绕组13u，13v，和13w的电压图案的间隔，并输出表示间隔的位置信号间隔信号。相位校正计时器18a将计数结束信号提供给包括在CPU19中的逆变器模式选择部分19c，并进行中断处理(指图36中的中断处理2)。逆变器模式选择部分19c从存储器18c读出相应的电压图案，并从其输出电压图案。补偿电压图案模式选择部分19g”从存储器18c读出相应的补偿电压图案，并从其输出补偿电压图案。补偿相位图案模式选择部分19m从存储器18c读出相应的补偿相位图案，并从其输出补偿相位图案。在CPU19中，由位置信号间隔计算部分19b根据计时器值进行计算，从而输出位置信号间隔信号。位置信号间隔信号提供给计时器值计算部分19a和速度计算部分19e。速度计算部分19e根据来自位置信号间隔计算部分19b的位置信号间隔信号，计算目前速度，并将目前速度提供给速度控制部分19f。速度指令还被提供给速度控制部分19f。速度控制部分19f根据速度指令和来自速度计算部分19e的目前速度输出平均电压指令。从补偿相位图案模式选择部分19m输出的补偿相位图案和平均相位量指令提供给加法器19n，并将两者的总和作为相位量指令提供给计时器值计算部分19a。计时器值计算部分19a计算计时器值，它将在相位校正计时器18a中根据相位量指令和位置信号间隔信号(来自位置信号间隔信号计算部分19b)设置。平均电压指令和补偿电压图案(从补偿电压图案模式选择部分19g”输出)被提供给加法器19h，而二者之和作为电压指令输出。而且来自逆变器模式选择部分19c和来自加法器19的电压提供给PWM(脉冲宽度调制)部分18d。PWM部分18d输出三相电压指令。这些电压指令提供给基本驱动电路20。基本驱动电路20输出控制信号，每一个控制信号都将被提供给逆变器的开关晶体管121u1，121u2，121v1，121v2，121w1和121w2的每一个基极端。此外，在上述描述中，每一个包括在CPU19中的元件部分只表示其执行该元件部分的相应的功能的功能部分。在每一个元件部分被清楚地区别时，在CPU19中不存在那些元件部分。
然后，参照图39中所示的波形图，描述图36所示的无刷DC电动机驱动装置的操作。
输出其值周期性换向的位置信号，如图39(A)所示。在相应于位置信号上升和下降的时刻进行中断处理1。补偿电压图案模式如图39C所示改变，从而输出如图39B所示的补偿电压。补偿相位图案模式变化如图39(E)所示，从而输出如图39(D)所示的补偿相位图案。确定补偿相位图案，使积分信号的峰值变化减小如图42所示。
补偿相位图案和平均相位量指令的总和作为相位量指令提供给计时器值计算部分19a，并根据从计时器值计算部分19a的输出，确定相位校正计时器18a的计时器值，从而增加或减小计时器值，如图39F所示。然而相位校正计时器18a有由计时器值计算部分19a确定的计时器值，当相位校正计时器对确定的计时器值进行计数操作(指图39(F)箭头的结束点)时，相位校正计时器18a计数结束。在每一次发生相位校正计时器18a计数结束时，进行中断处理2，从而逆变器模式选择部分19c通过1比前置逆变器模式超前一步。即，逆变器模式以“2”“3”“4”、“0”“1”“2”...的顺序选择逆变器模式。如图39(G)到39(L)所示，通过逆变器模式前进一步，由中断处理2控制开关晶体管121u1，121u2，121v1，121v2，121w1和121w2的开-关条件。
此外，积分信号电平和逆变器电压相位有一个关系，即积分信号的电平通过逆变器电压相位超前而增加，并且积分信号的电平通过逆变器电压相位延迟而减小，如图40所示。由此，通过根据图36所示装置进行处理，大大减低了积分信号中的拍频现象，如图41所示，从而当进行扭矩控制时，稳定了位置信号(积分信号)，并增加了无刷DC电动机的驱动范围。图42是描述当未进行根据补偿相位图案确定计时器值时的积分信号、电动机速度和补偿电压图案的曲线图。在积分信号中产生某种程度的拍频现象。另外，图41描述了积分信号、电动机速度、补偿电压图案和补偿相位图案。
由此，通过比较图41和42知道，拍频现象大大减小。此外，比图42更高的电动机效率实现在图41中。
当积分信号的偏幅现象大时，过零检测不可能而产生不便，这是因为积分信号的值太小，从而无法进行位置信号的检测，而且因为装置的饱和，不可能有正常的积分操作，从而无法进行位置信号的检测。并且，由于那些因素，无刷DC电动机可能停转。但是，通过使用如图36所示的无刷DC电动驱动装置，防止了发生这样的不便。结果，可改善振动抑制效应，并且改善电动机效应，这是因为可将扭矩控制量确定得更大。
图37是流程图，对理解中断处理1的操作有用。
分别在来自位置检测信号的磁极位置检测信号的上升边缘和下降边缘(相应于激励转换信号)接受外部中断请求。
在步骤SP1中，根据来自外部的平均相位量(平均相位校正角)和由补偿图案模式选择部分19m选出的补偿相位图案的总和计算相位量指令，在步骤SP2中，根据相位量指令计算相位校正计时器18a的值，在步骤SP3中，在相位校正计时器18a中设置校正计时器值，在步骤SP4中，起动相位校正计时器18a。在步骤SP5中，停止已经由前面的中断处理1起动的间隔测量计时器18b，在步骤SP6中，读出间隔测量计时器值(该值被存储)。步骤SP5和SP6中的操作是用于检测位置信号边缘间隔的操作。由此，在读出间隔测量计时器值后，在步骤SP7中，立即对间隔测量计时器18b置零，并为下一个间隔测量重新起动。在步骤SP8中，计算对存储的位置信号间隔进行计算(例如计算每一度电气角程的计数计算)，在步骤SP9中，根据位置信号间隔计算结果，计算当前的无刷DC电动机13的旋转速度，在步骤SP10中，根据速度指令进行速度控制，从而计算平均电压指令，在步骤SP11中，补偿电压图案被加到平均电压指令上，并且输出总和，然后操作返回原始处理。
图38是流程图，对理解中断处理2的操作有用。
每一次在中断处理1中起动的相位校正计时器18a的计数结束时接受中断处理2。
在步骤SP1中，先在存储器18c中确定的逆变器模式前进一步，在步骤2中，输出相应于超前逆变器模式的电压图案，然后操作返回原始处理。
图43是方块图，描述了微处理器的安排，它是根据本发明的另一个实施例的无刷DC电动机驱动装置的主要部分。微处理器之外的一部分有和图21类似的安排，因此省略了详细的描述。此外，这种无刷电动机驱动装置用电压相位进行速度控制。
这种无刷DC电动机驱动装置和图36中的无刷DC电动机的不同之处在于用于通过输入从速度计算部分19e输出的目前速度和从外部输入的速度指令，输出平均相位量指令的速度控制部分19f’来替代速度控制部分19f而使用，从补偿相位图案模式选择部分19m输出的补偿相位图案和平均相位量指令提供给加法器19n，以得到相位量指令，并且相位量指令提供给计时器值计算部分19a，来自外部的平均电压指令和从补偿电压图案模式选择部分19g”输出的补偿电压图案被提供给加法器19h，从而得到电压指令，并且电压指令被提供给PWM部分18d。
参照图45描述的波形，描述图43中描述的无刷DC电动机驱动装置的操作。
图45(A)中描述了电平周期反相的位置信号。在位置信号的每一次直立和下降时进行中断处理1，补偿电压图案模式变化，如图45(E)所示，从而输出图45(D)所示的补偿电压图案。还有，如图45(C)所示，补偿相位图案模式变化，从而输出图45B中描述的补偿图案。
从速度控制部分19f’输出的补偿相位图案和平均相位量指令的总和作为相位量指令提供给计时器值计算部分19a，从而通过从计时器值计算部分19a的输出确定相位校正计时器18a的计时器值。因此，计时器值如图45F所示增加或减小。虽然通过计时器值计算部分19a确定相位校正计时器18a，但当相位校正计时器18a已经为确定的计时器值进行了计数操作(指图45F中的箭头的结束点)时，相位校正计时器18a计数结束。中断处理2在相位校正计时器18a每次计数结束时进行，从而逆变器模式选择部分19c前进一步逆变器模式。即，按照顺序“2”“3”“4”...“0”“1”“2”...顺次选择逆变器模式。并且，通过将前置逆变器模式前进1步骤，由中断处理2，将开关晶体管121u1，121u2，121v1，121v2，121w1和121w2的开-关条件相应于每一个逆变器模式进行控制(如图45G到45L所示)。
因此，积分信号的拍频现象大大减小，从而稳定了位置信号(积分信号)，并增加扭矩控制下的无刷DC电动机的驱动范围，这类似于图36描述的无刷DC电动机驱动装置。
图44是流程图，用于理解中断处理1的操作。在位置检测部分的磁极位置检测信号(相应于上述激励转换信号)的每一个上升和下降边缘接受外部的中断请求。
在步骤SP1中，停止间隔测量计时器18b；在步骤SP2中，间隔测量计时器值被读出。步骤SP1和步骤SP2的操作是用于检测位置信号的边缘的间隔的信号。因此，在读出间隔测量计时器值后，在步骤SP3中立即停止间隔测量计时器18b，并为了下一个间隔测量重新起动。在步骤SP4中，进行对存储的位置信号间隔的计算(对电角中每一度的计数量的计算)；在步骤SP5中，根据位置信号间隔计算结果计算无刷DC电动机的目前旋转速度，在步骤SP6中，通过根据速度指令进行速度控制来计算平均相位量指令，在步骤SP7中，通过将补偿相位图案加到平均相位量指令而得到相位量指令，在步骤SP8中，根据相位量指令计算要设置在相位校正计时器18a中的计时器值，在步骤SP9中，在相位校正计时器18a中设置计算出的计时器值，在步骤SP10中，起动相位校正计时器18a，在步骤SP11中，通过将补偿电压图案加到平均电压指令而输出电压指令，然后操作返回原始处理。
图43所示的中断处理的操作内容类似于图38所示的流程图的操作，从而省略了对其的描述。
图46是方块图，描述了微处理器的安排，该微处理器是根据本发明的另一个实施例的无刷DC电动机的主要部分。方块图更详细地描述了无刷DC电动机驱动装置(图36)。此外，微处理器之外的安排类似于图21中的安排，因此省略了对其的描述。此外，这种无刷DC电动机驱动装置根据电压幅值进行速度控制。
这种无刷DC电动机驱动装置和图36所示的无刷DC电动机驱动装置的不同之处在于还设置了补偿电压系数产生部分19i’，用于根据从速度计算部分19e输出的目前速度，输出预先确定的补偿电压系数(0和1中的一个值)，以及补偿相位系数产生部分19p，用于根据从速度计算部分19e输出的目前速度，输出预先确定的补偿相位系数(0和1中的一个值)。还设置了乘法部分19j，用于通过输入从速度控制部分19f输出的平均电压指令、从补偿电压系数产生部分19i’输出的补偿电压系数、以及从补偿电压图案模式选择部分19g”输出的补偿电压图案，输出补偿电压。还设置了乘法部分19q，用于通过输入从外部给出的平均相位量指令、从补偿相位系数产生部分19p输出的补偿相位系数以及从补偿相位图案模式选择部分19m输出的补偿相位图案，输出补偿相位图案。因此，从速度控制部分19f输出的平均电压指令和从乘法部分19j输出的补偿电压图案被提供给加法器19h，而两者的总和作为电压指令输出，并且从外部给出的平均相位量指令和从乘法部分19输出的补偿相位图案被提供给加法器19n，并且两者的总和作为相位量指令输出。
图47和48是流程图，对理解图46中的中断处理1的操作有用。在位置检测部分的磁极位置检测信号(相应于上述激励转换信号)的上升边缘和下降边缘接受外部中断请求。
在步骤SP1中，间隔测量计时器18b被停止，在步骤SP2中，间隔测量计时器值被读出。步骤SP1和SP2中的操作是用于检测位置信号边缘的间隔的操作。因此，在读出间隔测量计时器值后，在步骤SP3中，间隔测量计时器18b立即置零，并为了下一个间隔测量重新起动。在步骤SP4中，进行存储的位置信号间隔的计算(例如计算电角每1度的计数量)，在步骤SP5中，无刷DC电动机的目前速度根据位置信号间隔计算结果计算，在步骤SP6中，根据补偿捆住图案模式读出补偿相位图案，在步骤SP7中，补偿相位图案模式前进一步。在步骤SP8中，根据目前速度读出补偿相位系数，在步骤SP9中，通过将平均相位量指令和补偿相位系数与补偿相位图案相乘，计算补偿相位，在步骤SP10中，通过将补偿相位和平均相位量指令相加，计算相位量指令，在步骤SP11中，根据相位量指令计算应设置在相位校正计时器18akr计时器值；在步骤SP12中，在相位校正计时器18a中设置计时器值，在步骤SP13中，起动相位校正计时器18a。在步骤SP14中，通过根据从外部给出的速度指令进行速度控制，从而计算平均电压指令。在步骤SP15中，根据补偿电压图案模式读出补偿电压图案。在步骤SP16中，补偿电压图案模式前进一步。在步骤SP17中，根据目前旋转速度读出补偿电压系数。在步骤SP18中，通过将平均电压量指令和补偿电压系数相乘的结果与补偿电压图案相乘，计算补偿电压。在步骤SP19中，通过将补偿电压和平均电压指令相加计算电压指令，然后操作返回原始处理。
图46中的中断处理2的操作内容类似于图38所示的流程图的操作，因此，省略了描述。
因此，当使用这种无刷DC电动机驱动装置时，实现了类似于无刷DC电动机驱动装置的操作和效果。
此外，在该实施例中，补偿相位图案模式选择部分19m选择补偿相位图案，从而抑制积分信号的拍频现象。但是，逆变器间隔可分割，判断每个分割的间隔处积分信号值是大是小，并相应于判断结果，当积分信号值大时，延迟逆变器电压相位，或当积分信号值小时提前逆变器电压相位。
图49是方块图，描述了微处理器的安排，该微处理器是本发明的另一个实施例的无刷DC电动机的主要部分。方块图更详细地描述了图43所示的无刷DC电动机驱动装置。此外，除微处理器之外的安排类似于图21中的安排，因此省略了对其的描述。此外，这种无刷DC电动机驱动装置根据相位幅值进行速度控制。
这种无刷DC电动机驱动装置和图43所示的无刷DC电动机驱动装置不同之处在于还使用补偿电压系数产生部分19i’，用于根据从速度计算部分19e输出的目前速度，输出预先确定的备查电压系数，以及补偿相位系数产生部分19p，用于根据从速度计算部分19e输出的目前速度，输出预先确定的补偿相位系数(0和1间的一个值)；以及补偿相位系数产生部分19p，用于输出预先确定的补偿相位系数(0和1之间的一个值)。还使用倍增部分19j，用于通过输入从外部给出的平均电压指令、从补偿电压系数产生部分19i’输出的补偿电压系数和从补偿电压图案模式选择部分19g”输出的补偿电压图案而输出补偿电压图案。还使用乘法部分19q，用于通过输入从速度控制部分19f输出的平均相位量指令、从补偿相位系数产生部分19p输出的补偿相位系数以及从补偿相位图案模式选择部分19m输出的补偿相位图案，输出补偿相位图案。因此，将从外部给出的平均电压指令和从乘法部分19j输出的补偿电压图案提供给加法器19h，而两者的总和作为电压指令输出，其中从速度控制部分19f输出的平均相位量指令和从乘法部分19q输出的补偿相位图案提供给加法器19n，两者的总和作为相位量指令输出。
图50和51是流程图，对理解图49中的中断处理1的操作有用。在位置检测部分的磁极位置检测信号(相应于上述激励转换信号)的上升边缘和下降边缘接受外部中断请求。
在步骤SP1中，停止间隔测量计时器18b，在步骤SP2中，读出间隔测量计时器值。步骤SP1和SP2的操作是用于检测位置信号的边缘的间隔的操作。因此，在读出间隔测量计时器值后，在步骤SP3中，间隔测量计时器18b立即置零，并为了下一个间隔测量重新起动。在步骤SP4中，计算存储的位置信号间隔(例如计算电角中每一度计数)；在步骤SP5中，根据位置信号间隔计算结果计算无刷DC电动机的目前速度；在步骤SP6中，通过根据从外部给出的速度指令进行速度控制来计算平均相位量指令，在步骤SP7中，根据补偿相位图案模式读出补偿相位图案，在步骤SP8中，补偿相位图案模式前进一步。在步骤SP9中，根据目前速度读出补偿相位系数；在步骤SP10中，通过将平均相位量指令和补偿相位系数的积乘以补偿相位图案，计算补偿相位；在步骤SP11中，通过对补偿相位和平均相位量指令相加，计算相位量指令，在步骤SP12中，根据相位量指令计算，应在相位校正计时器18a中设置的计时器值；在步骤SP13中，在相位校正计时器18a中设置计时器值，在步骤SP14中，起动相位校正计时器18a。在步骤SP15中，根据补偿电压图案模式读出补偿电压图案，在步骤SP16中，补偿电压图案模式前进一步。在步骤SP17中，根据目前旋转速度读出补偿电压系数，在步骤SP18中，通过将平均电压量指令和补偿电压系数相乘的结果乘以补偿电压图案，计算补偿电压，在步骤SP19中，通过将补偿电压和平均电压指令相加计算电压指令，然后操作返回原始处理。
图49中的中断处理2的操作内容和图38流程图中的操作类似，因此省略了它的描述。
因此，当使用这种无刷电动机驱动装置时实现了类似于图43所示的无刷DC电动机驱动装置的操作和效果。
工业可应用性
本发明可为了在最大效率条件下和实际安排下减小周期间隔负载的低速振动，实现扭矩控制，并适用于各种应用，其中使用同步电动机或无刷DC电动机驱动周期间隔负载。

Claims (24)

1.一种同步电动机驱动方法，其特征在于包含步骤：
当进行扭矩控制，以抑制同步电动机(6)一转中的速度变化时，在电流波形或电压波形的幅值和相位上叠加一变化量，该变化量改变所述幅度和相位，其中所述同步电动机(6)由逆变器(5)(5b)(25)(45)(65)(85)(105)(121)控制，电动机(6)驱动具有环形扭矩变化的负载。
2.如权利要求1所述的同步电动机驱动方法，其特征在于根据幅值中的变化量控制相位中的变化量，其中幅值中的变化量根据扭矩控制部分(10)(30)(70)(110)的输出控制。
3.如权利要求1所述的同步电动机驱动方法，其特征在于幅值中的变化量根据相位中的变化量控制，其中相位中的变化量根据扭矩控制部分(50)(90)的输出控制。
4.如权利要求1所述的同步电动机驱动方法，其特征在于幅值中的变化量根据扭矩控制部分(10)(30)(70)(110)的输出控制，并且相位中的变化量根据和效率相关的检测量控制。
5.如权利要求1所述的同步电动机驱动方法，其特征在于相位中的变化量根据扭矩控制部分(50)(90)的输出控制，而幅值中的变化量根据和效率相关的检测量控制。
6.如权利要求1到5中的任一条所述的同步电动机驱动方法，其特征在于将频带限制在负载扭矩波形的基波和低次谐波的量被用作变化量。
7.如权利要求1到5的任一条所述的同步电动机驱动方法，其特征在于将频带限制在负载扭矩波形的基波的量被用作变化量。
8.如权利要求1到5所述的任一条的同步电动机驱动方法，其特征在于将负载扭矩波形的三次谐波叠加在幅值的变化量上。
9.如权利要求1到5中任一条所述的同步电动机驱动方法，其特征在于对第一中心点的电压和第二中心点的电压之差积分，以检测同步电动机(6)的转子(6a)的磁极位置，由电阻(122u)(122v)(122w)得到中心点电压，所述电阻都有一端连接到逆变器(121)的各相输出终端，另一端相互连接，通过将同步电动机(6)的每相定子绕组(6u)(6v)(6w)一端互相连接而得到第二中心点的电压。
10.一种压缩机驱动方法，其特征在于所述方法用于驱动单缸压缩机，所述压缩机使用由如权利要求1到9的任一条所述的同步电动机驱动方法驱动的同步电动机(6)。
11.一种同步电动机驱动装置，其特征在于包含：
逆变器控制装置(8)(10)(28)(30)(48)(50)(68)(70)(88)(90)(108)(11)(126)，用于控制逆变器(5)(5b)(25)(45)(65)(85)(105)(121)，使当为了通过同步电动机(6)，抑制一转中的速度变化而进行扭矩控制时，将变化量叠加在电流波形或电压波形的幅值和相位上，所述同步电动机(6)由逆变器(5)(5b)(25)(45)(65)(85)(105)(121)控制，并驱动具有环形扭矩变化的负载。
12.如权利要求11所述的同步电动机驱动装置，其特征在于逆变器控制装置(8)(10)(28)(30)(48)(50)(68)(70)(88)(90)(108)(110)(126)是用于控制根据扭矩控制部分(10)(30)(110)的输出控制的幅值变的化量，控制相位中的变化量的装置。
13.如权利要求11所述的同步电动机驱动装置，其特征在于逆变器控制装置(48)(50)(126)是用于根据扭矩控制部分(50)的输出来控制的相位中的变化量，用以控制幅值中的变化量的装置。
14.如权利要求11所述的同步电动机驱动装置，其特征在于逆变器控制装置(68)(70)(126)是用于根据扭矩控制部分(70)的输出来控制幅值中的变化量，并根据相应于效率的检测量控制相位中的变化量的装置。
15.如权利要求11所述的同步电动机驱动装置，其特征在于逆变器控制装置(88)(90)(126)是用于根据扭矩控制部分(90)的输出控制相位中的变化量，并根据相应于效率的检测量控制幅值中的变化量的装置。
16.如权利要求11到15中任一条所述的同步电动机驱动装置，其特征在于逆变器控制装置(8)(10)(28)(30)(48)(50)(68)(70)(88)(90)(108)(110)(126)将把频带限制在负载扭矩波形的基波和低次谐波的量用作变化量。
17.如权利要求11到15中的任一条所述的同步电动机驱动装置，其特征在于逆变器控制装置(8)(10)(28)(30)(48)(50)(68)(70)(88)(90)(108)(110)(126)将把频带限制在负载扭矩波形的基波的量用作变化量。
18.如权利要求11-15任一所述的同步电动机驱动装置，其特征在于逆变器控制装置(8)(10)(28)(30)(48)(50)(68)(70)(88)(90)(108)(110)(126)是将负载扭矩波形叠的三次谐波叠加在幅值变化量上的装置。
19.如权利要求11到15的任一条所述的同步电动机驱动装置，其特征在于还包含电阻(122u)(122V)(122w)，所述每一个电阻有一端连接到逆变器(121)的每相的输出终端，另一端互相连接，从而得到第一中心点电压，同步电动机(6)的每相定子绕组(6u)(6v)(6w)，都在一端相互连接，从而得到第二中心点的电压，积分装置(124a)(124b)，用于对第一中心点电压和第二中心点电压之差积分，并得到积分信号，磁极位置检测装置(125)，用于根据积分信号检测同步电动机(6)的转子(6a)磁极位置。
20.一种压缩机驱动装置，其特征在于包含：
单缸压缩机，及
用于驱动所述单缸压缩机的同步电动机，所述同步电动机由权利要求11到19的任一条所述的同步电动机驱动装置驱动。
21.一种无刷DC电动机驱动装置，其特征在于包含：
电阻(122u)(122V)(122w)，所述每一个电阻有一端连接到逆变器(121)的每相的输出终端，另一端相互连接，从而得到第一中心点电压，
同步电动机(6)的每相定子绕组(6u)(6v)(6w)，都在一端相互连接，从而得到第二中心点的电压，
积分装置(124a)(124b)，用于对第一中心点电压和第二中心点电压之间的差积分，并得到积分信号，
磁极位置检测装置(125)，用于根据积分信号检测同步电动机(6)的转子(6a)磁极位置，
逆变器控制装置(18)，用于控制逆变器(121)，使对负载扭矩超前的变化的电压被叠加到平均值电压指令上，所述指令和用以施加到无刷DC电动机(6)的间歇同步，及
峰值变化抑制装置(19m)(19n)(19a)，用于抑制积分信号中峰值的变化。
22.如权利要求21所述的无刷DC电动机驱动装置，其特征在于所述峰值变化抑制装置(19m)(19n)(19a)包含分划装置，用于分划逆变器间歇；判断装置，用于对每一个被分划的间歇判断积分信号值是大是小，以及逆变器电压相位控制装置(19m)(19n)(19a)，用于对积分信号的值大的判断延迟逆变器电压相位，并对积分信号的值小的判断提前逆变器电压相位。
23.一种无刷DC电动机驱动装置，其特征在于包含：
电阻(122u)(122V)(122w)，所述每一个电阻有一端连接到逆变器(121)的每相输出终端，另一端互相连接，从而得到第一中心点电压，
无刷DC电动机(6)的每相位定子绕组(6u)(6v)(6w)，都在一端互相连接，从而得到第二中心点的电压，
积分装置，用于对第一中心点电压和第二中心点电压之差积分，并得到积分信号，
磁极位置检测装置(123a)(124a)(124b)(125)，用于根据积分信号检测无刷DC电动机(6)的转子(6a)磁极位置，
逆变器控制装置(18)，用于控制逆变器(121)，从而对负载扭矩前置的变化的电压被叠加到平均值相位指令上，所述指令和用于施加到无刷DC电动机(6)的负载扭矩间隔同步，及
峰值变化抑制装置(19m)(19n)(19a)，用于抑制积分信号中峰值的变化。
24.如权利要求23所述的无刷DC电动机驱动装置，其特征在于所述峰值变化抑制装置(19m)(19n)(19a)包含分划装置，用于对逆变器间隔划分；判断装置，用于对每一个被划分的间隔判断积分信号电平是大是小，以及逆变器电压相位控制装置，用于相应于积分信号电平大的判断增加逆变器电压幅值，并相应于积分信号电平小的判断减小逆变器电压幅值。
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