CN1297067C - 电机装置 - Google Patents

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Abstract

用比较器(CPu、CPv、CPw)来检测母线电压Vcc的分压电压E0和三相U、V、W的分压电压Ua、Va、Wa的交点，得到位置检测信号Su、Sv、Sw，并作为平坦部分的中心位置。相对于比较器(CPu、CPv、CPw)的各+端子的分压电压Ua、Va、Wa，将后相的分压电压Va、Wa、Ua和分压电压E0之间的电压进行分压的比较电压Evs、Ews、Eus提供给各-端子上。由于使比较电压移相，所以与平坦处相比，以前方倾斜的位置作为交点来进行位置检测。

Description

电机装置
本发明是以下专利申请的分案申请：申请号：01103753.9，申请日：2001.2.13，发明名称：电机装置
技术领域
本发明涉及电机装置，特别涉及DC无刷电机装置，通过进行DC无刷电机的转子位置检测所得的位置检测信号来控制逆变器电路的驱动。
背景技术
作为这样的DC无刷电机装置的结构，例如在特开平8-182378号公报中披露了图9、图21、图30那样的结构。在图9、图21、图30中，电源部1、11、21是直流电源，是用于获得后述的脉冲调制电压的逆变器电路2、12、22的母线电压Vcc的部分，例如，将交流电源进行整流平滑来得到直流电源。
在图9中，逆变器电路2通过来自驱动电路4的驱动信号来控制晶体管TrU～TrZ，例如功率晶体管、IGBT元件等，产生多个相、例如U相、V相、W相的三相脉冲宽度调制电压，通过将该电压提供给DC无刷电机3的各定子线圈3U、3V、3W来形成旋转磁场，使转子3R旋转。再有，图中未示出，但在转子3R上，有多个磁极，例如进行磁化的两对N极和S极，根据需要，使用图12所示的后述嵌入磁铁型转子。在本发明中，‘磁极’是在作为转子形成后进行磁化形成的磁极，除了在转子中嵌入或安装永久磁铁形成的磁极之外，还包括按照其它方法形成的磁极。
驱动电路4对晶体管TrU～TrZ的驱动如图10的[晶体管驱动波形]所示，窄脉冲波形部分是斩波部分，输出到U相端子R、V相端子S、W相端子T的电压例如成为图10、图11的[端子电压的分压波形]的分压前的波形。
其中，由于U相、V相、W相是交流，所以从时间序列来看，进行U相→V相→W相→U→V相→W相......这样的循环，所以对V相来说，U相为前相，W相为后相，对W相来说，V相为前相，U相为后相，而对U相来说，W相为前相，V相为后相。
因此，用电阻Rau、Rbu的分压电路、电阻Rav、Rbv的分压电路、电阻Raw、Rbw的分压电路进行分压，输入到比较器CPu、比较器CPv、比较器CPw的各正端子、即各+端子的各电压波形成为具有图10的[端子电压的分压波形]的U相、V相、W相那样的波形的U相分压电压Ua、V相分压电压Va、W相分压电压Wa。
通过电阻Rd、Rc组成的分压电路对分压母线电压Vcc进行分压，输入到电阻比较器CPu、比较器CPv、比较器CPw的各负端子，即输入到-端子的假想中性点电压E0的电压波形成为如图11的[电源电压分压波形(假想中性点电压)]所示。通过这样设定电阻Rd、Rc，使得相对于U相、V相、W相的各分压电路的各电阻Ra～Rd，有[Rb/(Ra+Rb)]＝[2Rd/(Rc+Rd)]，从而假想中性点电压E0处于U相分压电压Ua、V相分压电压Va、W相分压电压Wa振幅的大致中心位置。
然后，比较器CPu成为U相位置检测比较器，比较器CPv成为V相位置检测比较器，比较器CPw成为W相位置检测比较器，将各比较器CPu、CPv、CPw检测出的位置检测信号Su、Sv、Sw提供给以微计算机作为主体的控制处理部分、即微计算机5，通过微计算机5进行规定的控制来控制驱动电路4，从而驱动逆变器电路2的各晶体管TrU～TrZ。
如果转子3R旋转，则由于感应电压出现在定子线圈3U、3V、3W中未接通脉冲宽度调制电压的相的定子线圈上，所以如该图所示，在各尖峰电压之后出现‘上升感应电压’和‘下降感应电压’。
然后，在各比较器CPu、CPv、CPw中，根据这些电压的比较，通过检测‘上升感应电压’、‘下降感应电压’部分的与上述中性点电压的交点、即检测过零点P，将该检测信号作为位置检测信号来输出。
例如，如果以比较器CPu中的比较检测状态为例，则成为图11的[U相位置检测比较器正负输入电压(重写)]那样，检测过零点P，如图11的[U相位置检测比较器输出电压]那样，将‘U相上升位置检测点’和‘U相下降位置检测点’作为位置检测信号来输出。再有，其它相的比较器CPv、CPw中的比较检测状态成为将图9的[U相位置检测比较器正负输入电压(重写)]的波形各错开120°相位的波形状态。
在这种DC无刷电机装置中，通过使用图12那样的嵌入磁铁型转子、即IPM型转子，具有通过进行弱磁场控制可以高效率地利用磁阻转矩的优点，但在使用该IPM转子的情况下，如图13所示，在感应电压的波形上过零点P附近可能产生变平的平坦部分Dx，从而产生位置检测不稳定的不良情况。
因此，在特开平11-146685中披露了这样的结构，如图14所示，在用相等电阻值的各电阻Rd、Rc对母线电压进行分压的部分中，还追加多个电阻Rg、Rh，并且通过来自微计算机5的控制信号用各开关元件Tra、Trb将这些追加的点交替短路，形成可将比假想中性点电压高的比较电压和比假想中性点电压低的比较电压交替切换的上下变动型的假想中性点电压，通过用各比较器CPu、CPv、CPw来比较给测该上下变动型的假想中性点电压与上述‘上升感应电压’和‘下降感应电压’的交点，将过零点错开到上述平坦部分Dx以外的位置上。
此外，在特开平11-146685等中披露了这样的结构，不通过上述斩波进行脉冲宽度调制，而变更为图15所示的波形，可通过与上述各位置检测相同的检测结构来进行检测(以下称为无斩波结构)。
在这样的现有技术中，存在这样的缺点，即必须设有用于形成假想中性点的开关元件和用于进行其驱动控制的结构。
在图21中，逆变器电路12根据来自驱动电路14的驱动信号，通过控制晶体管TrU～TrZ、例如功率晶体管、IGBT元件等，来产生多个相、例如U相、V相、W相的三相脉冲宽度调制电压，通过提供给DC无刷电机13的各定子线圈13U、13V、13W上来形成旋转磁场，使转子13R旋转。再有，图中未示出，但在转子13R上设有多个磁化过的磁极，例如两对N极、S极。
驱动电路14对晶体管TrU～TrZ的驱动为图22的[晶体管驱动波形]那样，窄脉冲波形的部分是斩波部分，输出到U相端子R、V相端子S、W相端子T的电压例如为图22、图23的[端子电压的分压波形]的分压前的波形。
其中，由于U相、V相、W相是交流相，所以从时间序列来看，进行U相→V相→W相→U→V相→W相......这样的循环，所以对V相来说，U相为前相，W相为后相，对W相来说，V相为前相，U相为后相，而对U相来说，W相为前相，V相为后相。
因此，用电阻Rau、Rbu的分压电路、电阻Rav、Rbv的分压电路、电阻Raw、Rbw的分压电路进行分压，输入到比较器CPu、比较器CPv、比较器CPw的各正端子、即各+端子的各电压波形成为具有图22的[端子电压的分压波形]的U相、V相、W相那样的波形的U相分压电压Ua、V相分压电压Va、W相分压电压Wa。
通过电阻Rb、Rc组成的分压电路来对母线电压Vcc进行分压，输入到电阻比较器CPu、比较器CPv、比较器CPw的各负端子，即-端子的假想中性点电压E0的电压波形成为如图23的[电源电压分压波形(假想中性点电压)]所示。通过这样设定电阻Rd、Rc，使得相对于U相、V相、W相的各分压电路的各电阻Ra～Rd，有[Rb/(Ra+Rb)]＝[2Rd/(Rc+Rd)]，从而假想中性点电压E0可处于U相分压电压Ua、V相分压电压Va、W相分压电压Wa振幅的中心位置。
然后，比较器CPu成为U相位置检测比较器，比较器CPv成为V相位置检测比较器，比较器CPw成为W相位置检测比较器，将各比较器CPu、CPv、CPw检测出的位置检测信号Su、Sv、Sw提供给以微计算机作为主体的控制处理部分、即微计算机15，通过微计算机15进行规定的控制来控制驱动电路14，从而驱动逆变器电路12的各晶体管TrU～TrZ。
如果转子13R旋转，则由于感应电压出现在定子线圈13U、13V、13W中未接通脉冲宽度调制电压的相的定子线圈上，所以如该图所示，在各尖峰电压之后出现‘上升感应电压’和‘下降感应电压’。
然后，在各比较器CPu、CPv、CPw中，根据这些电压的比较，通过检测‘上升感应电压’、‘下降感应电压’部分的与上述假想中性点电压E0的交点P、即检测过零点P，将该检测信号作为位置检测信号Su、Sv、Sw来输出。
例如，如果以比较器CPu中的比较检测状态为例，则成为图23的[U相位置检测比较器正、负输入电压(重写)]那样，检测过零点P，如图23的[U相位置检测比较器输出电压]那样，将‘U相上升位置检测点’和‘U相下降位置检测点’作为位置检测信号来输出。再有，其它相的比较器CPv、CPw中的比较检测状态成为将图23的[U相位置检测比较器正负输入电压(重写)]的波形各错开120°相位的波形状态。
在该检测中，经过上次通电图形的尖峰电压结束的时间后，微计算机15将检测U相位置检测比较器Cpu的输出最初从Low(低)向High(高)的上升沿所得的信号作为位置检测信号Su1来取入，在经过转子13R旋转一定角度的时间后，切换到通过下个从晶体管TrU到晶体管TrY的通电图形来进行的通电。
然后，经过上次从晶体管TrU到晶体管TrY的通电图形的尖峰电压结束的时间后，微计算机15将检测W相检测比较器CPw输出最初从High向Low的下降沿所得的信号作为位置检测信号(图中未示出)来取入，在经过转子13R旋转一定角度的时间后，通过下个从晶体管TrU到晶体管TrZ的通电图形来进行的通电。
同样，在从晶体管TrU到晶体管TrZ的通电时，根据检测V相比较器CPv的输出的上升沿所得的位置检测信号(图中未示出)，切换成从晶体管TrV到晶体管TrZ的通电。在从晶体管TrV到晶体管TrZ的通电时，根据检测U相比较器CPv输出的下降沿所得的位置检测信号Su2，切换成从晶体管TrV到晶体管TrX的通电。
在从晶体管TrV到晶体管TrX的通电时，根据检测W相比较器CPw输出的上升沿所得的位置检测信号(图中未示出)，切换成从晶体管TrW到晶体管TrX的通电。在从晶体管TrW到晶体管TrX的通电时，根据检测V相比较器CPv输出的下降沿所得的位置检测信号(图中未示出)，切换成从晶体管TrW到晶体管TrY的通电。
于是，微计算机15根据各比较器CPu、CPv、CPw的输出波形来获得转子13R的位置信息，并且驱动逆变器电路12，使得转子13R可连续旋转。
上述那样的驱动状态是转子13R根据位置检测信号Su、Sv、Sw针对逆变器电路12的驱动进行同步旋转，并且能随着逆变器电路12的驱动频率的增减来进行旋转的运转状态(在本发明中称为平稳运转时)的状态。
对此，在起动逆变器电路12的驱动，从而使转子13R开始旋转的起动状态时，因转子13R的静止惯性、轴摩擦、用转子13R驱动的负载等使转子13R的位置检测不稳定，所以存在不能容易地进行与位置检测信号Su、Sv、Sw同步运转的不良情况。
作为解除这种不良情况的结构，例如在日本专利第92682164号公报等中披露了这样的结构，在起动逆变器电路12的驱动之后，不根据转子13R的位置检测信号Su、Sv、Sw来进行对定子线圈13U、13V、13W的通电切换，而例如通过微计算机15中设置的时钟电路进行逆变器电路12的强制同步运转，以便强制地切换对定子线圈13U、13V、13W通电，并且在进行随着时间逐渐增强逆变器电路12的输出电压的运转后，转移到通过平稳的位置检测而进行的同步运转(以下称为第一现有技术)。
另外，不进行上述的强制同步运转，而从逆变器电路12起动之后就进行转子13R的位置检测，但例如，如果以图23的‘TrW→TrY’、‘TrU→TrY’区间位置为例来说明，则如图24的[通常运转状态]那样，在从先进行通电动作的晶体管例如晶体管TrW、TrX进行切换成下次进行通电的晶体管例如晶体管TrW、TrY的动作(在本发明中称为换向)时刻，即随着换向时刻Wt之后进行位置检测信号Su1的检测。
在该位置检测信号Su1的检测中，将时间幅度(在本发明中称为位置检测掩蔽时间)Mt和延迟时间(在本发明中，称为换向延迟时间)Lt设定到规定的时间长度来控制逆变器电路12的驱动，Mt用于限制在预定区间的时间不进行位置检测后进行位置检测，而Lt用于根据位置检测将下次的换向时间Ut、即例如切换到晶体管TrU、TrY的通电的时刻限制为从位置检测的地方起延迟规定时间的时刻。
除了该控制以外，逐渐增加驱动逆变器电路12的频率，并且转移到通过平稳的位置检测进行同步运转的结构(以下称为第二现有技术)是众所周知的。
在图24的[通常运转状态]中，仅示出与图23的‘U相上升位置检测点’对应的部分，但即使是与图23的‘U相下降位置检测点’对应的部分，也与图23的‘U相上升位置检测点’一样，出现与图24的振幅变化相反的振幅变化。而且，对于V相、W相来说，也同样出现两个地方的位置检测部分。然后，如上述那样，在转子13R中，在两对N极、S极即磁化过的两对极中，出现(3相×2个地方)×2对极的数目的地方，即出现12个地方的位置检测部分。
而且，在这种DC无刷电机装置的结构中，如图25所示，在与转子13R的同步运转的关系上，如交点Pa或交点Pb那样，为了将位置检测信号Su、Sv、Sw的检测位置错开到感应电压的前方或后方，通过变更获得假想中性点电压E0的分压电路或获得各相分压电压Ua、Va、Wa的分压电路的分压比，使假想中性点电压E0如图25的E01、E02那样上下错开检测的结构(以下成为第三现有技术)是众所周知的，在这种结构中，不言而喻，为了对应于交点Pa或交点Pb，设定位置检测掩蔽时间Mt和换向延迟时间Lt。
在上述第一现有技术中，不进行位置检测，而进行强制同步运转，所以必须用过转子13R驱动的负载变动而产生的驱动过调或失调未使逆变器电路12达到异常停止程度的变化来逐渐增加逆变器电路12的输出电压，所以不能加快转移到通过平稳的位置检测进行同步运行的时间，存在需要相当长的时间的缺点。
在第二现有技术中，具有用比第一现有技术短的时间可以通过平稳的位置检测来转移到同步运转的优点，但在转子13R驱动的负载有变动的情况下，因该变动可能使位置检测混乱，所以存在通过平稳的位置检测不能转移到同步运转的缺点。
而且，在图30中，逆变器电路22通过来自驱动电路24的驱动信号来控制晶体管TrU～TrZ，例如功率晶体管、IGBT元件等，产生多个相、例如U相、V相、W相组成的3相脉冲宽度调制电压，通过提供给DC无刷电机23的各定子线圈23U、23V、23W来形成旋转磁场，使转子23R旋转。再有，图中虽未示出，但在转子23R上设有多个‘磁极’，例如两对N极、S极组成的磁极。
在本发明中，‘磁极’指在形成转子后进行磁化来形成磁极的情况，以及在转子中嵌入或安装永久磁铁来形成磁极的情况。
驱动电路24对晶体管TrU～TrZ的驱动如图31的[晶体管驱动波形]那样，窄脉冲波形的部分是斩波部分，将输出到U相端子R、V相端子S、W相端子T的电压用电阻Rau、Rbu的分压电路、电阻Rav、Rbv的分压电路、电阻Raw、Rbw的分压电路进行分压，输出到比较器CPu、比较器CPv、比较器CPw的各正端子、即各+端子的各电压波形成为具有图31的[端子电压的分压波形]的U相、V相、W相那样波形的U相分压电压Ua、V相分压电压Va、W相分压电压Wa。
用电阻Rd、Rc组成的分压电路来对母线电压Vcc进行分压，输入到电阻比较器CPu、比较器CPv、比较器CPw的各负端子、即各-端子的假想中性点电压E0的电压波形成为如图32的[电源电压的分压波形(假想中性点电压)]E0所示。再有，也有使用这样的结构的情况，使得该假想中性点电压E0错开到图32的假想中性点电压E0的上方或下方，获得将交点P向前错开或向后错开的位置检测信号Su1～Sw2。
然后，比较器CPu成为U相位置检测比较器，比较器CPv成为V相位置检测比较器，比较器CPw成为W相位置检测比较器，将各比较器CPu、CPv、CPw检测出的位置检测信号Su、Sv、Sw提供给以微计算机作为主体的控制处理部分、即微计算机25，微计算机25通过规定的控制来控制驱动电路24，从而驱动逆变器电路22的各晶体管TrU～TrZ。
如果转子23R旋转，则由于感应电压出现在定子线圈23U、23V、23W中未接通脉冲宽度调制电压的相的定子线圈上，所以如图32所示，在各尖峰电压之后出现‘上升感应电压’和‘下降感应电压’。
然后，在各比较器CPu、CPv、CPw中，根据这些电压的比较，通过检测‘上升感应电压’、‘下降感应电压’部分的与上述假想中性点电压E0的交点P、即检测过零点，将该检测信号作为位置检测信号Su、Sv、Sw来输出。
例如，如果以比较器CPu中的比较检测状态为例，则成为图32的[U相位置检测比较器正负输入电压(重写)]那样，检测过零点P，如图32的[U相位置检测比较器输出电压]那样，将′U相上升位置检测点‘和‘U’相下降位置检测点’作为位置检测信号来输出。再有，其它相的比较器CPv、CPw中的比较检测状态成为将图33的[U相位置检测比较器正负输入电压(重写)]的波形各错开120°的相位的波形状态。
即，在图31的[R、S、T端子电压的分压波形]中，在转子23R旋转一次之间，对于转子23R的一对磁极，如Su1→Sw2→Sv1→Su2→Sw1→Sv2那样按转子23R的速度变化对应的时间间隔进行循环来检测位置检测信号，并提供给微计算机25。
微计算机25根据得到各位置检测信号Su1～Sw2的间隔时间来计算转子23R的平均单位时间的转数(在本发明中称为转数)，例如rpm或rps(以下将它们总称为rpm)，并且进行改变从逆变器电路22提供给各定子线圈23U～W的各相电压的斩波脉冲的频率(以下称为斩波频率)fm或斩波脉冲的占空比(以下称为占空比)du的控制，使得该转数rpm达到目标转数，例如转数rm。上述转数rpm一般也被称为平均旋转速度。
例如，可以这样求转数rpm，即，如果转子23R的平均旋转一次的位置检测信号Su1～Sw2的发生数为12个，则将通过微计算机25内部的时钟电路(图中未示出)对该12个位置检测信号中从得到前顺序的位置检测信号的时刻起至得到后顺序的位置检测信号的时刻的时间进行计时所得的时间值除以单位时间值，例如除以1分钟或1秒种来求出转数，此外，用从得到一个位置检测信号的时刻起至得到规定的多个、例如10个位置检测信号的时刻的时间值除以单位时间，而且，除以该个数，就可以根据平均值来求转数rpm。
具体来说，如图33所示，如果例如对于作为目标的转数rm1进行具有±α的允许值的控制，则一边改变各相电压的斩波频率fm或占空比du，一边根据位置检测信号Su1～Sw2来进行控制，在根据位置检测信号Su1～Sw2获得的转数rpm达到允许上限值rm1+α时，改变斩波频率fm或占空比du，使各相的输出电压Ua～Wa(此处的Ua～Wa是指进行上述分压前的晶体管TrU～TrZ的输出电压，以下都相同)下降。
而且，在达到允许下限值rm1-α时，除了进行使各相的输出电压上升的运行以外，以改变输出电压Ua～Wa的运行中，根据检测出的转数rpm和目标转数rm1的差值来进行PI控制等。此外，如图所示，控制用于进行该控制的控制周期T1，使得形成比较小的周期、例如10毫秒～1秒，可频繁地改变输出电压Ua～Wa。
在上述那样的DC无刷机电装置中，在转子23R驱动的负载、即DC无刷电机装置的驱动对象为空调装置或冰箱等的压缩机的情况下，由于负载的变动剧烈，所以必须频繁地变更斩波频率fm或占空比du，进行输出电压的调整。随着这种输出电压的变更调整，有使电机自身或压缩机的振动、噪声增大等不好的情况。
此外，发明涉及设有保护逆变器的过电流的功能的逆变器驱动电动机装置。
这种逆变器驱动电动机装置200例如作为冷藏装置、空调装置等制冷剂压缩使用的压缩部、风扇等的驱动源来使用，在电动机(以下称为电机)中，可使用DC无刷电机等各种电机，例如，通过图38那样的逆变器32来驱动电机33的逆变器驱动电机装置200的结构是众所周知的。在以下各图中，相同符号所示的部分是与通过某个图说明的相同符号部分具有相同功能的部分。
在图38中，微计算机35将用于使电机33连续旋转的控制信号提供给驱动电路34，通过控制驱动电路34来驱动逆变器32，逆变器32通过各功率晶体管(以下称为晶体管)TU、TV、TW、TX、TY、TZ，将直流电源1变换成多相、例如3相的交流电源，从而驱动电机33。
控制晶体管TU～TZ的驱动，使得将来自检测转子33R位置的位置检测部分(图中未示出)的信号提供给微计算机35，从而使转子33R同步旋转。此外，直流电源31例如是将交流电源(图中未示出)、例如商用的交流电源变压为所需电压并将得到的交流电压进行整流平滑而获得的直流电源。
过电流检测电路36是过电流的检测部分，通过检测从直流电源31对逆变器32供给电流的电流检测元件、例如逆变器32的负极端电路中配置的电流检测电阻Rs检测出的直流值是否超过规定量，即检测是否有过电流。
过电流检测电路36在检测出过电流时将表示过电流出现的过电流检测信号36A通过过电流异常保持电路37提供给微计算机35，微计算机35进行控制运行，使得驱动电路34停止逆变器32的驱动，并且进行过电流保护运行，通过该过电流保护运行，在停止逆变器32的驱动后，用来自微计算机25的控制信号使异常解除电路38解除过电流异常保持电路37的异常保持。
过电流异常保持电路37例如由触发电路构成，此外，异常解除电路38例如是这样的结构，通过将保护电阻Rr设置在输入侧的晶体管Tr，来解除由上述触发电路进行的异常保持。
过电流检测电路36由比较器Cp、电路直流电源Vcc、过电流检测电阻R1、R2、基准电压电阻R3、R4等构成。再有，直流电源31例如为280V电压，电路直流电源Vcc是5～15V电压，将直流电源31和电路电源Vcc作为单独的电源，但直流电源31的电压低，在用与电路直流电源Vcc相同程度的电压构成的情况下，也可以用相同的部件来构成直流电源31和电路直流电压Vcc。这种情况下，需要这样的结构，使得过电流时不变动对应于电路直流电源Vcc的部分的电压。
而且，过电流检测电路36的各部按如下运行条件来设定。在以下的公式中，Vcc表示电路直流电源Vcc的电流，比较器Cp的正端子、即+端子的电压Em1如下式(1)所示。
Em1＝Vcc·R4/(R3+R4)           ……(1)
此外，电流检测电阻Rs中流动的电流Is如箭头所示，从逆变器32的负极电路侧向直流电源1的负极流动的方向作为正方向，在各电阻值为R1＞Rs、R2＞＞Rs的情况下，比较器Cp的负端子、即-端子的电压Em2成为下式(2)那样。
Em2＝(-Is·Rs)+[(Vcc+Is·Rs)R2/(R1+R2)]
   ＝(R2·Vcc-R1·Rs·Is)/(R1+R2)   ……(2)
因此，在Em1＜Em2时，比较器Cp的输出、即过电流检测信号36A变为低电平Low，而在Em1＞Em2时，比较器Cp的输出、即过电流检测信号36A变为高电平High，所以输出例如图39的[比较器输出电压]那样波形的过电流检侧信号。
图39的各部运行波形是通过3相的DC无刷电机来构成逆变器32和电机33情况下的运行例，逆变器32的各驱动晶体管TU～TZ对电机33的各定子线圈33U、33V、33W进行120°相位通电的3相驱动，图39的[通电相]、[晶体管驱动波形]是在U相的晶体管TU为ON状态下进行通电，Y相的晶体管TY通过斩波进行ON、OFF，从而进行窄脉冲状态的通电的状态下的运行例。
再有，该状态下的各晶体管TU～TZ的各电流状态变为图40～图42的粗箭头那样，在U相的晶体管TU和Y相的晶体管TY都为ON状态时，如图40所示，在过电流检测电阻Rs中流动上述正方向的电流，而在U相的晶体管TU为ON状态，Y相的晶体管TY为OFF状态时，如图41所示，通过与V相的晶体管TV并联连接的回流二极管DV使电流流动，所以在过电流检测电阻Rs中不流动电流。
其中，即使在停止所有晶体管TU～TZ的通电后，电机33的定子线圈33U、33V中积蓄的能量也向反方向流动，成为再生电流Ir，如图42所示，由于通过与二极管DV和X相的晶体管TX并联连接的回流二极管DX来流动电流，所以在过电流检测电阻Rs中，流动与上述正方向相反流的负方向的电流。
在图39的[晶体管驱动波形]产生的通电状态的情况下，在正常状态下，由于
Em1＜Em2
过电流检测信号36A＝Low
，所以异常保持电路37将图39的[异常保持电路]的‘正常’侧的电平、即低电平侧的信号提供给微计算机35，微计算机35将驱动所有晶体管TU～TZ的控制信号提供给驱动电路34，所以使所有的晶体管TU～TZ动作，将三相交流电流提供给电机33。
然后，在转子33R的位置检测信号因某个原因而未得到的情况下，从直流电源31提供给逆变器32的电流值例如变为用于防止过电流造成的晶体管TU～TZ的过电流损坏、转子33R的磁极的退磁等的规定值，如图39的[Rs电流和过电流保护电平]那样，例如，在达到‘过电流保护动作电平Is1’的电流流入过电流检测电阻Rs的情况下，过电流检测电阻Rs的电阻R2侧的电压下降到规定值，比较器Cp的比较状态变为图39的[比较器正负端子输入电压(重写)]、[比较器输出电压]的状态，由于
Em1＞Em2
异常检测信号36A＝High
，所以异常保持电路37如图39的[异常保持电路]那样，将‘异常’侧的电平信号提供给微计算机35，微计算机35将停止驱动所有晶体管TU～TZ的控制信号提供给驱动电路34，使所有晶体管TU～TZ动作，将各晶体管TU～TZ本身变为不对电机33提供电流的状态。
然后，电机33中流动的电流如图39的[Rs电流和过电流保护电平]那样，由于移动到电流值Isn侧，所以过电流检测电阻Rs中流动的电流低于‘过电流保护动作电平Is1’，比较器Cp的过电流检测信号36A如图39的[比较器输出电压]那样返回到Low侧，但过电流异常保持电路37则如图39的[异常保持电路]那样，继续保持‘异常’状态，该保持通过来自微计算机35的控制在异常解除电路38进行解除动作时被解除，返回到‘正常’侧。
其中，在图39的[Rs电流和过电流保护电平]中，如上述那样，在逆变器33停止后的[再生电流期间]流到‘-A’侧的部分不是逆变器33的定子线圈各晶体管TU～TZ本身对电机33提供电流，而是电机33的定子线圈33U、33V上存储的能量所产生的再生电流Ir部分。即，在该旋转状态中，电机33通过进行与发电机相同的发电动作，该发电动作产生的电流作为再生电流Ir来出现。
在这样的现有技术中，除了过电流检测电路以外，由于必须设有过电流异常保持电路和用于解除该保持的过电流异常解除电路，所以除了结构变得复杂，不能简便、低价地提供装置以外，由于在这些过电流异常保持电路、过电流异常解除电路中也发生异常和故障，所以还有维修作业变得复杂等不便。
发明内容
本发明用于解决现有技术的课题，即：必须设有用于形成假想中性点的开关元件和用于进行其驱动控制的结构的不便；不能加快移动至通过平稳的位置检测进行的同步运转的时间而需要很长时间的不便；不能移动到通过平稳的位置检测进行的同步运转的不便；随着输出电压的变更调整，除了使电机本身和压缩机的振动、噪声增大等不便结构变得复杂，不能简单、低价地提供装置以外，由于在这些过电流异常保持电路、过电流异常解除电路中也发生异常和故障，所以还有维修作业变得复杂等不便。
因此，作为解决这些不便的手段，提供以下的结构：
在DC无刷电机装置等电机装置中，在设有配有多个磁极的转子、和通电时可对所述转子提供旋转磁场而配置的多相定子线圈的DC无刷电机装置中规定的所述定子线圈上，使逆变器电路产生的电压通电而形成旋转磁场，并且利用所述多相的各相中设置的比较器对通过所述转子的旋转在未进行所述通电的相的所述定子线圈上产生的感应电压和规定电压进行比较检测，从而得到位置检测信号，根据所得的位置检测信号来控制进行所述通电的时刻，其中设有第一结构，包括：
比较输入部件，将对所述各相定子线圈电压进行分压的第一分压电压输入到所述各相的比较器的正端子上，并且将与输入到所述正端子的相不同的相的所述第一分压电压和对所述逆变器电路的母线电压进行分压所得的假想中性点电压之间的电压进行分压而得到第二分压电压，将所得的第二分压电压输入到所述比较器的负端子上；以及
位置检测部件，通过各所述比较器来检测基于所述第一分压电压的所述感应电压的电压部分和所述第二分压电压的交点，获得所述位置检测信号；
提供第二结构，在上述第一结构中，通过将获得第二分压电压的所述定子线圈的相作为相对于获得所述第一分压电压的所述定子线圈的相的后相，在从所述感应电压和所述假想中性点电压的交点错开的时刻获得所述位置检测信号；
提供第三结构，在上述第一结构中，通过将获得第二分压电压的所述定子线圈的相作为相对于获得所述第一分压电压的所述定子线圈的相的前相，在从所述感应电压和所述假想中性点电压的交点错开的时刻获得所述位置检测信号；
提供第四结构，在上述第一结构～第三结构中，设有电容器，用于吸收输入到所述各比较器的电压的噪声成分，并且使波形平滑；
在DC无刷电机装置等电机装置中，在设有配有多个磁极的转子、和通电时可对所述转子提供旋转磁场而配置的多相定子线圈的DC无刷电机装置中规定的所述定子线圈上，使逆变器电路产生的电压通电而形成旋转磁场，并且利用所述多相的各相中设置的比较器对通过所述转子的旋转在未进行所述通电的相的所述定子线圈上产生的感应电压和规定电压进行比较检测，从而得到位置检测信号，根据所得的位置检测信号来控制进行所述通电的时刻，其中设有第五结构，包括：
配有掩蔽时间控制部件，在所述逆变器电路12的起动中，根据开始所述起动后得到的所述位置检测信号的次数来控制接续前面的换向时刻的限制所述位置检测信号的检测的位置检测掩蔽时间的增减；
提供第六结构，附加在该第五结构上，设有附加换向时间控制部件，在所述起动中，根据开始所述起动后得到的所述位置检测信号的次数来控制接续前面的所述位置检测信号的限制所述换向时刻的换向延迟时间的增减；
提供第七结构，附加在该第五结构上，设有附加驱动频率增减控制装置，以比所述逆变器电路的平稳运转时的所述增加率大的增加率来控制开始所述起动后的所述逆变器电路的驱动频率的增加率；
提供第八结构，在上述第五结构中，仅在从开始所述起动的时刻至所述转子的旋转达到规定转数的时刻之间实施进行所述位置检测掩蔽时间的增减的控制；
提供第九结构，在上述第六结构中，仅在从开始所述起动的时刻起至所述转子的旋转达到规定转数的时刻之间实施进行所述换向延迟时间的增减的控制；
提供第十结构，在上述第七结构中，仅在从开始所述起动的时刻至所述转子的旋转达到规定转数的时刻之间实施通过所述大增加率进行的控制。
在与上述第五结构的电机装置相同的DC无刷电机装置等电机装置中，在设有配有多个磁极的转子、和通电时可对所述转子提供旋转磁场而配置的多相定子线圈的DC无刷电机装置中规定的所述定子线圈上，使逆变器电路产生的电压通电而形成旋转磁场，并且利用所述多相的各相中设置的比较器对通过所述转子的旋转在未进行所述通电的相的所述定子线圈上产生的感应电压和规定电压进行比较检测，从而得到位置检测信号，根据所得的位置检测信号来控制进行所述通电的时刻，其中设有第十一结构，包括：
掩蔽时间控制部件，仅在从开始所述逆变器电路的起动的时刻至所述转子的旋转达到规定的转数的时刻之间，根据开始所述起动后得到的所述位置检测信号的次数来控制接续前面的换向时刻的限制所述位置检测信号的检测的位置检测掩蔽时间的增减；
换向时间控制部件，仅在从开始所述起动的时刻至所述转子的旋转达到规定的转数的时刻之间，根据开始所述起动后得到的所述位置检测信号的次数来控制接续前面的所述位置检测信号的限制换向时刻的换向延迟时间的增减；以及
驱动频率增减控制部件，仅在从开始所述起动的时刻至所述转子的旋转达到规定的转数的时刻之间，以比所述逆变器电路的平稳运转时的所述驱动频率增加率大的增加率来控制开始所述起动后的所述逆变器电路的驱动频率的增加率；
在DC无刷电机装置等电机装置中，在设有配有多个磁极的转子、和通电时可对所述转子提供旋转磁场而配置的多相定子线圈的DC无刷电机装置中规定的所述定子线圈上，使逆变器电路产生的电压通电而形成旋转磁场，并且利用所述多相的各相中设置的比较器对通过所述转子的旋转在未进行所述通电的相的所述定子线圈上产生的感应电压和规定电压进行比较检测，从而得到位置检测信号，根据所得的位置检测信号来控制进行所述通电的时刻，其中设有第十二结构，包括：
负载状态判别部件，在根据所述位置检测信号得到的所述转子的转数变化在规定时间内规定的范围内时，判别为由所述转子驱动的负载稳定的稳定状态；以及
控制保持部件，在判别为所述稳定状态时，按进行所述判别的时刻的原有控制状态来保持所述脉冲宽度调制电压的控制状态；
代替上述第十二结构的控制保持部件，提供第十三结构，设有控制周期变更部件，在判别为所述稳定状态时，按照比进行所述判别的时刻的控制周期大的控制周期来控制变更所述脉冲宽度调制电压的控制周期；
在逆变器驱动电动机装置中，该装置通过将直流电源变换成交流电源的逆变器来驱动电动机，并且检测从所述直流电源供给所述逆变器的电流而得到检测电压，通过比较器来比较所得的检测电压和规定的基准电压来检测过电流，根据检测出过电流所得的输出来进行停止所述逆变器的驱动的过电流保护动作的保持和解除，该电机装置设有第十四结构，包括：
保持解除部件，根据所述比较器的滞后动作来进行所述保持、或所述保持和解除；
提供第十五结构，在该第十四结构中，在进行所述停止后的所述电动机的再生电流变为规定的负电流时，根据所述滞后动作的复位动作来进行所述解除；以及
提供第十六结构，在该第十四结构中，不通过进行所述停止后的所述电动机的再生电流来进行所述滞后动作的复位动作，而根据控制所述逆变器驱动的微型计算机的控制来进行所述解除。
附图说明
图1表示本发明的整体方框结构图。
图2表示本发明主要部分运行波形图。
图3表示本发明主要部分运行波形图。
图4表示本发明的整体方框结构图。
图5表示本发明主要部分运行波形图。
图6表示本发明的整体方框结构图。
图7表示本发明主要部分运行波形图。
图8表示本发明主要部分运行波形图。
图9表示现有技术的整体方框结构图。
图10表示现有技术的主要部分运行波形图。
图11表示现有技术的主要部分运行波形图。
图12表示现有技术的主要结构正面图。
图13表示现有技术的主要部分运行波形图。
图14表示现有技术的整体方框结构图。
图15表示现有技术的主要部分运行波形图。
图16表示本发明的整体方框结构图。
图17表示本发明主要部分运行波形图。
图18表示本发明主要部分运行波形图。
图19表示本发明的主要部分动作条件图。
图20表示本发明的主要部分动作条件图。
图21表示现有技术的整体方框结构图。
图22表示现有技术的主要部分运行波形图。
图23表示现有技术的主要部分运行波形图。
图24表示现有技术的主要部分运行波形图。
图25表示现有技术的主要部分运行波形图。
图26表示本发明的整体方框结构图。
图27表示本发明的主要部分控制处理流程图。
图28表示本发明的主要部分控制处理状态图。
图29表示本发明的主要部分控制处理状态图。
图30表示现有技术的整体方框结构图。
图31表示现有技术的主要部分运行波形图。
图32表示现有技术的主要部分运行波形图。
图33表示现有技术的主要部分运行波形图。
图34表示本发明的整体方框结构图。
图35表示本发明的主要部分运行波形图。
图36表示本发明的整体方框结构图。
图37表示本发明的主要部分运行波形图。
图38表示现有技术的整体方框结构图。
图39表示现有技术的主要部分运行波形图。
图40表示现有技术的主要部分运行状态图。
图41表示现有技术的主要部分运行状态图。
图42表示现有技术的主要部分运行状态图。
具体实施方式
以下，参照附图详细说明本发明的实施例。
作为本发明的实施例，由图1～图8说明仅变更上述现有技术中的各分压电路部分的实施例。在图1～图8中，用与上述图9～图15相同的符号所示的部分具有与图9～图15相同的符号所示部分的相同功能。此外，在图1～图8中，相同符号所示的部分是具有与图1～图8的任一个中说明的相同符号部分同样功能的部分。
[第一实施例]
以下，通过图1～图3来说明第一实施例。概括地说，本第一实施例包括上述第一结构和第二结构。
在图1中，输入到各比较器CPu、CPv、CPw的各正端子、即+端子的电压与上述现有技术相同。
母线电压Vcc被电阻Rd、Rc组成的分压电路进行分压，作为图2的[电源电压的分压波形(假想中性点电压)]那样的假想中性点电压E0，被输入到电阻Reu、Rfu组成的分压电路的电阻Rfu端、电阻Rev、Rfv组成的分压电路的电阻Rfv端、电阻Rew、Rfw组成的分压电路的电阻Rfw端。
U相分压电压Ua和假想中性点电压E0之间的电压被电阻Rew、Rfw组成的分压电路进行分压，变为图2的[端子电压的分压波形]中的减小U相的电压波形那样的U相分压电压Ua振幅的波形，被输入到比较器CPw的负端子、即-端子上。
V相分压电压Va和假想中性点电压E0之间的电压被电阻Reu、Rfu组成的分压电路进行分压，变为图2的[端子电压的分压波形]中的减小V相的电压波形那样的V相分压电压Va振幅的波形，被输入到比较器CPu的负端子、即-端子上。
W相分压电压Wa和假想中性点电压E0之间的电压被电阻Rev、Rfv组成的分压电路进行分压，变为图2的[端子电压的分压波形]中的减小W相的电压波形那样的W相分压电压Wa振幅的波形，被输入到比较器CPv的负端子、即-端子上。
就是说，在各比较器CPu、CPv、CPw中，输入到-端子的各比较电压EVs、EWs、EUs变为根据相对于输入到+端子的U、V、W相分压电压Ua、Va、Wa的后顺序的相形成的比较电压。
因此，例如以比较器CPu、即U相位置检测比较器CPu中的比较检测状态为例，各比较器CPu、CPv、CPw的比较检测状态则如图2中的[U相位置检测比较器正负端子输入电压(重写)]那样，检测输入到+端子的振幅大的U相分压电压Ua与输入到-端子的振幅小的比较电压Evs的交点P，如图2的[U相位置检测比较器输出电压]那样，将‘U相上升位置检测点’和‘U相下降位置检测点’作为位置检测信号Su1、Su2来输出。再有，其它相的比较器CPv、CPw的比较检测状态变为将图2的[U相位置检测比较器正、负输入电压(重写)]的波形各移相120°相位的波形状态。
在该检测中，在经过从上次通电图形的尖峰电压结束的时间后，微计算机5首先将检测U相比较器的CPu输出从Low向High的上升沿所得的信号作为位置检测信号Su1来取入，在经过转子3R旋转一定角度的时间后，切换成下个从晶体管TrU到晶体管TrY的通电图形(パタ一ン)的通电。
在从晶体管TrU到晶体管TrY通电时，在未通电的W相的端子T上，因转子3R的旋转而产生下降方向的感应电压，所以该感应电压被分压输入到W相位置检测比较器CPw的正端子上。另一方面，W相位置检测比较器CPw的负端子的输入电压变为按电阻Rew和电阻Rfw来对U相分压电压Ua和假想中性点电压E0的比较电压Eus进行分压。
再有，一般通过将各分压的各电阻值假设为
Ra＝Rau＝Rav＝Raw、Rb＝Rbu＝Rbv＝Rbw，使[Rb/(Ra+Rb)]＝[2Rd/(Rc+Rd)]来形成假想中性点电压E0。
而且，在经过上次从晶体管TrW到晶体管TrY的通电图形的尖峰电压结束的时间后，微计算机5首先将检测W相比较器输出CPw从High向Low的下降沿所得的信号作为位置检测信号(图中未示出)来取入，在经过转子3R旋转一定角度的时间后，切换成下个从晶体管TrU到晶体管TrZ的通电图形的通电。
同样，在从晶体管TrU向晶体管TrZ的通电时，通过检测V相比较器CPv的输出上升沿的位置检测信号(图中未示出)，进行从晶体管TrV到晶体管TrZ的通电切换。
在从晶体管TrV到晶体管TrZ的通电时，通过检测U相比较器CPv的输出下降沿的位置检测信号Su2，切换到从晶体管TrV到晶体管TrX的通电。
在从晶体管TrV到晶体管TrX的通电时，通过检测W相比较器CPu的输出上升沿的位置检测信号(图中未示出)，切换到从晶体管TrW到晶体管TrX的通电。在从晶体管TrW到晶休管TrY的通电时，通过检测V相比较器CPv的输出下降沿的位置检测信号(图中未示出)，切换到从晶体管TrW到晶体管TrY的通电。
这样，微计算机5根据各比较器CPu、CPv、CPw的输出波形，通过获得转子3R的位置信息，将控制信号提供给逆变器电路2，使得转子3R可连续旋转。
其中，设假想中性点电压E0为VRd，V相分压电压Va为VRbv，如果各电阻值有Re＞＞Rb及Re＞＞Rd、Rf＞＞Rb及Rf＞＞Rd，则U相位置检测比较器CPu的负端子的输入电压Evs变为
Evs＝[(VRbv-VRd)Rf/(Re+Rf)]+VRd
   ＝[VRbv·Rf+VRd·Re]/(Re+Rf)
的关系。
因此，在U相位置检测比较器CPu的负端子上，产生具有用V相电压来偏移假想中性点电压E0的电压VRd的电压的比较电压Evs，所以在此时的位置检测定时中，在感应电压上升时变为
[U相位置检测比较器负端子输入电压]＜[假想中性点电压VRd]
在感应电压下降时变为
[U相位置检测比较器负端子输入电压]＞[假想中性点电压VRd]的关系，通过U相分压电压Ua的感应电压部分和比较电压Evs的交点P得到的位置检测信号Su1处于比U相分压电压Ua的感应电压部分和假设中性点电压E0的交点P向前挪的时刻的位置。
如上述图13那样，即使感应电压的波形在过零点P附近处于平的平坦部分Dx的状态，但如图3的[前向检测]那样，在位置检测的时刻、即U相的情况下，由于[U相上升位置检测点]处于平坦部分Dx前具有倾斜的地方，所以可以进行可靠的位置检测。
在以上说明中，将电阻Rc和电阻Rd产生的分压比设定为
[Rb/(Ra+Rb)]＝[2Rd/(Rc+Rd)]
，使得产生假想中性点电压E0的电压VRd，但也可以改变该分压比，使感应电压的上升时和下降时的交点的移动量错开。
再有，在该情况下，通常在感应电压的上升时和下降时必须通过微计算机5的软件、即控制处理来改变从位置检测至切换通电的时间。
[第2实施例]
以下，通过图4、图5来说明第2实施例。本第2实施例的结构构成上述第1结构和第3结构。本第2实施例的结构与图1的第1实施例的结构的不同在于，将供给电阻Reu的电压变更为W相分压电压Wa，将供给电阻Rev的电压变更为U相分压电压Ua，将供给电阻Rew的电压变更为V相分压电压Va。
因此，输入到各比较器CPu、CPv、CPw的负端子上的各比较电压Eus、Evs、Ews相对于输入到正端子上的各U相分压电压Ua、V相分压电压Va、W相分压电压Wa的相，都变更为根据前相所得的比较电压。
因此，各比较器CPu、CPv、CPw的比较检测状态例如以比较器CPu、即U相位置检测比较器CPu中的比较检测状态为例，则输入到负端子的比较电压Ews变为如图5的[U相位置检测比较器负端子输入电压]所示减小W相分压电压Wa的振幅的波形，所以比较状态如图5的[U相位置检测比较器正负端子输入电压(重写)]那样，检测输入到+端子的振幅大的U相分压电压Ua与输入到-端子的振幅小的比较电压EWs的交点P，如图5的[U相位置检测比较器输出电压]那样，将‘U相上升位置检测点’和‘U相下降位置检测点’，作为位置检测信号Su1、Su2来输出。再有，其它相的比较器CPv、CPw的比较检测状态变为将图5的[U相位置检测比较器正负输入电压(重写)]的波形各移相120°相位的波形状态。
其中，设假想中性点电压E0为VRd，W相分压电压Wa的电压为VRbw，如果各电阻值有Re＞＞Rb及Re＞＞Rd、Rf＞＞Rb及Rf＞＞Rd，则U相位置检测比较器CPu的负端子的输入电压Evs变为
EVs＝[(VRbw-VRd)Rf/(Re+Rf)]+VRd
   ＝[VRbw·Rf+VRd·Re]/(Re+Rf)
的关系。
因此，在U相位置检测比较器CPu的负端子上，产生具有用W相电压来偏移假想中性点电压E0的电压VRd的电压的比较电压Evs，所以在此时的位置检测定时中，
在感应电压上升时变为
[U相位置检测比较器负端子输入电压]＞[中性点电压VRd]
在感应电压下降时变为
[U相位置检测比较器负端子输入电压]＜[中性点电压VRd]的关系，通过U相分压电压Ua的感应电压部分和比较电压Ews的交点P得到的位置检测信号Su1处于比U相分压电压Ua的感应电压部分和假设中性点电压E0的交点P向后挪的时刻的位置。
如上述图13那样，即使感应电压的波形在过零点P附近处于平的平坦部分Dx的状态，但如图3的[后向检测]那样，在位置检测的时刻、即U相的情况下，由于[U相上升位置检测点]处于超过平坦部分Dx的有倾斜的地方，所以可以进行可靠的位置检测。
[第3实施例]
以下，通过图1、图4、图6来说明第3实施例。本第3实施例的结构与上述第1实施例、第2实施例的结构的不同之处在于，设有电容器，用于吸收输入到各比较器CPu、CPv、CPw的电压的噪声成分，并且使波形平滑。
在图4的结构中，在各晶体管TrU～TrZ开关时，各比较器CPu、CPv、CPw的正端子的输入电压和负端子的输入电压重合，各比较器CPu、CPv、CPw的输出电压变得不稳定，有引起误动作的情况，所以至少在各比较器CPu、CPv、CPw的各正端子的输入电压的地方设有电容器，通过噪声的吸收和使脉冲电压开关地方的波形平滑，可以获得正确的位置检测信号Su、Sv、Sw。此外，在图1、图6的结构中，也设有相同的电容器，通过吸收噪声，可以获得正确的位置检测信号Su、Sv、Sw。
在图6中，电阻Rbu与电容器Cbu并联连接，电阻Rbv与电容器Cbv并联连接，电阻Rbw与电容器Cbw并联连接，此外，比较器CPu的负端子与地连接，即在接地之间连接电容器Cfu，在比较器CPv的负端子和地之间连接电容器Cfv，在比较器CPw的负端子和地之间连接电容器Cfw，而且，电阻Rd与电容器Cd并联连接。
其中，各电容器的电容值通常如下设定。
Cb＝Cbu＝Cbv＝Cbw
Cf＝Cfu＝Cfv＝Cfw
而且，通过至少设有电容器Cb，可以防止噪声产生的误动作。再有，在图6的结构中，连接所有的电容器Cb、Cf、Cd，但在噪声不特别大时，也可以省略电容器Cd、或电容器Cd、Cf。
[变形实施]
本发明包括以下变形实施的情况。
(1)变更上述第1实施例、第3实施例的结构，应用于上述图15的无斩波结构，来根据例如图7那样的各波形获得位置检测信号。
(2)变更上述第2实施例、第3实施例的结构，应用于上述图15的无斩波结构，来根据例如图8那样的各波形获得位置检测信号。
如以上那样，根据本发明，只要使比较器的正端子和负端子的输入成为只通过电阻分压电路获得的基于不同相的电压，就可以将转子的检测位置避开IPM型转子等产生的感应电压的平坦部分的位置，所以除了可以进行充分利用磁阻转矩的运转外，由于仅附加电容器来防止噪声造成的检测不良，所以具有可提供简便、低价且维修容易的装置等效果。
此外，作为本发明的另一实施例，通过图16～图20来说明在上述图21～图24的现有技术的结构中应用本发明的实施例。在图16～图21中，与图21～图24相同符号所示的部分是与图21～图24说明的同一符号部分具有相同功能的部分。此外，在图16～图20中的同一符号所示的部分是与图16～图20的其中任一个中说明的同一符号部分具有相同功能的部分。
[第4实施例]
以下，通过图16～图18来说明第4实施例。概括来说，本第4实施例构成上述第5结构和第8结构，与图21～图24的现有技术的结构的不同在于，为了进行图17、图18说明的控制处理，将用于进行该控制处理的控制处理流程的程序预先存储在图16的微计算机15的处理存储器15A中，并且将控制处理上必要的基准值等数据、例如图18的各值的数据预先存储在图16的微计算机15的数据存储器15B中。
在逆变器电路12进行平稳运转状态、即根据位置检测信号Su～Sw通过逆变器电路12的驱动产生旋转磁场中转子13R进行同步跟踪旋转状态中的位置检测部分，例如与图24同样，如果以图23的‘TrW→TrY’、‘TrU→TrY’区间的地方为例来说明，则如图17的[平稳运转状态]那样表示，而开始逆变器电路12起动之后转子13R的旋转不能跟踪的状态中的位置检测部分如图17的[起动运转状态]所示。
与图24同样，图17的[平稳运转状态]相当于图23的[U相位置检测比较器正、负端子输入电压]的‘U相上升位置检测点’的位置检测部分，检测从前面的换向时刻Wt开始经过规定的位置检测掩蔽时间Mt后的交点P、即过零点，获得位置检测信号Su1，并且将从该位置检测信号Su1的时刻起经过换向延迟时间Lt的时刻作为下次的换向时刻Ut。
然后，在图17的[起动运转状态]中，通常在开始逆变器电路12的起动之后，转子13R除了旋转方向未确定外，由于旋转速度非常低，所以定子线圈13U上出现的感应电压小。因此，成为图中不确定C那样的感应电压波形，难以检测正确的位置，成为使起动性能降低的原因。
因此，在本第4实施例的结构中，如图18的[主要部分动作条件]那样，通过根据位置检测信号的检测次数Sn、例如合计所有位置检测信号Su、Sv、Sw的检测次数所得的检测次数Sn来增减变化位置检测掩蔽时间Mt，进行稳定的起动，可靠地转移到通过平稳的位置检测进行的同步运转。
具体地说，如图18那样，将位置检测掩蔽时间Mt例如用电时间宽度、即相位角宽度来表示，并且预先设定多个级、例如第一级Mt1、第二级Mt2、第三级Mt3，对各级进行设定，使得位置检测信号的检测次数Sn与多个级、例如第一级Sn1、第二级Sn2相对应。
这里，位置检测信号的次数Sn是例如使用对至该时刻的位置检测信号进行累积的累积次数的情况，和该时刻的平均单位时间的次数、即使用旋转速度的情况这两种情况。即，在本发明中，‘位置检测信号的次数’指使用累积次数的情况和使用旋转速度的情况这两种情况。再有，在以下的说明中，说明使用累积旋转的情况。
而且，例如，各数据的具体值在(3相×2个地方)×2对极的情况下可如下设定。
Mt1＝45°
Mt2＝37.5°
Mt3＝30°
Sn1＝12次(转子13R的1次旋转)
Sn2＝120次(转子13R的10次旋转)
为了易于理解，图18的[主要部分动作条件]用曲线来表示，但实际上，将对应于图18的数据值的表存储在数据存储器15B中，通过处理存储器15A中预先存储的控制处理流程的程序，来一边进行选择一边进行控制动作。再有，控制处理流程是根据检测信号来判别横轴的数据，仅将纵轴的数据作为控制信号来输出的简单流程，所以这里省略记载。
根据该控制处理，即使在转子13R的负荷等变动，转子13R的转数变动的情况下，由于根据该变动来增减变化位置检测掩蔽时间Mt，所以与这种变动无关，可同步运转，所以例如在转数Sn达到第2级Sn2时，能够稳定可靠地转移到通过平稳的位置检测进行的同步运转。
而且，在本第4实施例的结构中，第一，根据转子13R的位置检测信号的次数Sn来控制位置检测掩蔽时间Mt，第二，仅在从逆变器电路12的起动开始时刻至转子13R达到规定的转数的时刻之间、即位置检测信号的检测次数达到规定的次数期间进行该控制。
再有，在上述设定中，逐渐减少对位置检测信号次数Sn的增加，使得位置检测掩蔽时间Mt的控制各级、例如第一级Mt1、第二级Mt2、第三级Mt3达到Mt1＞Mt2＞Mt3的条件，但在开始起动后的转子13R的负荷上有大的脉动等情况下，也可以对应于这种负荷的变动来设定。
即，例如，如图18的[负荷状态(之一)]那样，在负荷变动的情况下，按Mt1＜Mt3＜Mt2的条件那样来设定，此外，例如，如图18的[负荷状态(之二)]那样，在负荷推移的情况下，按Mt1＜Mt2＜Mt3的条件那样来设定。
[第5实施例]
以下，通过图16～图19来说明第5实施例。概括来说，本第5实施例构成上述第6结构和第9结构，与上述第4实施例的结构的不同在于，除了第4实施例的结构外，将进行图17、图19说明的控制处理的控制处理流程的程序预先存储在处理存储器15A中，并且将控制处理上必要的基准值等数据、例如图19的各值的数据预先存储在数据存储器15B中。
然后，如图19那样，通过根据位置检测信号的检测次数Sn、例如合计所有位置检测信号Su、Sv、Su的检测次数所得的检测次数的Sn的增减，来增减变化换向延迟时间Lt，进行稳定的起动，可靠地转移到通过平稳的位置检测进行的同步运转。
具体地说，如图19那样，将换向延迟时间Lt例如用电时间宽度、即相位角宽度来表示，并且预先设定多个级、例如第一级Lt1、第二级Lt2、第三级Lt3，对各级进行设定，使其对应于第1实施例的位置检测信号的检测次数Sn的多个级相同的第一级Sn1、第二级Sn2。
Lt1＝15°
Lt2＝11.25°
Lt3＝7.5°
为了易于理解，图19用曲线来表示，但实际上，将对应于图19的数据值的表存储在数据存储器15B中，通过处理存储器15A中预先存储的控制处理流程的程序，来一边进行选择一边进行控制动作。再有，与上述第4实施例同样，控制处理流程是根据检测信号来判别横轴的数据，仅将纵轴的数据作为控制信号来输出的简单流程，所以这里省略记载。
根据该控制处理，即使在转子13R的负荷等变动而使转子13R的转数变动的情况下，由于进行上述第4实施例结构的位置检测掩蔽时间Mt的增减变化来应对，以及通过图19的控制数据进行换向延迟时间Lt的增减变化来应对，所以与这种变动无关，例如，可以比第4实施例的结构更快地达到转数Sn的第2级Sn2，可以稳定可靠地转移到通过平稳的位置检测进行的同步运转。
而且，在本第5实施例的结构中，除了上述第4实施例的结构之外，第一，根据转子13R的位置检测信号的检测次数来控制换向延迟时间Lt，第二，仅在从逆变器电路12的起动开始时刻至转子13R达到规定的转数的时刻之间、即位置检测信号的检测次数达到规定的次数期间进行该控制。
再有，在上述设定中，变换延迟Lt的控制的各级相对于位置检测信号次数Sn的增加而逐渐减少，使得第一级Lt1、第二级Lt2、第三级Lt3达到Lt1＞Lt2＞Lt3的条件，但在开始起动后的转子13R的负荷上有大的脉动等情况下，也可以对应于这种负荷的变动来设定。
即，例如，如图18的[负荷状态(之一)]那样，在负荷变动的情况下，按Lt1＜Lt3＜Lt2的条件那样来设定，此外，例如，如图18的[负荷状态(之二)]那样，在负荷推移的情况下，按Lt1＜Lt2＜Lt3的条件那样来设定。
[第6实施例]
以下，通过图16～图18、图20来说明第6实施例。概括来说，本第6实施例构成上述第7结构和第10结构，与上述第4实施例结构的不同在于，除了第4实施例的结构外，将用于进行图20说明的控制处理的控制处理流程的程序预先存储到处理存储器15A中，并且将控制处理上必需的基准值等数据、例如图20的各值的数据预先存储到数据存储器15B中。
而且，如图20那样，通过以比逆变器电路12的平稳运转时的增加率ρ2大的增加率来控制开始逆变器电路12起动之后的逆变器电路12的驱动频率Ft的增加率ρ1，进行稳定的起动，可靠地转移到通过平稳的位置检测进行的同步运转。
具体地说，在图20中，逆变器电路12的驱动频率Ft被这样设定，使得在平稳运转时，按下限频率Ft1～上限频率Ft3的频率变化范围来控制，如果用经过时间Tt来看，则例如控制曲线L1、L2、L3那样，在开始逆变器电路12的起动之后，在使驱动频率Ft从频率0增加至下限频率Ft1～上限频率Ft3之间的适当频率后，移动到上述平稳运转时的频率变化范围的控制。
然后，平稳运转时的驱动频率Ft的增加率ρ2是将平均单位时间T1的频率增加量设定为fa来控制的增加率，而开始逆变器电路12的起动之后的驱动频率Ft的增加率ρ1是这样的增加率，使得平均单位时间T1的频率增加量为fb，设定为fb＞fa的值来控制。
例如，可如下设定具体的值。
Ft1＝10～30Hz
Ft3＝150Hz
ρ2＝fa/T1＝1Hz/sec～2Hz/sec
ρ1＝fb/T1＝ρ2×10
为了易于理解，图20用曲线来表示，但实际上，将对应于图20的数据值的表存储在数据存储器15B中，通过处理存储器15A中预先存储的控制处理流程的程序，来一边进行选择一边进行控制动作。再有，与上述第4实施例同样，控制处理流程是根据检测信号来判别横轴的数据，仅将纵轴的数据作为控制信号来输出的简单流程，所以这里省略记载。
根据该控制处理，即使在转子13R的负荷等变动，而使转子13R的转数变动的情况下，由于进行上述第4实施例结构的位置检测掩蔽时间Mt的增减变化来应对，以及通过图20的控制数据进行逆变器电路12的驱动频率Ft的增加率来应付，所以与这种变动无关，例如，可以比第1实施例的结构更快地将驱动频率Ft达到平稳运转时的驱动频率Ft1，可以稳定可靠地转移到通过平稳的位置检测进行的同步运转。
在本第6实施例的结构中，除了上述第4实施例的结构外，第一，通过比逆变器电路12的平稳运转时的增加率ρ2大的增加率来控制开始逆变器电路12起动之后的逆变器电路12的驱动频率Ft的增加率ρ1；第二，仅在从逆变器电路12的起动开始时刻至转子13R达到规定转数的时刻期间、即仅在位置检测信号的检测次数达到规定次数期间，进行该控制。
[第7实施例]
以下，通过图16～图20来说明第7实施例。本第7实施例的结构构成组合上述第4实施例～第6实施例的所有结构。因此，概括来说，由上述第11结构来构成。
而且，根据本第7实施例的结构，具有进行上述第4实施例～第6实施例所述的所有控制处理的结构，所以即使在转子13R的负荷等变动而使转子13R的转数变动的情况下，可同时进行上述第4实施例结构的位置检测掩蔽时间Mt的增减变化来应对、进行上述第5实施例结构的换向延迟时间Lt的增减变化来应对、以及进行上述第6实施例结构的逆变器电路12的驱动频率Ft的增加率来应对。
因此，与这种负荷的变动无关，与第4实施例～第6实施例相比，例如，可以将驱动频率Ft更快地达到平稳运转时的驱动频率Ft1，可以稳定可靠地转移到通过平稳的位置检测进行的同步运转。
[变形实施]
(1)在上述第3现有技术结构中应用第4实施例～第7实施例的结构。
(2)在电源部1的电压低的情况下，应用这样的结构，不对端子R、S、T的电压进行分压，而原封不动地提供给各比较器CPu、CPv、CPw。
如以上那样，根据本发明，将从逆变器电路的起动开始至进入平稳运转的控制处理动作来应对位置检测标记时间的增减变化、换向延迟时间的增减变化、逆变器电路2的驱动频率增加率中的某一个，此外，进行与其中多个组合应对的动作，所以即使在转子的负荷等变动而使转子的转数变动的情况下，与这种变动无关，可以稳定可靠地迅速地转移到平稳运转状态。
此外，由于仅追加微计算机的控制处理功能来获得具有这种功能的结构，所以具有可提供价格便宜的装置结构等效果。
此外，作为本发明的另一实施例，通过图26～图29来说明在上述现有技术的结构中应用本发明的实施例。在图26～图29中，与图30～图33相同符号所示的部分是与通过图30～图33说明的同一符号部分具有相同功能的部分。此外，在图26～图29中，同一符号所示的部分是与图26～图29的其中任一个中说明的同一符号部分具有相同功能的部分。
[第8实施例]
以下，通过图26～图28来说明第8实施例。概括来说，本第8实施例的结构构成上述第12结构，如图26所示，在微计算机25中设置的处理存储器25A和数据存储器25B中，预先存储图27的控制处理流程的程序和用于控制处理基准的数据，并且从微计算机25中设置的时钟电路25C中获得所需的时钟数据，除了进行以下的控制处理外，将处理所得的数据作为用于以后基准的数据存储在数据存储器25B中。再有，不用说，控制处理用定型控制处理即可实现的部分可变更为分立电路结构来构成。
以下，说明图27的控制处理流程的控制处理动作。图27的控制处理流程从进行装置整体控制处理的主控制处理流程开始，每隔规定的时间、例如每个平稳的控制周期T1，转移至该控制处理流程的开始，此外，该控制处理流程的结束在其结束时刻可移动到用于进行下个动作的主控制处理的规定步骤之处。再有，周期T1例如设定为10毫秒～1秒。
此外，如图28所示，在该控制处理中，相对于目标转数rm1，将第一允许范围rm1±α和第二允许范围rm1±β作为处理数据存储在数据存储器25B中，其中，第一允许范围的上限为+α、下限为-α，与第一允许范围rm1±α相比，第二允许范围扩宽的上限为+β、下限为-β。
[控制处理流程的说明]
◆在图27的步骤S1中，进行是否是用后述的步骤S4存储的表示稳定状态的‘标志’，在有‘标志’时移至步骤S7，而在不是时移至下面的步骤S2。
◆在步骤S2中，根据位置检测信号Su1～Sw1来计算转数rpm，进行是否在第一允许范围rm1±α范围内的判别，在范围内时移至下面的步骤S3，而不在范围内时移至步骤S5。
◆在步骤S3中，判别是否过去移动至该步骤设定为使时钟电路的定时器开始计时的状态，以及判别设定的定时器的经过时间是否达到规定时间t、例如平稳周期T1的10倍的100毫秒～10秒之间，在定时器未设定时，在设定定时器后‘结束’，即移动到控制处理流程的规定步骤之处。
此外，在设定的定时器的经过时间达到规定时间t以上时，移动至下面的步骤S4，而在非这种情况时，原封不动‘结束’，即移动至控制处理流程的规定步骤之处。再有，该规定时间t成为用于判别是否达到对输出电压的输出电压调整、即斩波频率fm或占空比du的变更少的稳定状态的判别时间。
◆在步骤S4中，将表示稳定状态的标志存储在数据存储器25B中，并且如图29的[稳定状态]那样，在形成连续保持状态，使得不变更获得当前输出电压Ua～Wa的控制状态、即斩波频率fm或占空比du后‘结束’，即移动到控制处理流程的规定步骤之处。
◆在步骤S5中，在变更为可达到目标转数rm1的输出电压调整、即依据斩波频率fm、或占空比du的控制后‘结束’，移动至下面的步骤S6。
◆在步骤S6中，对定时器的计时进行复位，并且在停止计时动作后‘结束’，即移动到控制处理流程的规定步骤之处。
◆在步骤S7中，根据位置检测信号Su1～Sw1来计算转数rpm，进行是否在第二允许范围rm1±β范围内的判别，判别为在范围内时‘结束’，即移动到控制处理流程的规定步骤之处，而在非这种判别时，移动至下面的步骤S8。
◆在步骤S8中，删除数据存储器25B中存储的表示稳定状态的‘标记’，在变更可达到目标转数rm1的依据斩波频率fm、或占空比du的控制值后‘结束’，即移动到控制处理流程的规定步骤之处。
因此，根据上述步骤S1～S8的控制处理，如图29所示，在转数rpm在第一允许范围rm1±α中达到规定时间t以上的情况下判别为稳定状态后，直至达到第二允许范围rm1±β、并且β＞α，进行不变更对各相供给的输出电压Ua～Wa的动作。
就是说，在判别为稳定状态后，只要不造成急剧负载变化等，就使转数rpm达到与目标转数rml几乎没有差的状态，在该状态下，形成不使输出电压Ua～Wa变化的状态，所以可以形成极大地抑制电机的振动、噪声等的状态。
[第9实施例]
以下，通过图26、图27、图29来说明第9实施例。概括地说，本第9实施例的结构构成上述第13结构。第9实施例的结构与上述第8实施例的结构的不同在于，将存储表示图27的控制处理流程的步骤S4中的稳定状态的‘标志’的状态下的控制处理进行如下变更。
即，代替可不变更保持第8实施例中的输出电压Ua～Wa的控制动作，如图29的[稳定状态]那样，将输出电压的控制周期变更为比判别时刻的控制周期T1大的控制周期T2，例如，变更为相当于周期T1的10倍左右的100毫秒～10秒周期的控制状态。即，例如，在控制周期T1为50毫秒时，例如可变更为其10倍的0.5秒的控制周期T2。
就是说，在判别为稳定状态后，只要不造成急剧负载变化等，就可加长控制周期，形成改变输出电压Ua～Wa的次数少的状态，所以可以形成极大地抑制电机的振动、噪声等的状态。
[变形实施]
本发明包括以下那样的变形实施。
(1)将用于进行第8实施例、第9实施例的上述控制处理动作的控制处理部分由与微计算机25不同的另一个控制部、例如另一个微计算机来构成。
(2)将用于进行第8实施例、第9实施例的上述控制处理动作的控制处理流程由微计算机25的控制处理流程、即独立于主控制处理流程的控制处理流程来构成。
(3)将用于进行第8实施例、第9实施例或上述(1)结构中的控制处理动作的控制处理部分由门电路、逻辑电路等组合的分立电路结构来构成。
如以上那样，根据本发明，仅用为了控制逆变器电路驱动根据位置检测信号，检测转子驱动的负载的稳定状态的结构，使逆变器电路的驱动控制稳定，所以具有可以用简单便宜的结构来提供可极大抑制电机的振动、噪声等装置的效果。
而且，作为本发明的另一实施例，通过图34～图37来说明对上述图38结构的逆变器驱动电动机装置200采用本发明的实施例。在图34～图37中，用与图38～图40相同的符号表示的部分是与图38～图40的相同符号部分具有相同功能的部分。此外，在图34～图37中，相同符号所示的部分是与图34～图37的任何一个中说明的相同符号部分具有同一功能的部分。
[第10实施例]
以下，通过图34、35来说明第10实施例。概括地说，本第10实施例的结构构成上述第14结构和第15结构，与图38的现有技术结构的不同之处在于以下方面。
第一，除去过电流异常保持电路37和异常解除电路38，通过异常电流检测电路36和微计算机35进行代替过电流异常保持电路37和异常解除电路38的动作。
第二，将电容器C2连接在比较器Cp的正端子、即+端子和地之间，并且在+端子和输出端子之间设有电阻R5组成的反馈电路，而且，通过将电容器C1连接在电容器Cp的负端子、即-端子和地之间，使电容器Cp可进行图35所示的滞后动作。再有，电容器Cp具有集电极开路输出电路形式。
即，具体地说，将上述式(1)、(2)的条件相同地设定，假设电容器Cp的输出为低电平Low时的+端子的输入电压Em1为Em1a，则
Em1a＝Vcc(R4//R5)/[R3+(R3//R5)]。
此外，假设电容器Cp的输出为高电平High时的+端子的输入电压Em1为Em1b，则
Em1b＝VccR4/(R3+R4)。
然后，在将电路直流电源Vcc提供给电容器Cp的初期动作时，设定电容器C1、C2，使得电容器Cp的输出成为低电平Low，并且将电容器C1、C2的电容值设定为过电流保护动作时不影响各部动作那样的微小容量。
此外，如图35的[Rs电流、过电流保护电平]的进行过电流保护动作前的状态所示，相对于过电流保护电平Is1，电流检测电阻Rs检测的电流Is在
Is＜Is1
过电流检测信号36A＝Low
时，成为
Em1＜Em2
那样，电阻R1～R5以下式(3)的条件来设定。
{(R4//R5)/[R3+(R4//R5)]}＜[R2/(R1+R2)]  ……(3)
然后，变为Is1＜Is，如图2的[比较器输出电压]那样，变为过电流检测信号36A＝High，一旦进行过电流保护动作后，即使
Is＝0
通过维持
Em1＞Em2
的状态，如图35的[比较器正端子输入电压]那样，由于达到
过电流检测信号36A＝High
的状态，设定可保持过电流保护动作的电路常数，所以在该状态下，变为下式(4)的状态。
[R4/(R3+R4)]＞[R2/(R1+R2)]   ……(4)
在保持该过电流保护动作的状态中，如图2的[Rs电流、过电流保护电平]那样，即使电流Is不断减小，电流Is变为零，仍持续原来的状态，如果达到图35的[Rs电流、过电流保护电平]的过电流保护解除电平Is2即，变为
Em1＜Em2
如图35的[比较器正端子输入电压]那样，使
过电流检测信号36A＝Low
来设定电路的常数以进行反向动作。因此，比较器Cp中的比较状态成为图35的[比较器正负端子输入电压(重写)]状态那样。
如上述那样，一旦提供给比较器Cp的-端子的被比较输入电平超过第一比较输入电平，在进行反向过比较输出的比较输出后，即使比较输入的电平下降至被比较输入的电平，仍维持该比较输出，而且，在下降至第二电平时，进行将比较输出返回到原来的比较输出状态的返回动作，即进行复位动作，在本发明中，将该动作称为比较器的滞后动作。
在本第10实施例中，如图35的[Rs电流、过电流保护电平]的过电流保护解除电平Is2那样，将用于进行上述比较器Cp的滞后动作的复位动作的规定电流值设定为通过微计算机35和驱动电路34停止逆变器32的驱动后产生的电机33的再生电流Ir的规定电流值Is2。
在本第10实施例中，具有适用于上述那样的3相DC无刷电机的结构，但也适用于由输出近似正弦波型的脉冲宽度调制电压的逆变器32来驱动一般的感应电动机那样的电机33情况，同样地，对本领域技术人员来说，能进行过电流保护动作当然应该是可实施的范围，所以这里省略说明。
[第11实施例]
以下，通过图36、图37来说明第11实施例。概括地说，本第11实施例的结构构成上述第14结构和第16结构，与上述第1结构的不同在于，追加异常解除电路38，并且通过微计算机35的控制来进行其解除动作。
在图36中，在装置的动作开始时，在驱动逆变器之前，在电路直流电源Vcc达到规定的电压值时，微计算机35通过使异常解除电路38复位到异常解除状态，将过电流检测电路36的比较器Cp的输出、即过电流检测信号36A复位到低电平Low侧。在进行这样的动作后，微计算机35通过将驱动逆变器32的控制信号提供给驱动电路34来驱动逆变器32，从而使电机33处于连续旋转的状态。
然后，与上述第10实施例一样，过电流检测电路36检测过电流状态，如果将比较器Cp的过电流检测信号36A达到高电平High的输出提供给微计算机35，则微计算机35控制驱动电路34，进行过电流保护动作的保持，以便停止逆变器32的驱动。
但是，如图37的[Rs电流、过电流保护电平]的复位动作电平那样，将可进行比较器Cp的滞后动作的复位动作的复位动作电平Is2A设定为比再生电流Ir产生的负电流的最大值Isn大的负电流值，即按
|Is2A|＞|Isn|
那样来设定，成为不能进行滞后动作的复位动作的状态，所以使保持过电流保护动作的状态持续。
即，如图37的[异常保持电路]那样，通过比较器Cp的动作，不返回到异常检测信号36A＝低电平Low的状态。因此，比较器Cp中的比较状态成为图37的[比较器正负端子输入电压(重写)]那样的状态。
然后，在微计算机31中设置的时钟电路(图中未示出)计时经过规定的时间、例如10秒时，从微计算机向异常解除电路38提供短脉冲状的控制信号38A，或根据操作微计算机35的操作部(图中未示出)的信号，从微计算机35向异常解除电路38提供控制信号38A，通过异常解除电路38使比较器Cp的+端子接地，可进行比较器Cp的滞后动作的复位动作。
因此，本第11实施例的结构不通过停止逆变器32的驱动后的电机33的再生电流Ir来进行比较器Cp的滞后动作的复位动作，而根据控制逆变器32驱动的微计算机35的控制可来解除异常保持，即过电流保护动作的保持。
如上那样，根据本发明，通过异常检测电路中设置的比较器的滞后动作，进行过电流保护动作的保持、或其保持和解除，所以不必设置现有的过电流异常保持电路、或过电流异常保持电路和异常解除电路，所以除了不需要进行因这些电路的故障导致的维修作业外，还具有可以提供简便且价格便宜的装置的效果。

Claims (7)

1.一种电机装置，在设有配有多个磁极的转子、和通电时可对所述转子提供旋转磁场而配置的多相定子线圈的DC无刷电机装置中规定的所述定子线圈上，使逆变器电路产生的电压通电而形成旋转磁场，并且利用所述多相的各相中设置的比较器对通过所述转子的旋转在未进行所述通电的相的所述定子线圈上产生的感应电压和规定电压进行比较检测，从而得到位置检测信号，根据所得的位置检测信号来控制进行所述通电的时刻，其特征在于，该电机装置包括：
配有掩蔽时间控制部件，在所述逆变器电路的起动中，根据开始所述起动后得到的所述位置检测信号的次数来控制接续前面的换向时刻的限制所述位置检测信号的检测的位置检测掩蔽时间的增减。
2.如权利要求1所述的电机装置，其特征在于，附加换向时间控制部件，在所述起动中，根据开始所述起动后得到的所述位置检测信号的次数来控制接续前面的所述位置检测信号的限制所述换向时刻的换向延迟时间的增减。
3.如权利要求1所述的电机装置，其特征在于，附加驱动频率增减控制装置，以比所述逆变器电路的平稳运转时的增加率大的增加率来控制开始所述起动后的所述逆变器电路的驱动频率的增加率。
4.如权利要求1所述的电机装置，其特征在于，仅在从开始所述起动的时刻至所述转子的旋转达到规定转数的时刻之间实施进行所述位置检测掩蔽时间的增减的控制。
5.如权利要求2所述的电机装置，其特征在于，仅在从开始所述起动的时刻起至所述转子的旋转达到规定转数的时刻之间实施进行所述换向延迟时间的增减的控制。
6.如权利要求3所述的电机装置，仅在从开始所述起动的时刻至所述转子的旋转达到规定转数的时刻之间实施通过所述大增加率进行的控制。
7.一种电机装置，在设有配有多个磁极的转子、和通电时可对所述转子提供旋转磁场而配置的多相定子线圈的DC无刷电机装置中规定的所述定子线圈上，使逆变器电路产生的电压通电而形成旋转磁场，并且利用所述多相的各相中设置的比较器对通过所述转子的旋转在未进行所述通电的相的所述定子线圈上产生的感应电压和规定电压进行比较检测，从而得到位置检测信号，根据所得的位置检测信号来控制进行所述通电的时刻，其特征在于，该电机装置包括：
掩蔽时间控制部件，仅在从开始所述逆变器电路的起动的时刻至所述转子的旋转达到规定的转数的时刻之间，根据开始所述起动后得到的所述位置检测信号的次数来控制接续前面的换向时刻的限制所述位置检测信号的检测的位置检测掩蔽时间的增减；
换向时间控制部件，仅在从开始所述起动的时刻至所述转子的旋转达到规定的转数的时刻之间，根据开始所述起动后得到的所述位置检测信号的次数来控制接续前面的所述位置检测信号的限制换向时刻的换向延迟时间的增减；以及
驱动频率增减控制部件，仅在从开始所述起动的时刻至所述转子的旋转达到规定的转数的时刻之间，以比所述逆变器电路的平稳运转时的所述驱动频率增加率大的增加率来控制开始所述起动后的所述逆变器电路的驱动频率的增加率。
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