CN105075101B - 电力转换装置及其电动机驱动装置、鼓风机、压缩机、空调机、冰箱、制冷机 - Google Patents

电力转换装置及其电动机驱动装置、鼓风机、压缩机、空调机、冰箱、制冷机 Download PDF

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Abstract

本发明提供一种电力转换装置，其不会导致装置的大型化、高成本化，能够扩大各相电流的检测期间，并实现基于各相电流的控制的高精度化。该电力转换装置设置有：电源分流电阻（5），其设置于直流电源（1）的负电压侧与逆变器（2）之间；以及各相下桥臂分流电阻（6a、6b），其分别设置于3个桥臂中的2个桥臂的各相下桥臂开关元件（3d、3e）与电源分流电阻（5）之间，其中，对各相下桥臂开关元件（3d、3e）和各相下桥臂分流电阻（6a、6b）的各连接点与直流电源（1）的负电压侧之间的各电压进行检测，并基于该各检测值，计算流入负载装置（9）的各相电流。

Description

电力转换装置及其电动机驱动装置、鼓风机、压缩机、空调机、 冰箱、制冷机
技术领域
本发明涉及电力转换装置及其电动机驱动装置、鼓风机、压缩机、空调机、冰箱、制冷机。
背景技术
在电力转换装置中，例如对流入电动机等的3相负载的各相电流进行检测，并基于该各相电流来控制负载，其中，该电力转换装置是通过将构成PWM调制方式的3相逆变器的开关元件的导通/断开(ON/OFF)状态组合来生成3相交流电压并供给负载的。
作为检测流入3相负载的各相电流的方法，存在有设置与构成逆变器的开关元件串联连接的电流传感器或分流电阻的方式。作为设置分流电阻的结构存在：设置对直流电源与逆变器装置间的电流进行检测的电源分流电阻的结构；以及在下桥臂开关元件与直流电源的负极侧之间，设置检测该相的相电流的下桥臂分流电阻的结构。在设置电源分流电阻或下桥臂分流电阻的结构中，由于需要按各相位确定检测的相电流，而使得控制软件复杂化。此外，在设置有电源分流电阻的结构中，在仅能够检测一相电流的情况下，为了检测两相电流而需要进行通电调节。也就是说，在1个开关周期内，将检测各相电流的期间限定为较窄的范围。因此，例如公开了下述逆变器装置：通过“设置电源分流电阻和至少两相的下桥臂分流电阻，利用电源分流电阻对无法由下桥臂分流电阻检测的相电流进行检测”，从而不需要进行各相位的检测电流的确定、通电调节、时间序列的电流检测，而以简单的控制软件就能够检测相电流(例如专利文献1)。
专利文献1：日本特开2006－67747号公报
发明内容
在设置分流电阻的结构中，为了不影响逆变器的动作，且不消耗额外的电力，需要将分流电阻的电阻值设定得足够小。为了对流入该分流电阻的电流进行检测，需要对分流电阻的两端电压进行放大后输入控制单元，因此需要在控制单元的前级设置放大单元。
在上述专利文献1所述的技术中，需要将下桥臂分流电阻的两端电压和电源分流电阻的两端电压输入控制单元，因此在设置2相的下桥臂分流电阻和电源分流电阻的结构中，至少需要三个放大单元，在设置3相的下桥臂分流电阻和电源分流电阻的结构中，至少需要4个放大单元。
此外，在下桥臂分流电阻和电源分流电阻的电阻值不同的情况下，对下桥臂分流电阻的两端电压进行放大的放大单元和对电源分流电阻的两端电压进行放大的放大单元的增益也不同，因此因硬件所引发的检测值的偏差增大。
进而，因为要通过电源分流电阻来对无法由下桥臂分流电阻检测出的相电流进行检测，因此控制步骤变得复杂。
因此，在上述专利文献1所述的技术中，存在如下问题，由于放大单元的增加、对检测值的偏差的抑制、以及控制步骤的复杂化等，可能会导致装置的大型化、高成本化。
本发明鉴于上述问题而完成，其目的在于，提供一种不会导致装置的大型化、高成本化，并能够扩大各相电流的检测期间，实现基于各相电流的控制的高精度化的电力转换装置。
为了解决上述问题并达到目的，本发明涉及的一种电力转换装置，其将从直流电源供给的直流电转换为3相交流电，上述电力转换装置包括：逆变器，将由上桥臂开关元件以及下桥臂开关元件构成的桥臂以3相并联连接而构成；电源分流电阻，其设置于上述直流电源的负电压侧与上述逆变器之间；各相下桥臂分流电阻，其分别设置于3相之中的至少2相的上述各相下桥臂开关元件与上述电源分流电阻之间；电压检测部，其对上述各相下桥臂开关元件和上述各相下桥臂分流电阻的各连接点与上述直流电源的负电压侧之间的电压进行检测；以及控制部，其输入上述电压检测部的各检测值，生成与上述各相上桥臂开关元件以及上述各相下桥臂开关元件对应的6个驱动信号。
根据本发明，具有如下效果，不会导致装置的大型化、高成本化，并能够扩大各相电流的检测期间，实现基于各相电流的控制的高精度化。
附图说明
图1是表示实施方式1涉及的电力转换装置的一个结构示例的图。
图2是表示实施方式1涉及的电力转换装置的控制部的一个结构示例的图。
图3是表示空间矢量调制方式下的各相上桥臂开关元件的导通/断开(ON/OFF)状态与逆变器的输出电压矢量的关系的图。
图4是表示逆变器的输出电压矢量为实矢量V1(100)的情况下流入逆变器的各部的电流的图。
图5是表示逆变器的输出电压矢量为实矢量V2(010)的情况下流入逆变器的各部的电流的图。
图6是表示逆变器的输出电压矢量为实矢量V3(001)的情况下流入逆变器的各部的电流的图。
图7是表示逆变器的输出电压矢量为零矢量V0(000)的情况下流入逆变器的各部的电流的图。
图8是表示逆变器的输出电压矢量为实矢量V4(110)的情况下流入逆变器的各部的电流的图。
图9是表示逆变器的输出电压矢量为实矢量V5(011)的情况下流入逆变器的各部的电流的图。
图10是表示逆变器的输出电压矢量为实矢量V6(101)的情况下流入逆变器的各部的电流的图。
图11是表示实施方式2涉及的电力转换装置的一个结构示例的图。
图12是表示实施方式1涉及的电力转换装置的控制部的一个结构示例的图。
图13是表示在逆变器的输出电压矢量为实矢量V1(100)的情况下，流入逆变器的各部的电流的图。
图14是表示在逆变器的输出电压矢量为实矢量V2(010)的情况下，流入逆变器的各部的电流的图。
图15是表示在逆变器的输出电压矢量为实矢量V3(001)的情况下，流入逆变器的各部的电流的图。
图16是表示在逆变器的输出电压矢量为零矢量V0(000)的情况下，流入逆变器的各部的电流的图。
图17是表示在逆变器的输出电压矢量为实矢量V4(110)的情况下，流入逆变器的各部的电流的图。
图18是表示在逆变器的输出电压矢量为实矢量V5(011)的情况下，流入逆变器的各部的电流的图。
图19是表示在逆变器的输出电压矢量为实矢量V6(101)的情况下，流入逆变器的各部的电流的图。
符号的说明
1 直流电源
2 逆变器
3a U相上桥臂开关元件
3b V相上桥臂开关元件
3c W相上桥臂开关元件
3d U相下桥臂开关元件
3e V相下桥臂开关元件
3f W相下桥臂开关元件
4a至4f 续流二极管
5 电源分流电阻
6a U相下桥臂分流电阻
6b V相下桥臂分流电阻
6c W相下桥臂分流电阻
7、7a 控制部
8a U相下桥臂电压检测部
8b V相下桥臂电压检测部
8c W相下桥臂电压检测部
9 负载装置(电动机)
10、10a 电流运算部
11 电压指令值计算部
12 驱动信号生成部
13 载波信号生成部
100、100a 电力转换装置
具体实施方式
下面，参照附图，对本发明的实施方式涉及的电力转换装置进行说明。此外，本发明并不由以下所示的实施方式限定。
实施方式1
图1是表示实施方式1涉及的电力转换装置的一个结构示例的图。在图1所示的示例中，实施方式1涉及的电力转换装置100构成为，将由直流电源1供给的直流电转换为对负载装置(在图1所示的示例中为电动机)9供给的3相交流电。
如图1所示，电力转换装置100具有以下用于向电动机9供给3相交流电的主要构成要素：逆变器2，其由3个桥臂构成，该3个桥臂包括：上桥臂开关元件3a至3c(这里，3a：U相，3b：V相，3c：W相)以及下桥臂开关元件3d至3f(这里，3d：U相，3e：V相，3f：W相)；以及控制部7，其生成与各相上桥臂开关元件3a至3c以及各相下桥臂开关元件3d至3f对应的6个驱动信号，并分别输出到各相上桥臂开关元件3a至3c以及各相下桥臂开关元件3d至3f。各相上桥臂开关元件3a至3c以及各相下桥臂开关元件3d至3f分别包括反向并联连接的续流二极管4a至4f(这里，4a：U相上桥臂，4b：V相上桥臂，4c：W相上桥臂，4d：U相下桥臂，4e：V相下桥臂，4f：W相下桥臂)。
控制部7是运算/控制单元，例如由微处理器或CPU等构成，将输入的模拟电压信号转换为数字值，并进行与电动机9的控制应用相对应的运算和控制。
此外，实施方式1涉及的电力转换装置100包括：电源分流电阻5，其设置在直流电源1的负电压侧(在图1所示的示例中为GND)与逆变器2之间；各相下桥臂分流电阻6a、6b(这里，6a：U相，6b：V相)，其分别设置在3个桥臂中的2个桥臂(这里，U相和V相)的各相下桥臂开关元件3d、3e与电源分流电阻5之间；以及各相下桥臂电压检测部8a、8b(这里，8a：U相，8b：V相)，其检测各相下桥臂开关元件3d、3e和各相下桥臂分流电阻6a、6b的各连接点与直流电源1的负电压侧(这里为GND)之间的各电压(以下，称为“各相下桥臂电压”)Vu、Vv。此外，在图1所示的示例中，设电源分流电阻5的电阻值为Rdc，各相下桥臂分流电阻6a、6b的电阻值为Rsh。
各相下桥臂电压检测部8a、8b例如由放大单元构成，用于使各相下桥臂电压Vu、Vv成为控制部7容易处理的电压值。
图2是表示实施方式1涉及的电力转换装置的控制部的一个结构示例的图。实施方式1涉及的电力转换装置100的控制部7包括：电流运算部10，其基于由各相下桥臂电压检测部8a、8b检测出的各相下桥臂电压Vu、Vv，计算流入电动机9的各相绕组的各相电流iu、iv、iw；电压指令值计算部11，其基于电流运算部10的输出即各相电流iu、iv、iw，计算从逆变器2输出到电动机9的各相绕组的各相电压指令值VLu*、VLv*、VLw*；驱动信号生成部12，其基于从电压指令值计算部11输出的各相电压指令值VLu*、VLv*、VLw*，生成输出到各相上桥臂开关元件3a至3c以及各相下桥臂开关元件3d至3f的各驱动信号Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn；以及载波信号生成部13，其生成作为各驱动信号Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn的基准频率的三角波或锯齿波等载波信号fc*。
电流运算部10基于从电压指令值计算部11输出的各相电压指令值VLu*、VLv*、VLw*以及从载波信号生成部13输出的载波信号fc*，判断后述的空间矢量调制方式的各相上桥臂开关元件3a至3c的导通/断开(ON/OFF)状态，并计算与该各相上桥臂开关元件3a至3c的导通/断开(ON/OFF)状态对应的各相电流iu、iv、iw。与该空间矢量调制方式的各相上桥臂开关元件3a至3c的导通/断开(ON/OFF)状态对应的各相电流iu、iv、iw的计算方法，将在后面阐述。
电压指令值计算部11根据从电流运算部10输出的各相电流iu、iv、iw，计算换算为从驱动信号生成部12输出的各驱动信号Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn的导通占空比(也就是说，在1个开关周期内，各相上桥臂开关元件3a至3c以及各相下桥臂开关元件3d至3f的导通时间的比例)所得各相电压指令值VLu*、VLv*、VLw*。
驱动信号生成部12对从电压指令值计算部11输出的各相电压指令值VLu*、VLv*、VLw*与从载波信号生成部13输出的载波信号fc*进行比较，并根据各相电压指令值VLu*、VLv*、VLw*与载波信号fc*的大小关系，生成输出到各开关元件3a至3f的各驱动信号Sup、Sun、Svp、Svn、Swp、Swn。
此外，上述控制部7的结构是用于控制作为负载装置的电动机9的一个结构示例，本发明并不局限于该控制部7的结构和控制方法。
接着，对基于PWM调制而生成针对各相上桥臂开关元件3a至3c以及各相下桥臂开关元件3d至3f的驱动信号时的空间矢量调制方式进行说明。图3是表示空间矢量调制方式下的各相上桥臂开关元件的导通/断开(ON/OFF)状态与逆变器的输出电压矢量的关系的图。图3(a)是表示各相上桥臂开关元件3a至3c的导通/断开(ON/OFF)状态与逆变器2的输出电压矢量的关系的示意图，图3(b)表示逆变器2的输出电压矢量的定义。此外，在图3所示的示例中，将各相上桥臂开关元件3a至3c为导通(ON)状态的情况定义为“1”，各相上桥臂开关元件3a至3c为断开(OFF)状态的情况定义为“0”。
如图3所示，作为各相上桥臂开关元件3a至3c的导通/断开(ON/OFF)状态，存在导通(ON)状态(即“1”)以及断开(OFF)状态(即“0”)这2种状态，并且如果与各相上桥臂开关元件3a至3c的导通/断开(ON/OFF)状态的组合相对应地，将逆变器2的输出电压矢量以下述形式定义，即，((U相上桥臂开关元件3a的状态)(V相上桥臂开关元件3b的状态)(W相上桥臂开关元件3c的状态))，则存在V0(000)、V1(100)、V2(010)、V3(001)、V4(110)、V5(011)、V6(101)、V7(111)这8种矢量。将上述逆变器的输出电压矢量中不具有大小的V0(000)以及V7(111)称为零矢量，将除此以外的大小相等且相互之间具有60度相位差的V1(100)、V2(010)、V3(001)、V4(110)、V5(011)、V6(101)称为实矢量。
控制部7对上述各零矢量V0、V7以及各实矢量V1至V6进行任意组合并合成，由此生成与各相上桥臂开关元件3a至3c以及各相下桥臂开关元件3d至3f对应的3相PWM电压的驱动信号。
接着，参照图4至图10，对实施方式1涉及的电力转换装置100的各相电流iu、iv、iw的计算方法进行说明。
图4是表示逆变器的输出电压矢量为实矢量V1(100)的情况下流入逆变器的各部的电流的图。在图4所示的示例中，设电动机9的从各相绕组的高电位侧流向低电位侧的各相电流iu、iv、iw为正值。此外，在以下各图所示的示例中，也与图4为相同的记载。
如图4所示，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V1(100)的情况下，U相电流iu从直流电源1的正电压侧经由U相上桥臂开关元件3a流向电动机9，V相电流iv从电动机9经由V相下桥臂开关元件3e、V相下桥臂分流电阻6b、电源分流电阻5流向直流电源1的负电压侧，W相电流iw经由W相下桥臂开关元件3f、电源分流电阻5流向直流电源1的负电压侧。此时，U相下桥臂电压Vu和V相下桥臂电压Vv能够用以下的式(1)、(2)表示。
Vu＝iu×Rdc…(1)
Vv＝iu×Rdc+iv×Rsh…(2)
此外，如果在图4所示的X点应用基尔霍夫第一定律，则
为iu＝iv+iw…(3)。
也就是说，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V1(100)的情况下，能够使用上述式(1)、(2)、(3)计算各相电流iu、iv、iw。
图5是表示逆变器的输出电压矢量为实矢量V2(010)的情况下流入逆变器的各部的电流的图。
如图5所示，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V2(010)的情况下，V相电流iv从直流电源1的正电压侧经由V相上桥臂开关元件3b流向电动机9，U相电流iu从电动机9经由U相下桥臂开关元件3d、U相下桥臂分流电阻6a、电源分流电阻5流向直流电源1的负电压侧，W相电流iw经由W相下桥臂开关元件3f、电源分流电阻5流向直流电源1的负电压侧。此时，U相下桥臂电压Vu和V相下桥臂电压Vv能够用以下的式(4)、(5)表示。
Vu＝iv×Rdc+iu×Rsh…(4)
Vv＝iv×Rdc…(5)
此外，如果在图5所示的X点应用基尔霍夫第一定律，则
为iv＝iu+iw…(6)。
也就是说，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V2(010)的情况下，能够使用上述式(4)、(5)、(6)计算各相电流iu、iv、iw。
图6是表示逆变器的输出电压矢量为实矢量V3(001)的情况下流入逆变器的各部的电流的图。
如图6所示，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V3(001)的情况下，W相电流iw从直流电源1的正电压侧经由W相上桥臂开关元件3c流向电动机9，U相电流iu从电动机9经由U相下桥臂开关元件3d、U相下桥臂分流电阻6a、电源分流电阻5流向直流电源1的负电压侧，V相电流iv经由V相下桥臂开关元件3e、电源分流电阻5流向直流电源1的负电压侧。此时，U相下桥臂电压Vu和V相下桥臂电压Vv能够用以下的式(7)、(8)表示。
Vu＝iw×Rdc+iu×Rsh…(7)
Vv＝iw×Rdc+iv×Rsh…(8)
另外，如在图6所示的X点应用基尔霍夫第一定律，则
为iw＝iu+iv…(9)。
也就是说，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V3(001)的情况下，能够使用上述式(7)、(8)、(9)计算各相电流iu、iv、iw。
图7是表示逆变器的输出电压矢量为零矢量V0(000)的情况下流入逆变器的各部的电流的图。在图7所示的示例中，作为一个示例，示出了在从实矢量V1(100)转移为零矢量V0(000)的情况下流入逆变器2的电流。
如图7所示，在逆变器2的输出电压矢量从实矢量V1(100)转移为零矢量V0(000)的情况下，电流几乎不流入电源分流电阻5，X点的电压几乎为零。此时，U相电流iu从X点经由续流二极管4d流向电动机9，V相电流iv从电动机9经由V相下桥臂开关元件3e、V相下桥臂分流电阻6b流向X点，W相电流iw经由W相下桥臂开关元件3f流向X点。此时，U相下桥臂电压Vu和V相下桥臂电压Vv能够用以下的两个式表示。
Vu＝(－iu)×Rsh…(10)
Vv＝iv×Rsh…(11)
此外，如在X点应用基尔霍夫第一定律，则
为iu＝iv+iw…(12)。
也就是说，在逆变器2的输出电压矢量从实矢量V1(100)转移为零矢量V0(000)的情况下，能够使用上述式(10)、(11)、(12)计算各相电流iu、iv、iw。
这样，在本实施方式涉及的电力转换装置100中，在为实矢量V1(100)、V2(010)、V3(001)以及零矢量V0(000)的情况下，通过检测U相下桥臂电压Vu和V相下桥臂电压Vv，能够计算流入电动机9的各相绕组的各相电流iu、iv、iw。
图8是表示逆变器的输出电压矢量为实矢量V4(110)的情况下流入逆变器的各部的电流的图。
如图8所示，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V4(110)的情况下，U相电流iu从直流电源1的正电压侧经由U相上桥臂开关元件3a流向电动机9，V相电流iv经由V相上桥臂开关元件3b流向电动机9，W相电流iw从电动机9经由W相下桥臂开关元件3f、电源分流电阻5流向直流电源1的负电压侧。此时，U相下桥臂电压Vu和V相下桥臂电压Vv能够用以下的式(13)、(14)表示。
Vu＝iw×Rdc…(13)
Vv＝iw×Rdc…(14)
这里，在电动机9是3相平衡负载的情况下，根据相电流的平衡条件，成立：
iu+iv＝iw…(15)
iu＝iv＝(1/2)iw…(16)
也就是说，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V4(110)且电动机9是3相平衡负载的情况下，能够使用上述式(13)、(14)中的任一个以及式(16)计算各相电流iu、iv、iw。
图9是表示逆变器的输出电压矢量为实矢量V5(011)的情况下流入逆变器的各部的电流的图。
如图9所示，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V5(011)的情况下，V相电流iv从直流电源1的正电压侧经由V相上桥臂开关元件3b流向电动机9，W相电流iw经由W相上桥臂开关元件3c流向电动机9，U相电流iu从电动机9经由U相下桥臂开关元件3d、U相下桥臂分流电阻6a、电源分流电阻5流向直流电源1的负电压侧。此时，U相下桥臂电压Vu和V相下桥臂电压Vv能够用以下的式(17)、(18)表示。
Vu＝iu×Rdc+iu×Rsh…(17)
Vv＝iu×Rdc…(18)
这里，在电动机9是3相平衡负载的情况下，根据相电流的平衡条件，成立：
iv+iw＝iu…(19)
iv＝iw＝(1/2)iu…(20)。
也就是说，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V5(011)且电动机9是3相平衡负载的情况下，能够使用上述式(17)、(18)中的任一个以及式(20)计算各相电流iu、iv、iw。
图10是表示逆变器的输出电压矢量为实矢量V6(101)的情况下流入逆变器的各部的电流的图。
如图10所示，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V6(101)的情况下，U相电流iu从直流电源1的正电压侧经由U相上桥臂开关元件3a流向电动机9，W相电流iw经由W相上桥臂开关元件3c流向电动机9，V相电流iv从电动机9经由V相下桥臂开关元件3e、V相下桥臂分流电阻6b、电源分流电阻5流向直流电源1的负电压侧。此时，U相下桥臂电压Vu和V相下桥臂电压Vv能够用以下的式(21)、(22)表示。
Vu＝iv×Rdc…(21)
Vv＝iv×Rdc+iv×Rsh…(22)
这里，在电动机9是3相平衡负载的情况下，根据相电流的平衡条件，成立：
iu+iw＝iv…(23)
iu＝iw＝(1/2)iv…(24)。
也就是说，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V6(101)且电动机9是3相平衡负载的情况下，能够使用上述式(21)、(22)中的任一个以及式(24)计算各相电流iu、iv、iw。
这样，在本实施方式涉及的电力转换装置100中，即使是为实矢量V4(110)、V5(011)、V6(101)的情况下，在电动机9是3相平衡负载时，通过检测U相下桥臂电压Vu和V相下桥臂电压Vv中的任一个，就能够计算流入电动机9的各相绕组的各相电流iu、iv、iw。
如上说明，根据实施方式1的电力转换装置，设置有：电源分流电阻，其设置于直流电源的负电压侧与逆变器之间；以及各相下桥臂分流电阻，其分别设置于3个桥臂中2个桥臂的各相下桥臂开关元件与电源分流电阻之间，对各相下桥臂开关元件和各相下桥臂分流电阻的各连接点与直流电源的负电压侧之间的各电压亦即2个各相下桥臂电压进行检测，并基于该各检测值，对流入负载装置的各相电流进行计算，因此由放大单元构成的电压检测部的数量就可以为2个，能够较之同样设置有2相的各相下桥臂分流电阻和电源分流电阻的现有结构实现装置的小型化、低成本化。
此外，在各相上桥臂开关元件的导通/断开(ON/OFF)状态、即不仅在逆变器的输出电压矢量为零矢量V0的情况下，而且在为实矢量V1至V6的情况下，也能够基于2个各相下桥臂电压计算各相电流，而能够实现基于各相电流的控制的高精度化。
实施方式2
在实施方式1中，说明的是如下的方法，即在U相、V相、以及W相中，将下桥臂分流电阻与2相的下桥臂开关元件连接，对这些2相的下桥臂电压进行检测，由此对流入负载装置的各相电流iu、iv、iw进行计算，但是在本实施方式中，将对如下方法加以说明，即将下桥臂分流电阻与U相、V相、以及W相的各相下桥臂开关元件连接，对这些3相的下桥臂电压进行检测，对流入负载装置的各相电流iu、iv、iw进行计算。
图11是表示实施方式2涉及的电力转换装置的一个结构示例的图。另外，对与实施方式1相同或同等的结构部标注相同符号，省略其详细说明。
实施方式2涉及的电力转换装置100a在实施方式1的结构的基础上，还具备：W相下桥臂分流电阻6c，其设置于W相下桥臂开关元件3f与电源分流电阻5之间；以及W相下桥臂电压检测部8c，其对W相下桥臂开关元件3f以及W相下桥臂分流电阻6c的连接点与直流电源1的负电压侧(此处GND)之间的电压(W相下桥臂电压)Vw进行检测。另外。在图11所示的示例中，与各相下桥臂分流电阻6a、6b的电阻值相同，将W相下桥臂分流电阻6c的电阻值设为Rsh。
W相下桥臂电压检测部8c与U相下桥臂电压检测部8a以及V相下桥臂电压检测部8b相同，例如由放大单元构成，用于将W相下桥臂电压Vw放大为控制部7a容易处理的电压值。
图12是表示实施方式1涉及的电力转换装置的控制部的一个结构示例的图。实施方式2涉及的电力转换装置100a的控制部7a具备电流运算部10a以代替实施方式1的电流运算部10，该电流运算部10a基于由各相下桥臂电压检测部8a、8b、8c检测出的各相下桥臂电压Vu、Vv、Vw，对流入电动机9的各相绕组的各相电流iu、iv、iw进行计算。
接着，参照图13至图19，对实施方式2涉及的电力转换装置100a的各相电流的计算方法进行说明。
图13是表示逆变器的输出电压矢量为实矢量V1(100)的情况下流入逆变器的各部的电流的图。在图13所示的示例中，设电动机9的从各相绕组的高电位侧流向低电位侧的电流分别为iu、iv、iw。此外，在以下各图所示的示例中，也与图13为相同的记载。
如图13所示，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V1(100)的情况下，U相电流iu从直流电源1的正电压侧经由U相上桥臂开关元件3a流向电动机9，V相电流iv从电动机9经由V相下桥臂开关元件3e、V相下桥臂分流电阻6b、电源分流电阻5流向直流电源1的负电压侧，W相电流iw经由W相下桥臂开关元件3f、电源分流电阻5流向直流电源1的负电压侧。此时，U相下桥臂电压Vu、V相下桥臂电压Vv以及W相下桥臂电压Vw能够用以下的式(25)、(26)、(27)表示。
Vu＝iu×Rdc…(25)
Vv＝iu×Rdc+iv×Rsh…(26)
Vw＝iu×Rdc+iw×Rsh…(27)
也就是说，能够使用上述式(25)、(26)、(27)计算各相电流iu、iv、iw。
图14是表示逆变器的输出电压矢量为实矢量V2(010)的情况下流入逆变器的各部的电流的图。
如图14所示，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V2(010)的情况下，V相电流iv从直流电源1的正电压侧经由V相上桥臂开关元件3b流向电动机9，U相电流iu从电动机9经由U相下桥臂开关元件3d、U相下桥臂分流电阻6a、电源分流电阻5流向直流电源1的负电压侧，W相电流iw经由W相下桥臂开关元件3f、电源分流电阻5流向直流电源1的负电压侧。此时，U相下桥臂电压Vu、V相下桥臂电压Vv以及W相下桥臂电压Vw能够用以下的式(28)、(29)、(30)表示。
Vu＝iv×Rdc+iu×Rsh…(28)
Vv＝iv×Rdc…(29)
Vw＝iv×Rdc+iw×Rsh…(30)
也就是说，能够使用上述式(28)、(29)、(30)计算各相电流iu、iv、iw。
图15是表示逆变器的输出电压矢量为实矢量V3(001)的情况下流入逆变器的各部的电流的图。
如图15所示，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V3(001)的情况下，W相电流iw从直流电源1的正电压侧经由W相上桥臂开关元件3c流向电动机9，U相电流iu从电动机9经由U相下桥臂开关元件3d、U相下桥臂分流电阻6a、电源分流电阻5流向直流电源1的负电压侧，V相电流iv经由V相下桥臂开关元件3e、电源分流电阻5流向直流电源1的负电压侧。此时，U相下桥臂电压Vu、V相下桥臂电压Vv以及W相下桥臂电压Vw能够用以下的式(31)、(32)、(33)表示。
Vu＝iw×Rdc+iu×Rsh…(31)
Vv＝iw×Rdc+iv×Rsh…(32)
Vw＝iw×Rdc…(33)
也就是说，能够使用上述式(31)、(32)、(33)计算各相电流iu、iv、iw。
图16是表示逆变器的输出电压矢量为零矢量V0(000)的情况下流入逆变器的各部的电流的图。在图16所示的示例中，作为一个示例，示出了在从实矢量V1(100)转移为零矢量V0(000)的情况下流入逆变器2的电流。
如图16所示，在逆变器2的输出电压矢量从实矢量V1(100)转移为零矢量V0(000)的情况下，电流几乎不流入电源分流电阻5，X点的电压几乎为零。此时，U相电流iu从X点经由续流二极管4d流向电动机9，V相电流iv从电动机9经由V相下桥臂开关元件3e、V相下桥臂分流电阻6b流向X点，W相电流iw经由W相下桥臂开关元件3f流向X点。此时，U相下桥臂电压Vu、V相下桥臂电压Vv以及W相下桥臂电压Vw能够用以下的式(34)、(35)、(36)表示。
Vu＝(－iu)×Rsh…(34)
Vv＝iv×Rsh…(35)
Vw＝iw×Rsh…(36)
也就是说，能够使用上述式(34)、(35)、(36)计算各相电流iu、iv、iw。
这样，在本实施方式涉及的电力转换装置100a中，在为实矢量V1(100)、V2(010)、V3(001)以及零矢量V0(000)的情况下，通过检测U相下桥臂电压Vu、V相下桥臂电压Vv以及W相下桥臂电压Vw，能够计算流入电动机9的各相绕组的各相电流iu、iv、iw。
此外，由于不使用基尔霍夫第一定律、相电流的平衡条件而得到各相电流iu、iv、iw，所以也能够适用于电动机9是不平衡负载的情况。
图17是表示逆变器的输出电压矢量为实矢量V4(110)的情况下流入逆变器的各部的电流的图。
如图17所示，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V4(110)的情况下，U相电流iu从直流电源1的正电压侧经由U相上桥臂开关元件3a流向电动机9，V相电流iv经由V相上桥臂开关元件3b流向电动机9，W相电流iw从电动机9经由W相下桥臂开关元件3f、W相下桥臂分流电阻6c、电源分流电阻5流向直流电源1的负电压侧。此时，U相下桥臂电压Vu、V相下桥臂电压Vv以及W相下桥臂电压Vw能够用以下的式(37)、(38)、(39)表示。
Vu＝iw×Rdc…(37)
Vv＝iw×Rdc…(38)
Vw＝iw×Rdc+iw×Rsh…(39)
这里，在电动机9是3相平衡负载的情况下，根据相电流的平衡条件，成立：
iu+iv＝iw…(40)
iu＝iv＝(1/2)iw…(41)。
也就是说，在电动机9是3相平衡负载的情况下，能够使用上述式(37)、(38)、(39)中的任一式以及式(41)计算各相电流iu、iv、iw。
图18是表示逆变器的输出电压矢量为实矢量V5(011)的情况下流入逆变器的各部的电流的图。
如图18所示，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V5(011)的情况下，V相电流iv从直流电源1的正电压侧经由V相上桥臂开关元件3b流向电动机9，W相电流iw经由W相上桥臂开关元件3c流向电动机9，U相电流iu从电动机9经由U相下桥臂开关元件3d、U相下桥臂分流电阻6a、电源分流电阻5流向直流电源1的负电压侧。此时，U相下桥臂电压Vu、V相下桥臂电压Vv以及W相下桥臂电压Vw能够用以下的式(42)、(43)、(44)表示。
Vu＝iu×Rdc+iu×Rsh…(42)
Vv＝iu×Rdc…(43)
Vw＝iu×Rdc…(44)
这里，在电动机9是3相平衡负载的情况下，根据相电流的平衡条件，成立：
iv+iw＝iu…(45)
iv＝iw＝(1/2)iu…(46)。
也就是说，在电动机9是3相平衡负载的情况下，能够使用上述式(42)、(43)、(44)中的任一式以及式(46)计算各相电流iu、iv、iw。
图19是表示逆变器的输出电压矢量为实矢量V6(101)的情况下流入逆变器的各部的电流的图。
如图19所示，在逆变器2的输出电压矢量为实矢量V6(101)的情况下，U相电流iu从直流电源1的正电压侧经由U相上桥臂开关元件3a流向电动机9，W相电流iw经由W相上桥臂开关元件3c流向电动机9，V相电流iv从电动机9经由V相下桥臂开关元件3e、V相下桥臂分流电阻6b、电源分流电阻5流向直流电源1的负电压侧。此时，U相下桥臂电压Vu、V相下桥臂电压Vv以及W相下桥臂电压Vw能够用以下的式(47)、(48)、(49)表示。
Vu＝iv×Rdc…(47)
Vv＝iv×Rdc+iv×Rsh…(48)
Vw＝iv×Rdc…(49)
这里，在电动机9是3相平衡负载的情况下，根据相电流的平衡条件，成立：
iu+iw＝iv…(50)
iu＝iw＝(1/2)iv…(51)。
也就是说，在电动机9是3相平衡负载的情况下，能够使用上述式(47)、(48)、(49)中的任一式以及式(51)计算各相电流iu、iv、iw。
这样，即使是为实矢量V4(110)、V5(011)、V6(101)的情况下，在电动机9是3相平衡负载时，通过检测U相下桥臂电压Vu、V相下桥臂电压Vv以及W相下桥臂电压Vw中的任一个，就能够计算流入电动机9的各相绕组的各相电流iu、iv、iw。
如上说明，根据实施方式2的电力转换装置，相对于实施方式1的结构，设有3相的各相下桥臂分流电阻，对各相下桥臂开关元件和各相下桥臂分流电阻的各连接点与直流电源的负电压侧之间的各电压亦即3个各相下桥臂电压进行检测，并基于该各检测值，对流入负载装置的各相电流进行计算，因此由放大单元构成的电压检测部的数量为3个，但较之同样设置3相的各相下桥臂分流电阻和电源分流电阻的现有结构，能够实现装置的小型化、低成本化。
另外，与实施方式1相同，不仅在逆变器的输出电压矢量为零矢量V0的情况下，而且在实矢量V1至V6的情况下，也能够计算各相电流，因此能够实现基于各相电流的控制的高精度化。
而且，在逆变器的输出电压矢量为零矢量V0、实矢量V1至V3的情况下，不使用基尔霍夫第一定律、相电流的平衡条件，也能获得各相电流，因此在负载装置为不平衡负载的情况下也能适用。
另外，在上述实施方式中，对于不根据逆变器的运转状况，而是根据各相上桥臂开关元件的导通/断开状态、即逆变器的输出电压矢量，来计算各相电流的示例进行了说明，不过例如还可以根据与负载装置亦即电动机的控制应用程序对应的逆变器的运转状况，切换用于各相电流运算的各相下桥臂电压的检测期间。
例如，在实施较低速运转的低速运转域，如果是在逆变器的调制率低的运转状况下长时间运转的应用程序，则零矢量V0(000)的产生期间变长，实矢量V1(100)至V6(101)的产生期间变短。相反，在实施较高速运转的通常运转域，如果是在逆变器的调制率高的运转状况下长时间运转的应用程序，则实矢量V1(100)至V6(101)的产生期间变长，零矢量V0(000)的产生期间变短。
因此，对于在逆变器的调制率低的运转状况下长时间运转的应用程序，基于零矢量V0(000)的产生期间的各相下桥臂电压，来计算各相电流，而对于在逆变器的调制率高的运转状况下长时间运转的应用程序，则基于实矢量V1(100)至V6(101)的产生期间的各相下桥臂电压，来计算各相电流，由此各相下桥臂电压的检测精度得到提高，于是能够实现各相电流的精度的提高。
作为实现此类控制的方法，例如，只要预先设定针对逆变器的调制率的阈值，根据逆变器的调制率与阈值的大小关系，切换用于各相电流的计算的各相下桥臂电压的检测期间即可。
更具体地还可以考虑如下方法，即如果逆变器的调制率小于上述阈值，则基于零矢量V0(000)的产生期间的各相下桥臂电压，对各相电流进行计算，如果逆变器的调制率大于等于上述阈值，则基于实矢量V1(100)至V6(101)的产生期间的各相下桥臂电压，对各相电流进行计算。
这种情况下，例如，优选将针对逆变器的调制率的阈值设为零矢量V0(000)、V7(111)的产生期间为载波信号的半周期的0.5。这样，在逆变器的调制率大于等于0.5的情况下，由于零矢量V0(000)、V7(111)的产生期间为载波信号的半周期以下，因此基于能够实施更高精度的各相电流的计算的实矢量V1(100)至V6(101)的产生期间的各相下桥臂电压，来计算各相电流，而在逆变器的调制率小于0.5的情况下，由于零矢量V0(000)、V7(111)的产生期间长于载波信号的半周期，因此基于能够实施更高精度的各相电流的计算的零矢量V0(000)的产生期间的各相下桥臂电压，来计算各相电流。
此外，作为根据逆变器的调制率来切换用于各相电流的计算的各相下桥臂电压的检测期间的方法，还可以预先将逆变器的调制率与检测期间相关联并制成表，在逆变器的运转中参照该表，选择对应于逆变器的调制率的检测期间，基于该检测期间的各相下桥臂电压，来计算各相电流。
另外，通过将在上述实施方式中说明的电力转换装置应用于以电动机为负载的电动机驱动装置，将该电动机驱动装置应用于空调机、冰箱、制冷机等的鼓风机、压缩机，能够实现上述这些电动机驱动装置、鼓风机、压缩机、空调机、冰箱、以及制冷机的小型化、低成本化、控制的高精度化。
此外，以上实施方式所示的结构是本发明的一个构成示例，显然还能够与其它的公知技术组合，在不脱离本发明的要旨的范围内，还能够进行省略一部分等变更来构成。
如上所述，本发明涉及的电力转换装置及其电动机驱动装置、鼓风机、压缩机、空调机、冰箱、制冷机，对于具备PWM调制方式的3相逆变器的结构来说具有有益效果，且作为不会导致装置的大型化、高成本化，并能够扩大各相电流的检测期间，实现基于各相电流的控制的高精度化的技术特别合适。

Claims (10)

1.一种电力转换装置，其将从直流电源供给的直流电转换为3相交流电来提供给负载装置，该电力转换装置的特征在于，具备：
逆变器，将由上桥臂开关元件以及下桥臂开关元件构成的桥臂以3相并联连接而构成；
电源分流电阻，其设置于所述直流电源的负电压侧与所述逆变器之间；
各相下桥臂分流电阻，其分别设置于3相之中的至少2相的所述各相下桥臂开关元件与所述电源分流电阻之间；
电压检测部，其对所述各相下桥臂开关元件和所述各相下桥臂分流电阻的各连接点与所述直流电源的负电压侧之间的电压进行检测；以及
控制部，其基于所述电压检测部的各检测值，计算流入所述负载装置的各相电流，并基于该各相电流，生成与所述各相上桥臂开关元件以及所述各相下桥臂开关元件对应的6个驱动信号，根据所述逆变器的调制率，对用于所述各相电流的计算的所述电压检测部的检测值的检测期间进行切换，在所述调制率小于预先设定的阈值的情况下，将所述各相上桥臂开关元件全为断开状态的期间设为所述检测期间，在所述调制率为所述阈值以上的情况下，将所述各相上桥臂开关元件的1个或2个为导通状态的期间设为所述检测期间。
2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：
在3相之中的2相中设置所述各相下桥臂分流电阻以及所述电压检测部。
3.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：
在3相中设置所述各相下桥臂分流电阻以及所述电压检测部。
4.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于：
所述控制部基于将所述调制率与所述检测期间相关联的表，选择与所述调制率对应的所述检测期间。
5.一种电动机驱动装置，其特征在于，具备：
权利要求1至4中任一项所述的电力转换装置。
6.一种鼓风机，其特征在于，具备：
权利要求5所述的电动机驱动装置。
7.一种压缩机，其特征在于，具备：
权利要求5所述的电动机驱动装置。
8.一种空调机，其特征在于，具备：
权利要求6所述的鼓风机或权利要求7所述的压缩机中的至少一方。
9.一种冰箱，其特征在于，具备：
权利要求6所述的鼓风机或权利要求7所述的压缩机中的至少一方。
10.一种制冷机，其特征在于，具备：
权利要求6所述的鼓风机或权利要求7所述的压缩机中的至少一方。
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