WO2014167719A1 - 電力変換装置、およびそれを備えたモータ駆動装置、およびそれを備えた送風機、圧縮機、およびそれらを備えた空気調和機、冷蔵庫、ならびに冷凍機 - Google Patents

電力変換装置、およびそれを備えたモータ駆動装置、およびそれを備えた送風機、圧縮機、およびそれらを備えた空気調和機、冷蔵庫、ならびに冷凍機 Download PDF

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卓也 下麥
有澤　浩一
篠本　洋介
成雄 梅原
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Definitions

  • the drive signal generator 12 compares each phase voltage command value VLu *, VLv *, VLw * output from the voltage command value calculator 11 with the carrier signal fc * output from the carrier signal generator 13,
  • the drive signals Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, and Swn output to the switching elements 3a to 3f are generated based on the magnitude relationship between the phase voltage command values VLu *, VLv *, and VLw * and the carrier signal fc *.
  • FIG. 12 is a diagram of a configuration example of the control unit of the power conversion device according to the first embodiment.
  • the control unit 7a of the power converter 100a according to the second embodiment replaces the current calculation unit 10 in the first embodiment with each lower arm voltage detected by each lower arm voltage detection unit 8a, 8b, 8c.
  • a current calculation unit 10a that calculates the phase currents iu, iv, and iw flowing through the phase windings of the motor 9 is provided.
  • FIG. 16 is a diagram illustrating currents that flow through each part of the inverter when the output voltage vector of the inverter is the zero vector V0 (000).
  • the current that flows through the inverter 2 when the real vector V1 (100) shifts to the zero vector V0 (000) is illustrated.
  • each phase current iu, iv, iw can be calculated using the above equations (34), (35), (36).
  • phase currents iu, iv, and iw are obtained without using Kirchhoff's first law and the phase current equilibrium conditions, the present invention is applicable even when the motor 9 has an unbalanced load.
  • each phase current iu, iv is calculated using any one of the above formulas (37), (38), and (39) and formula (41). , Iw can be calculated.
  • the generation period of the zero vector V0 (000) is long and the real vector V1 (100)
  • the generation period of ⁇ V6 (101) is shortened.
  • the generation period of the real vectors V1 (100) to V6 (101) is long.
  • the generation period of the zero vector V0 (000) is shortened.

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Abstract

　装置の大型化や高コスト化を招くことなく、各相電流の検出期間を拡大して、各相電流に基づく制御の高精度化を図ることができる電力変換装置を得ること。直流電源１の負電圧側とインバータ２との間に設けられた電源シャント抵抗５と、３つのアームのうちの２つの各相下アームスイッチング素子３ｄ，３ｅと電源シャント抵抗５との間にそれぞれ設けられた各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂとを設け、各相下アームスイッチング素子３ｄ，３ｅおよび各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂの各接続点と直流電源１の負電圧側との間の各電圧を検出し、その各検出値に基づいて、負荷装置９に流れる各相電流を算出するようにした。

Description

電力変換装置、およびそれを備えたモータ駆動装置、およびそれを備えた送風機、圧縮機、およびそれらを備えた空気調和機、冷蔵庫、ならびに冷凍機
　本発明は、電力変換装置、およびそれを備えたモータ駆動装置、およびそれを備えた送風機、圧縮機、およびそれらを備えた空気調和機、冷蔵庫、ならびに冷凍機に関する。
　ＰＷＭ変調方式の３相インバータを構成するスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態を組み合わせることにより、３相交流電圧を生成して負荷に供給する電力変換装置では、例えばモータ等の３相負荷に流れる各相電流を検出し、その各相電流に基づいて負荷を制御している。
　３相負荷に流れる各相電流を検出する手段としては、インバータを構成するスイッチング素子に直列に接続された電流センサやシャント抵抗を設けるものがある。シャント抵抗を設ける構成としては、直流電源とインバータ装置間の電流を検出する電源シャント抵抗を設ける構成や、下アームスイッチング素子と直流電源のマイナス側との間に当該相の相電流を検出する下アームシャント抵抗を設ける構成がある。電源シャント抵抗や下アームシャント抵抗を設ける構成では、位相毎に検出する相電流を特定する必要があり、制御ソフトが複雑化する。また、電源シャント抵抗を設ける構成では、１相分の電流しか検出できない場合に、２相分の電流を検出するために通電調節を行う必要がある。つまり、１スイッチング周期において各相電流を検出する期間が狭い範囲に限定される。このため、例えば、「電源シャント抵抗と、少なくとも２相分の下アームシャント抵抗を設けて、下アームシャント抵抗により検出できない相電流を、電源シャント抵抗により検出する」ことにより、位相毎の検出電流特定、通電調節、時系列的な電流検出を必要としない簡単な制御ソフトで相電流の検出ができるインバータ装置が開示されている（例えば、特許文献１）。
特開２００６－６７７４７号公報
　シャント抵抗を設ける構成では、インバータの動作に影響する、また、余分な電力を消費することのないように、シャント抵抗の抵抗値は十分に小さいものとする必要がある。このシャント抵抗に流れる電流を検出するためには、シャント抵抗の両端電圧を増幅して制御手段に取り込む必要があるため、制御手段の前段に増幅手段を設ける必要がある。
　上記特許文献１に記載された技術では、下アームシャント抵抗の両端電圧と電源シャント抵抗の両端電圧とを制御手段に取り込む必要があるため、２相分の下アームシャント抵抗と電源シャント抵抗とを設ける構成では、少なくとも３つの増幅手段が必要となり、３相分の下アームシャント抵抗と電源シャント抵抗とを設ける構成では、少なくとも４つの増幅手段が必要となる。
　また、下アームシャント抵抗と電源シャント抵抗とで抵抗値が異なる場合には、下アームシャント抵抗の両端電圧を増幅する増幅手段と電源シャント抵抗の両端電圧を増幅する増幅手段とではゲインも異なるため、ハードウェアに起因する検出値のばらつきが大きくなる。
　さらに、下アームシャント抵抗により検出できなかった相電流を電源シャント抵抗により検出するようにしているので、制御手順が複雑化する。
　したがって、上記特許文献１に記載された技術では、増幅手段の増加、検出値のばらつきの抑制、制御手順の複雑化等に伴い、装置の大型化や高コスト化を招く場合がある、という問題があった。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、装置の大型化や高コスト化を招くことなく、各相電流の検出期間を拡大して、各相電流に基づく制御の高精度化を図ることができる電力変換装置を提供することを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するため、直流電源から供給される直流電力を負荷装置に供給する３相交流電力に変換する電力変換装置であって、上アームスイッチング素子および下アームスイッチング素子からなるアームを３相分並列に接続して構成されるインバータと、前記直流電源の負電圧側と前記インバータとの間に設けられた電源シャント抵抗と、３相のうちの少なくとも２相分の前記各相下アームスイッチング素子と前記電源シャント抵抗との間にそれぞれ設けられた各相下アームシャント抵抗と、前記各相下アームスイッチング素子および前記各相下アームシャント抵抗の各接続点と前記直流電源の負電圧側との間の電圧を検出する各相下アーム電圧検出部と、前記各相下アーム電圧検出部の各検出値に基づいて、前記負荷装置に流れる各相電流を算出し、当該各相電流に基づいて、前記各相上アームスイッチング素子および前記各相下アームスイッチング素子に対応する６つの駆動信号を生成する制御部と、を備えることを特徴とする。
　本発明によれば、装置の大型化や高コスト化を招くことなく、各相電流の検出期間を拡大して、各相電流に基づく制御の高精度化を図ることができる、という効果を奏する。
図１は、実施の形態１にかかる電力変換装置の一構成例を示す図である。 図２は、実施の形態１にかかる電力変換装置の制御部の一構成例を示す図である。 図３は、空間ベクトル変調方式における各相上アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態とインバータの出力電圧ベクトルとの関係を示す図である。 図４は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。 図５は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ２（０１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。 図６は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ３（００１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。 図７は、インバータの出力電圧ベクトルがゼロベクトルＶ０（０００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。 図８は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ４（１１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。 図９は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ５（０１１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。 図１０は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ６（１０１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。 図１１は、実施の形態２にかかる電力変換装置の一構成例を示す図である。 図１２は、実施の形態１にかかる電力変換装置の制御部の一構成例を示す図である。 図１３は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。 図１４は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ２（０１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。 図１５は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ３（００１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。 図１６は、インバータの出力電圧ベクトルがゼロベクトルＶ０（０００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。 図１７は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ４（１１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。 図１８は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ５（０１１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。 図１９は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ６（１０１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
　以下に添付図面を参照し、本発明の実施の形態にかかる電力変換装置について説明する。なお、以下に示す実施の形態により本発明が限定されるものではない。
実施の形態１．
　図１は、実施の形態１にかかる電力変換装置の一構成例を示す図である。図１に示す例では、実施の形態１にかかる電力変換装置１００は、直流電源１から供給される直流電力を負荷装置（図１に示す例ではモータ）９に供給する３相交流電力に変換する構成としている。
　図１に示すように、電力変換装置１００は、モータ９に３相交流電力を供給するための主たる構成要素として、上アームスイッチング素子３ａ～３ｃ（ここでは、３ａ：Ｕ相、３ｂ：Ｖ相、３ｃ：Ｗ相）および下アームスイッチング素子３ｄ～３ｆ（ここでは、３ｄ：Ｕ相、３ｅ：Ｖ相、３ｆ：Ｗ相）からなる３つのアームで構成されるインバータ２と、各相上アームスイッチング素子３ａ～３ｃおよび各相下アームスイッチング素子３ｄ～３ｆに対応する６つの駆動信号を生成して、それぞれ各相上アームスイッチング素子３ａ～３ｃおよび各相下アームスイッチング素子３ｄ～３ｆに出力する制御部７とを備えている。各相上アームスイッチング素子３ａ～３ｃおよび各相下アームスイッチング素子３ｄ～３ｆは、それぞれ逆並列接続された還流ダイオード４ａ～４ｆ（ここでは、４ａ：Ｕ相上アーム、４ｂ：Ｖ相上アーム、４ｃ：Ｗ相上アーム、４ｄ：Ｕ相下アーム、４ｅ：Ｖ相下アーム、４ｆ：Ｗ相下アーム）を含み構成されている。
　制御部７は、例えばマイコンやＣＰＵ等で構成され、入力されたアナログの電圧信号をデジタル値に変換して、モータ９の制御アプリケーションに応じた演算・制御を行う演算・制御手段である。
　また、実施の形態１にかかる電力変換装置１００は、直流電源１の負電圧側（図１に示す例ではＧＮＤ）とインバータ２との間に設けられた電源シャント抵抗５と、３つのアームのうちの２つ（ここでは、Ｕ相およびＶ相）の各相下アームスイッチング素子３ｄ，３ｅと電源シャント抵抗５との間にそれぞれ設けられた各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂ（ここでは、６ａ：Ｕ相、６ｂ：Ｖ相）と、各相下アームスイッチング素子３ｄ，３ｅおよび各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂの各接続点と直流電源１の負電圧側（ここではＧＮＤ）との間の各電圧（以下、「各相下アーム電圧」という）Ｖｕ，Ｖｖを検出する各相下アーム電圧検出部８ａ，８ｂ（ここでは、８ａ：Ｕ相、８ｂ：Ｖ相）とを備えている。なお、図１に示す例では、電源シャント抵抗５の抵抗値をＲｄｃ、各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂの抵抗値をＲｓｈとしている。
　各相下アーム電圧検出部８ａ，８ｂは、例えば、各相下アーム電圧Ｖｕ，Ｖｖを、制御部７で扱い易い電圧値とするための増幅手段で構成される。
　図２は、実施の形態１にかかる電力変換装置の制御部の一構成例を示す図である。実施の形態１にかかる電力変換装置１００の制御部７は、各相下アーム電圧検出部８ａ，８ｂにより検出された各相下アーム電圧Ｖｕ，Ｖｖに基づいて、モータ９の各相巻線に流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを演算する電流演算部１０、電流演算部１０の出力である各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに基づいて、インバータ２からモータ９の各相巻線に出力される各相電圧指令値ＶＬｕ＊，ＶＬｖ＊，ＶＬｗ＊を算出する電圧指令値算出部１１、電圧指令値算出部１１から出力される各相電圧指令値ＶＬｕ＊，ＶＬｖ＊，ＶＬｗ＊に基づいて、各相上アームスイッチング素子３ａ～３ｃおよび各相下アームスイッチング素子３ｄ～３ｆに出力する各駆動信号Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを生成する駆動信号生成部１２、および、各駆動信号Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎの基準周波数となる三角波や鋸歯波等のキャリア信号ｆｃ＊を生成するキャリア信号生成部１３を備えている。
　電流演算部１０は、電圧指令値算出部１１から出力される各相電圧指令値ＶＬｕ＊，ＶＬｖ＊，ＶＬｗ＊、およびキャリア信号生成部１３から出力されるキャリア信号ｆｃ＊から、後述する空間ベクトル変調方式における各相上アームスイッチング素子３ａ～３ｃのＯＮ／ＯＦＦ状態を判別し、この各相上アームスイッチング素子３ａ～３ｃのＯＮ／ＯＦＦ状態に応じた各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを演算する。この空間ベクトル変調方式における各相上アームスイッチング素子３ａ～３ｃのＯＮ／ＯＦＦ状態に応じた各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの演算手法については後述する。
　電圧指令値算出部１１は、電流演算部１０から出力される各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗに応じて、駆動信号生成部１２から出力される各駆動信号Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎのオンデューティー（つまり、１スイッチング周期における各相上アームスイッチング素子３ａ～３ｃおよび各相下アームスイッチング素子３ｄ～３ｆのオン時間の割合）に換算した各相電圧指令値ＶＬｕ＊，ＶＬｖ＊，ＶＬｗ＊を算出する。
　駆動信号生成部１２は、電圧指令値算出部１１から出力された各相電圧指令値ＶＬｕ＊，ＶＬｖ＊，ＶＬｗ＊とキャリア信号生成部１３から出力されたキャリア信号ｆｃ＊とを比較し、各相電圧指令値ＶＬｕ＊，ＶＬｖ＊，ＶＬｗ＊とキャリア信号ｆｃ＊との大小関係により、各スイッチング素子３ａ～３ｆに出力する各駆動信号Ｓｕｐ，Ｓｕｎ，Ｓｖｐ，Ｓｖｎ，Ｓｗｐ，Ｓｗｎを生成する。
　なお、上述した制御部７の構成は、負荷装置であるモータ９を制御するための一構成例であり、この制御部７の構成や制御手法により、本発明が制限されるものではない。
　つぎに、ＰＷＭ変調による各相上アームスイッチング素子３ａ～３ｃおよび各相下アームスイッチング素子３ｄ～３ｆへの駆動信号を生成する、空間ベクトル変調方式について説明する。図３は、空間ベクトル変調方式における各相上アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態とインバータの出力電圧ベクトルとの関係を示す図である。図３（ａ）は、各相上アームスイッチング素子３ａ～３ｃのＯＮ／ＯＦＦ状態とインバータ２の出力電圧ベクトルとの関係を示す模式図であり、図３（ｂ）は、インバータ２の出力電圧ベクトルの定義を示している。なお、図３に示す例では、各相上アームスイッチング素子３ａ～３ｃがＯＮ状態である場合を「１」、ＯＦＦ状態である場合を「０」と定義する。
　図３に示すように、各相上アームスイッチング素子３ａ～３ｃのＯＮ／ＯＦＦ状態としては、ＯＮ状態（つまり、「１」）とＯＦＦ状態（つまり、「０」）との２通り存在し、また、各相上アームスイッチング素子３ａ～３ｃのＯＮ／ＯＦＦ状態の組み合わせに対応して、インバータ２の出力電圧ベクトルは、（（Ｕ相上アームスイッチング素子３ａの状態）（Ｖ相上アームスイッチング素子３ｂの状態）（Ｗ相上アームスイッチング素子３ｃの状態））の形式で定義すると、Ｖ０（０００），Ｖ１（１００），Ｖ２（０１０），Ｖ３（００１），Ｖ４（１１０），Ｖ５（０１１），Ｖ６（１０１），Ｖ７（１１１）の８通り存在する。これらインバータの出力電圧ベクトルのうち、大きさを持たないＶ０（０００）およびＶ７（１１１）をゼロベクトルと呼び、これら以外の大きさが等しく互いに６０度の位相差を持つＶ１（１００），Ｖ２（０１０），Ｖ３（００１），Ｖ４（１１０），Ｖ５（０１１），Ｖ６（１０１）を実ベクトルと呼ぶ。
　制御部７は、これら各ゼロベクトルＶ０，Ｖ７、および各実ベクトルＶ１～Ｖ６を任意の組み合わせで合成して各相上アームスイッチング素子３ａ～３ｃおよび各相下アームスイッチング素子３ｄ～３ｆに対応する３相ＰＷＭ電圧の駆動信号を生成する。
　つぎに、実施の形態１にかかる電力変換装置１００における各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗの演算手法について、図４～図１０を参照して説明する。
　図４は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。図４に示す例では、モータ９の各相巻線の高電位側から低電位側に流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを正の値としている。なお、以下の各図に示す例においても、図４と同様の記載とする。
　図４に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）である場合には、直流電源１の正電圧側からＵ相上アームスイッチング素子３ａを介してモータ９に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、モータ９からＶ相下アームスイッチング素子３ｅ、Ｖ相下アームシャント抵抗６ｂ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、Ｗ相下アームスイッチング素子３ｆ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＷ相電流ｉｗが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、およびＶ相下アーム電圧Ｖｖは、以下の（１），（２）式で表すことができる。
　Ｖｕ＝ｉｕ×Ｒｄｃ　…（１）
　Ｖｖ＝ｉｕ×Ｒｄｃ＋ｉｖ×Ｒｓｈ　…（２）
　また、図４に示すＸ点においてキルヒホッフの第一法則を適用すると、
　ｉｕ＝ｉｖ＋ｉｗ　…（３）
　となる。つまり、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）である場合には、上記（１），（２），（３）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
　図５は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ２（０１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
　図５に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ２（０１０）である場合には、直流電源１の正電圧側からＶ相上アームスイッチング素子３ｂを介してモータ９に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、モータ９からＵ相下アームスイッチング素子３ｄ、Ｕ相下アームシャント抵抗６ａ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、Ｗ相下アームスイッチング素子３ｆ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＷ相電流ｉｗが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、およびＶ相下アーム電圧Ｖｖは、以下の（４），（５）式で表すことができる。
　Ｖｕ＝ｉｖ×Ｒｄｃ＋ｉｕ×Ｒｓｈ　…（４）
　Ｖｖ＝ｉｖ×Ｒｄｃ　…（５）
　また、図５に示すＸ点においてキルヒホッフの第一法則を適用すると、
　ｉｖ＝ｉｕ＋ｉｗ　…（６）
　となる。つまり、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ２（０１０）である場合には、上記（４），（５），（６）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
　図６は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ３（００１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
　図６に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ３（００１）である場合には、直流電源１の正電圧側からＷ相上アームスイッチング素子３ｃを介してモータ９に向かいＷ相電流ｉｗが流れ、モータ９からＵ相下アームスイッチング素子３ｄ、Ｕ相下アームシャント抵抗６ａ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、Ｖ相下アームスイッチング素子３ｅ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＶ相電流ｉｖが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、およびＶ相下アーム電圧Ｖｖは、以下の（７），（８）式で表すことができる。
　Ｖｕ＝ｉｗ×Ｒｄｃ＋ｉｕ×Ｒｓｈ　…（７）
　Ｖｖ＝ｉｗ×Ｒｄｃ＋ｉｖ×Ｒｓｈ　…（８）
　また、図６に示すＸ点においてキルヒホッフの第一法則を適用すると、
　ｉｗ＝ｉｕ＋ｉｖ　…（９）
　となる。つまり、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ３（００１）である場合には、上記（７），（８），（９）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
　図７は、インバータの出力電圧ベクトルがゼロベクトルＶ０（０００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。図７に示す例では、一例として、実ベクトルＶ１（１００）からゼロベクトルＶ０（０００）に移行した場合に、インバータ２に流れる電流を示している。
　図７に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）からゼロベクトルＶ０（０００）に移行した場合には、電源シャント抵抗５には電流はほとんど流れず、Ｘ点の電圧はほぼゼロとなる。このとき、Ｘ点から還流ダイオード４ｄを介してモータ９に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、モータ９からＶ相下アームスイッチング素子３ｅ、Ｖ相下アームシャント抵抗６ｂを介してＸ点に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、Ｗ相下アームスイッチング素子３ｆを介してＸ点に向かいＷ相電流ｉｗが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、およびＶ相下アーム電圧Ｖｖは、以下の２式で表すことができる。
　Ｖｕ＝（－ｉｕ）×Ｒｓｈ　…（１０）
　Ｖｖ＝ｉｖ×Ｒｓｈ　…（１１）
　また、Ｘ点においてキルヒホッフの第一法則を適用すると、
　ｉｕ＝ｉｖ＋ｉｗ　…（１２）
　となる。つまり、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）からゼロベクトルＶ０（０００）に移行した場合には、上記（１０），（１１），（１２）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
　このように、本実施の形態にかかる電力変換装置１００では、実ベクトルＶ１（１００），Ｖ２（０１０），Ｖ３（００１）、およびゼロベクトルＶ０（０００）である場合には、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、およびＶ相下アーム電圧Ｖｖを検出することにより、モータ９の各相巻線に流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
　図８は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ４（１１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
　図８に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ４（１１０）である場合には、直流電源１の正電圧側からＵ相上アームスイッチング素子３ａを介してモータ９に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、Ｖ相上アームスイッチング素子３ｂを介してモータ９に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、モータ９からＷ相下アームスイッチング素子３ｆ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＷ相電流ｉｗが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、およびＶ相下アーム電圧Ｖｖは、以下の（１３），（１４）式で表すことができる。
　Ｖｕ＝ｉｗ×Ｒｄｃ　…（１３）
　Ｖｖ＝ｉｗ×Ｒｄｃ　…（１４）
　ここで、モータ９が３相平衡負荷である場合には、相電流の平衡条件より、
　ｉｕ＋ｉｖ＝ｉｗ　…（１５）
　ｉｕ＝ｉｖ＝（１／２）ｉｗ　…（１６）
　となる。つまり、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ４（１１０）であり、モータ９が３相平衡負荷である場合には、上記（１３），（１４）式のいずれか一方、および（１６）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
　図９は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ５（０１１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
　図９に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ５（０１１）である場合には、直流電源１の正電圧側からＶ相上アームスイッチング素子３ｂを介してモータ９に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、Ｗ相上アームスイッチング素子３ｃを介してモータ９に向かいＷ相電流ｉｗが流れ、モータ９からＵ相下アームスイッチング素子３ｄ、Ｕ相下アームシャント抵抗６ａ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＵ相電流ｉｕが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、およびＶ相下アーム電圧Ｖｖは、以下の（１７），（１８）式で表すことができる。
　Ｖｕ＝ｉｕ×Ｒｄｃ＋ｉｕ×Ｒｓｈ　…（１７）
　Ｖｖ＝ｉｕ×Ｒｄｃ　…（１８）
　ここで、モータ９が３相平衡負荷である場合には、相電流の平衡条件より、
　ｉｖ＋ｉｗ＝ｉｕ　…（１９）
　ｉｖ＝ｉｗ＝（１／２）ｉｕ　…（２０）
　となる。つまり、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ５（０１１）であり、モータ９が３相平衡負荷である場合には、上記（１７），（１８）式のいずれか一方、および（２０）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
　図１０は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ６（１０１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
　図１０に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ６（１０１）である場合には、直流電源１の正電圧側からＵ相上アームスイッチング素子３ａを介してモータ９に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、Ｗ相上アームスイッチング素子３ｃを介してモータ９に向かいＷ相電流ｉｗが流れ、モータ９からＶ相下アームスイッチング素子３ｅ、Ｖ相下アームシャント抵抗６ｂ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＶ相電流ｉｖが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、およびＶ相下アーム電圧Ｖｖは、以下の（２１），（２２）式で表すことができる。
　Ｖｕ＝ｉｖ×Ｒｄｃ　…（２１）
　Ｖｖ＝ｉｖ×Ｒｄｃ＋ｉｖ×Ｒｓｈ　…（２２）
　ここで、モータ９が３相平衡負荷である場合には、相電流の平衡条件より、
　ｉｕ＋ｉｗ＝ｉｖ　…（２３）
　ｉｕ＝ｉｗ＝（１／２）ｉｖ　…（２４）
　となる。つまり、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ６（１０１）であり、モータ９が３相平衡負荷である場合には、上記（２１），（２２）式のいずれか一方、および（２４）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
　このように、本実施の形態にかかる電力変換装置１００では、実ベクトルＶ４（１１０），Ｖ５（０１１），Ｖ６（１０１）である場合でも、モータ９が３相平衡負荷である場合には、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、およびＶ相下アーム電圧Ｖｖのいずれか一方を検出することにより、モータ９の各相巻線に流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
　以上説明したように、実施の形態１の電力変換装置によれば、直流電源の負電圧側とインバータとの間に設けられた電源シャント抵抗と、３つのアームのうちの２つの各相下アームスイッチング素子と電源シャント抵抗との間にそれぞれ設けられた各相下アームシャント抵抗とを設け、各相下アームスイッチング素子および各相下アームシャント抵抗の各接続点と直流電源の負電圧側との間の各電圧である２つの各相下アーム電圧を検出し、その各検出値に基づいて、負荷装置に流れる各相電流を算出するようにしたので、増幅手段により構成される電圧検出部の数は２つでよく、同様に２相分の各相下アームシャント抵抗と電源シャント抵抗とを設けた従来構成よりも装置の小型化、低コスト化を図ることができる。
　また、各相上アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態、つまり、インバータの出力電圧ベクトルがゼロベクトルＶ０である場合だけでなく、実ベクトルＶ１～Ｖ６である場合においても、２つの各相下アーム電圧に基づいて各相電流を算出することができ、各相電流に基づく制御の高精度化を図ることができる。
実施の形態２．
　実施の形態１では、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相のうち、２相の下アームスイッチング素子に下アームシャント抵抗を接続し、これら２相の下アーム電圧を検出することにより、負荷装置に流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出する手法について説明したが、本実施の形態では、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相の各相下アームスイッチング素子に下アームシャント抵抗を接続し、これら３相の下アーム電圧を検出して、負荷装置に流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出する手法について説明する。
　図１１は、実施の形態２にかかる電力変換装置の一構成例を示す図である。なお、実施の形態１と同一または同等の構成部には同一符号を付して、その詳細な説明は省略する。
　実施の形態２にかかる電力変換装置１００ａは、実施の形態１の構成に加え、Ｗ相下アームスイッチング素子３ｆと電源シャント抵抗５との間に設けられたＷ相下アームシャント抵抗６ｃと、Ｗ相下アームスイッチング素子３ｆおよびＷ相下アームシャント抵抗６ｃの接続点と直流電源１の負電圧側（ここではＧＮＤ）との間の電圧（Ｗ相下アーム電圧）Ｖｗを検出するＷ相下アーム電圧検出部８ｃとを備えている。なお、図１１に示す例では、各相下アームシャント抵抗６ａ，６ｂの抵抗値と同様に、Ｗ相下アームシャント抵抗６ｃの抵抗値をＲｓｈとしている。
　Ｗ相下アーム電圧検出部８ｃは、Ｕ相下アーム電圧検出部８ａおよびＶ相下アーム電圧検出部８ｂと同様に、例えば、Ｗ相下アーム電圧Ｖｗを、制御部７ａで扱い易い電圧値とするための増幅手段で構成される。
　図１２は、実施の形態１にかかる電力変換装置の制御部の一構成例を示す図である。実施の形態２にかかる電力変換装置１００ａの制御部７ａは、実施の形態１における電流演算部１０に代えて、各相下アーム電圧検出部８ａ，８ｂ，８ｃにより検出された各相下アーム電圧Ｖｕ，Ｖｖ，Ｖｗに基づいて、モータ９の各相巻線に流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを演算する電流演算部１０ａを備えている。
　つぎに、実施の形態２にかかる電力変換装置１００ａにおける各相電流の演算手法について、図１３～図１９を参照して説明する。
　図１３は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。図１３に示す例では、モータ９の各相巻線の高電位側から低電位側に流れる電流を、それぞれｉｕ，ｉｖ，ｉｗとしている。なお、以下の各図に示す例においても、図１３と同様の記載とする。
　図１３に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）である場合には、直流電源１の正電圧側からＵ相上アームスイッチング素子３ａを介してモータ９に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、モータ９からＶ相下アームスイッチング素子３ｅ、Ｖ相下アームシャント抵抗６ｂ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、Ｗ相下アームスイッチング素子３ｆ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＷ相電流ｉｗが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（２５），（２６），（２７）式で表すことができる。
　Ｖｕ＝ｉｕ×Ｒｄｃ　…（２５）
　Ｖｖ＝ｉｕ×Ｒｄｃ＋ｉｖ×Ｒｓｈ　…（２６）
　Ｖｗ＝ｉｕ×Ｒｄｃ＋ｉｗ×Ｒｓｈ　…（２７）
　つまり、上記（２５），（２６），（２７）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
　図１４は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ２（０１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
　図１４に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ２（０１０）である場合には、直流電源１の正電圧側からＶ相上アームスイッチング素子３ｂを介してモータ９に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、モータ９からＵ相下アームスイッチング素子３ｄ、Ｕ相下アームシャント抵抗６ａ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、Ｗ相下アームスイッチング素子３ｆ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側端子に向かいＷ相電流ｉｗが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（２８），（２９），（３０）式で表すことができる。
　Ｖｕ＝ｉｖ×Ｒｄｃ＋ｉｕ×Ｒｓｈ　…（２８）
　Ｖｖ＝ｉｖ×Ｒｄｃ　…（２９）
　Ｖｗ＝ｉｖ×Ｒｄｃ＋ｉｗ×Ｒｓｈ　…（３０）
　つまり、上記（２８），（２９），（３０）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
　図１５は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ３（００１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
　図１５に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ３（００１）である場合には、直流電源１の正電圧側からＷ相上アームスイッチング素子３ｃを介してモータ９に向かいＷ相電流ｉｗが流れ、モータ９からＵ相下アームスイッチング素子３ｄ、Ｕ相下アームシャント抵抗６ａ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、Ｖ相下アームスイッチング素子３ｅ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＶ相電流ｉｖが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（３１），（３２），（３３）式で表すことができる。
　Ｖｕ＝ｉｗ×Ｒｄｃ＋ｉｕ×Ｒｓｈ　…（３１）
　Ｖｖ＝ｉｗ×Ｒｄｃ＋ｉｖ×Ｒｓｈ　…（３２）
　Ｖｗ＝ｉｗ×Ｒｄｃ　…（３３）
　つまり、上記（３１），（３２），（３３）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
　図１６は、インバータの出力電圧ベクトルがゼロベクトルＶ０（０００）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。図６に示す例では、一例として、実ベクトルＶ１（１００）からゼロベクトルＶ０（０００）に移行した場合に、インバータ２に流れる電流を示している。
　図１６に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ１（１００）からゼロベクトルＶ０（０００）に移行した場合には、電源シャント抵抗５には電流はほとんど流れず、Ｘ点の電位はほぼゼロとなる。このとき、Ｘ点から還流ダイオード４ｄを介してモータ９に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、モータ９からＶ相下アームスイッチング素子３ｅ、Ｖ相下アームシャント抵抗６ｂを介してＸ点に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、Ｗ相下アームスイッチング素子３ｅを介してＸ点に向かいＷ相電流ｉｗが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（３４），（３５），（３６）式で表すことができる。
　Ｖｕ＝（－ｉｕ）×Ｒｓｈ　…（３４）
　Ｖｖ＝ｉｖ×Ｒｓｈ　…（３５）
　Ｖｗ＝ｉｗ×Ｒｓｈ　…（３６）
　つまり、上記（３４），（３５），（３６）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
　このように、本実施の形態にかかる電力変換装置１００ａでは、実ベクトルＶ１（１００），Ｖ２（０１０），Ｖ３（００１）、およびゼロベクトルＶ０（０００）である場合には、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗを検出することにより、モータ９の各相巻線に流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
　また、キルヒホッフの第一法則や、相電流の平衡条件を用いることなく、各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを得ることから、モータ９が不平衡負荷である場合でも適用可能である。
　図１７は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ４（１１０）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
　図１７に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ４（１１０）である場合には、直流電源１の正電圧側からＵ相上アームスイッチング素子３ａを介してモータ９に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、Ｖ相上アームスイッチング素子３ｂを介してモータ９に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、モータ９からＷ相下アームスイッチング素子３ｆ、Ｗ相下アームシャント抵抗６ｃ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＷ相電流ｉｗが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（３７），（３８），（３９）式で表すことができる。
　Ｖｕ＝ｉｗ×Ｒｄｃ　…（３７）
　Ｖｖ＝ｉｗ×Ｒｄｃ　…（３８）
　Ｖｗ＝ｉｗ×Ｒｄｃ＋ｉｗ×Ｒｓｈ　…（３９）
　ここで、モータ９が３相平衡負荷である場合には、相電流の平衡条件より、
　ｉｕ＋ｉｖ＝ｉｗ　…（４０）
　ｉｕ＝ｉｖ＝（１／２）ｉｗ　…（４１）
　となる。つまり、モータ９が３相平衡負荷である場合には、上記（３７），（３８），（３９）式のうちのいずれか１式、および（４１）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，Ｉｗを算出することができる。
　図１８は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ５（０１１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
　図１８に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ５（０１１）である場合には、直流電源１の正電圧側からＶ相上アームスイッチング素子３ｂを介してモータ９に向かいＶ相電流ｉｖが流れ、Ｗ相上アームスイッチング素子３ｃを介してモータ９に向かいＷ相電流ｉｗが流れ、モータ９からＵ相下アームスイッチング素子３ｄ、Ｕ相下アームシャント抵抗６ａ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＵ相電流ｉｕが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（４２），（４３），（４４）式で表すことができる。
　Ｖｕ＝ｉｕ×Ｒｄｃ＋ｉｕ×Ｒｓｈ　…（４２）
　Ｖｖ＝ｉｕ×Ｒｄｃ　…（４３）
　Ｖｗ＝ｉｕ×Ｒｄｃ　…（４４）
　ここで、モータ９が３相平衡負荷である場合には、相電流の平衡条件より、
　ｉｖ＋ｉｗ＝ｉｕ　…（４５）
　ｉｖ＝ｉｗ＝（１／２）ｉｕ　…（４６）
　となる。つまり、モータ９が３相平衡負荷である場合には、上記（４２），（４３），（４４）式のうちのいずれか１式、および（４６）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
　図１９は、インバータの出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ６（１０１）である場合に、インバータの各部に流れる電流を示す図である。
　図１９に示すように、インバータ２の出力電圧ベクトルが実ベクトルＶ６（１０１）である場合には、直流電源１の正電圧側からＵ相上アームスイッチング素子３ａを介してモータ９に向かいＵ相電流ｉｕが流れ、Ｗ相上アームスイッチング素子３ｃを介してモータ９に向かいＷ相電流ｉｗが流れ、モータ９からＶ相下アームスイッチング素子３ｅ、Ｖ相下アームシャント抵抗６ｂ、電源シャント抵抗５を介して直流電源１の負電圧側に向かいＶ相電流ｉｖが流れる。このとき、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗは、以下の（４７），（４８），（４９）式で表すことができる。
　Ｖｕ＝ｉｖ×Ｒｄｃ　…（４７）
　Ｖｖ＝ｉｖ×Ｒｄｃ＋ｉｖ×Ｒｓｈ　…（４８）
　Ｖｗ＝ｉｖ×Ｒｄｃ　…（４９）
　ここで、モータ９が３相平衡負荷である場合には、相電流の平衡条件より、
　ｉｕ＋ｉｗ＝ｉｖ　…（５０）
　ｉｕ＝ｉｗ＝（１／２）ｉｖ　…（５１）
　となる。つまり、モータ９が３相平衡負荷である場合には、上記（４７），（４８），（４９）式のうちのいずれか１式、および（５１）式を用いて各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
　このように、実ベクトルＶ４（１１０），Ｖ５（０１１），Ｖ６（１０１）である場合でも、モータ９が３相平衡負荷である場合には、Ｕ相下アーム電圧Ｖｕ、Ｖ相下アーム電圧Ｖｖ、およびＷ相下アーム電圧Ｖｗのうちのいずれか１つを検出することにより、モータ９の各相巻線に流れる各相電流ｉｕ，ｉｖ，ｉｗを算出することができる。
　以上説明したように、実施の形態２の電力変換装置によれば、実施の形態１の構成に対し、各相下アームシャント抵抗を３相分設け、各相下アームスイッチング素子および各相下アームシャント抵抗の各接続点と直流電源の負電圧側との間の各電圧である３つの各相下アーム電圧を検出し、その各検出値に基づいて、負荷装置に流れる各相電流を算出するようにしたので、増幅手段により構成される電圧検出部の数は３つとなるが、同様に３相分の各相下アームシャント抵抗と電源シャント抵抗とを設けた従来構成よりも装置の小型化、低コスト化を図ることができる。
　また、実施の形態１と同様に、インバータの出力電圧ベクトルがゼロベクトルＶ０である場合だけでなく、実ベクトルＶ１～Ｖ６である場合においても、各相電流を算出することができるので、各相電流に基づく制御の高精度化を図ることができる。
　さらに、インバータの出力電圧ベクトルがゼロベクトルＶ０、実ベクトルＶ１～Ｖ３である場合には、キルヒホッフの第一法則や、相電流の平衡条件を用いることなく、各相電流を得ることができるので、負荷装置が不平衡負荷である場合でも適用可能である。
　なお、上述した実施の形態では、インバータの運転状況によらず、各相上アームスイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦ状態、つまり、インバータの出力電圧ベクトルに応じて、各相電流を演算する例について説明したが、例えば、負荷装置であるモータの制御アプリケーションに対応したインバータの運転状況に応じて、各相電流の演算に用いる各相下アーム電圧の検出期間を切り替えるようにしてもよい。
　例えば、比較的低速運転を行う低速運転域において、インバータの変調率が低い運転状況で長時間運転を行うようなアプリケーションでは、ゼロベクトルＶ０（０００）の発生期間が長く、実ベクトルＶ１（１００）～Ｖ６（１０１）の発生期間が短くなる。逆に、比較的高速運転を行う通常運転域において、インバータの変調率が高い運転状況で長時間運転を行うようなアプリケーションでは、実ベクトルＶ１（１００）～Ｖ６（１０１）の発生期間が長く、ゼロベクトルＶ０（０００）の発生期間が短くなる。
　したがって、インバータの変調率が低い運転状況で長時間運転を行うようなアプリケーションでは、ゼロベクトルＶ０（０００）の発生期間における各相下アーム電圧に基づいて各相電流を演算し、インバータの変調率が高い運転状況で長時間運転を行うようなアプリケーションでは、実ベクトルＶ１（１００）～Ｖ６（１０１）の発生期間における各相下アーム電圧に基づいて各相電流を演算することにより、各相下アーム電圧の検出精度が向上し、これに伴い各相電流の精度の向上を図ることが可能となる。
　このような制御を実現する手法としては、例えば、予めインバータの変調率に対する閾値を設定しておき、インバータの変調率と閾値との大小関係に応じて、各相電流の演算に用いる各相下アーム電圧の検出期間を切り替えるようにすればよい。
　より具体的には、インバータの変調率が上述した閾値未満であれば、ゼロベクトルＶ０（０００）の発生期間における各相下アーム電圧に基づいて各相電流を演算し、インバータの変調率が上述した閾値以上であれば、実ベクトルＶ１（１００）～Ｖ６（１０１）の発生期間における各相下アーム電圧に基づいて各相電流を演算する手法が考えられる。
　この場合、例えば、インバータの変調率に対する閾値を、ゼロベクトルＶ０（０００），Ｖ７（１１１）の発生期間がキャリア信号の半周期となる０．５とするのが望ましい。このようにすれば、インバータの変調率が０．５以上となる場合には、ゼロベクトルＶ０（０００），Ｖ７（１１１）の発生期間がキャリア信号の半周期以下となるため、より高精度な各相電流の演算が可能な実ベクトルＶ１（１００）～Ｖ６（１０１）の発生期間における各相下アーム電圧に基づいて各相電流を演算し、インバータの変調率が０．５未満となる場合には、ゼロベクトルＶ０（０００），Ｖ７（１１１）の発生期間がキャリア信号の半周期よりも長くなり、より高精度な各相電流の演算が可能なゼロベクトルＶ０（０００）の発生期間における各相下アーム電圧に基づいて各相電流を演算することが可能となる。
　また、インバータの変調率に応じて、各相電流の演算に用いる各相下アーム電圧の検出期間を切り替える手法としては、予めインバータの変調率と検出期間とを関連付けてテーブル化しておき、インバータの運転中においてこのテーブルを参照し、インバータの変調率に対応した検出期間を選択して、その検出期間における各相下アーム電圧に基づいて各相電流を演算するようにしてもよい。
　なお、上述した実施の形態において説明した電力変換装置を、モータを負荷とするモータ駆動装置に適用し、このモータ駆動装置を、空気調和機や冷蔵庫、冷凍機等の送風機や圧縮機に適用することにより、これらモータ駆動装置、送風機、圧縮機、空気調和機、冷蔵庫、および冷凍機の小型化、低コスト化や制御の高精度化を図ることができる。
　また、以上の実施の形態に示した構成は、本発明の構成の一例であり、別の公知の技術と組み合わせることも可能であるし、本発明の要旨を逸脱しない範囲で、一部を省略する等、変更して構成することも可能であることは言うまでもない。
　以上のように、本発明にかかる電力変換装置、およびそれを備えたモータ駆動装置、およびそれを備えた送風機、圧縮機、およびそれらを備えた空気調和機、冷蔵庫、ならびに冷凍機は、ＰＷＭ変調方式の３相インバータを具備した構成に有用であり、特に、装置の大型化や高コスト化を招くことなく、各相電流の検出期間を拡大して、各相電流に基づく制御の高精度化を図ることができる技術として適している。
　１　直流電源、２　インバータ、３ａ　Ｕ相上アームスイッチング素子、３ｂ　Ｖ相上アームスイッチング素子、３ｃ　Ｗ相上アームスイッチング素子、３ｄ　Ｕ相下アームスイッチング素子、３ｅ　Ｖ相下アームスイッチング素子、３ｆ　Ｗ相下アームスイッチング素子、４ａ～４ｆ　還流ダイオード、５　電源シャント抵抗、６ａ　Ｕ相下アームシャント抵抗、６ｂ　Ｖ相下アームシャント抵抗、６ｃ　Ｗ相下アームシャント抵抗、７，７ａ　制御部、８ａ　Ｕ相下アーム電圧検出部、８ｂ　Ｖ相下アーム電圧検出部、８ｃ　Ｗ相下アーム電圧検出部、９　負荷装置（モータ）、１０，１０ａ　電流演算部、１１　電圧指令値算出部、１２　駆動信号生成部、１３　キャリア信号生成部、１００，１００ａ　電力変換装置。

Claims (13)

  1. 　直流電源から供給される直流電力を負荷装置に供給する３相交流電力に変換する電力変換装置であって、
    　上アームスイッチング素子および下アームスイッチング素子からなるアームを３相分並列に接続して構成されるインバータと、
    　前記直流電源の負電圧側と前記インバータとの間に設けられた電源シャント抵抗と、
    　３相のうちの少なくとも２相分の前記各相下アームスイッチング素子と前記電源シャント抵抗との間にそれぞれ設けられた各相下アームシャント抵抗と、
    　前記各相下アームスイッチング素子および前記各相下アームシャント抵抗の各接続点と前記直流電源の負電圧側との間の電圧を検出する各相下アーム電圧検出部と、
    　前記各相下アーム電圧検出部の各検出値に基づいて、前記負荷装置に流れる各相電流を算出し、当該各相電流に基づいて、前記各相上アームスイッチング素子および前記各相下アームスイッチング素子に対応する６つの駆動信号を生成する制御部と、
    　を備える
    　ことを特徴とする電力変換装置。
  2. 　前記各相下アームシャント抵抗および前記各相下アーム電圧検出部は、３相のうちの２相分設けられたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記各相下アームシャント抵抗および前記各相下アーム電圧検出部は、３相分設けられたことを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  4. 　前記制御部は、前記インバータの運転状況に応じて、前記各相電流の算出に用いる前記各相下アーム電圧検出部の検出値の検出期間を切り替えることを特徴とする請求項１に記載の電力変換装置。
  5. 　前記運転状況は、前記インバータの変調率であることを特徴とする請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 　前記制御部は、前記変調率が予め設定した閾値未満である場合には、前記各相上アームスイッチング素子が全てＯＦＦ状態となる期間を前記検出期間とし、前記変調率が前記閾値以上である場合には、前記各相上アームスイッチング素子の１つあるいは２つがＯＮ状態となる期間を前記検出期間とすることを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
  7. 　前記制御部は、前記変調率と前記検出期間とを関連付けたテーブルに基づいて、前記変調率に対応した前記検出期間を選択することを特徴とする請求項５に記載の電力変換装置。
  8. 　請求項１～７の何れか一項に記載の電力変換装置を備えたことを特徴とするモータ駆動装置。
  9. 　請求項８に記載のモータ駆動装置を備えたことを特徴とする送風機。
  10. 　請求項８に記載のモータ駆動装置を備えたことを特徴とする圧縮機。
  11. 　請求項９に記載の送風機あるいは請求項１０に記載の圧縮機のうちの少なくとも一方を備えたことを特徴とする空気調和機。
  12. 　請求項９に記載の送風機あるいは請求項１０に記載の圧縮機のうちの少なくとも一方を備えたことを特徴とする冷蔵庫。
  13. 　請求項９に記載の送風機あるいは請求項１０に記載の圧縮機のうちの少なくとも一方を備えたことを特徴とする冷凍機。
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