WO2004042912A1 - モータ駆動装置 - Google Patents

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WO2004042912A1
WO2004042912A1 PCT/JP2003/013480 JP0313480W WO2004042912A1 WO 2004042912 A1 WO2004042912 A1 WO 2004042912A1 JP 0313480 W JP0313480 W JP 0313480W WO 2004042912 A1 WO2004042912 A1 WO 2004042912A1
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signal
rotor
state
drive device
switching control
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PCT/JP2003/013480
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WO2004042912B1 (ja
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Keiji Nishihara
Hideo Nobekawa
Hideaki Mori
Makoto Gotou
Original Assignee
Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
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    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P7/00—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors
    • H02P7/06—Arrangements for regulating or controlling the speed or torque of electric DC motors for regulating or controlling an individual dc dynamo-electric motor by varying field or armature current
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    • H02P6/18—Circuit arrangements for detecting position without separate position detecting elements

Definitions

  • the present invention relates to a motor drive device that performs a sensorless drive (PWM: pulse width modulation).
  • PWM pulse width modulation
  • FIG. 14 shows a configuration of a conventional motor drive device.
  • a rotor 1010 has a field portion made of a permanent magnet, and generates a rotational force by interaction with coils 1011, 1012, and 1013.
  • the power supply device 1020 includes three upper power transistors and three lower power transistors, and supplies power to the coils 101 1, 1012, and 1013.
  • the position detector 1030 compares the terminal voltages V1, V2, and V3 at one end of the coils 1011, 1012, and 1013 with the common voltage Vc, and outputs a detection pulse signal FG according to the comparison result.
  • Command device 1040 outputs speed command signal EC for controlling speed of rotor 1010.
  • the switching controller 1050 outputs a PWM signal Wp for performing the PWM operation of the upper power transistor of the power supply 1020.
  • the energization controller 1060 controls the upper energization control signals Nl, N2, N3 and the lower energization control signal Ml to control the energization of the coils 101 1, 1012, 1013 according to the detection pulse signal FG and the PWM signal Wp. Outputs M2 and M3.
  • the power supply 1020 supplies power to the coils 1011, 1012, and 1013, and performs PWM sensorless driving of the motor.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and an object of the present invention is to provide a motor drive device capable of performing a stable PWM sensorless start in consideration of the influence of induction noise peculiar to PWM operation in PW1V [sensorless drive]. Disclosure of the invention
  • a motor drive device of the present invention is a motor drive device that drives a motor including a rotor and a multi-phase coil that generates a magnetic field to rotate the rotor.
  • a plurality of transistors that operate as an open / close switch of a current supply path to the current supply, position detection means for detecting a rotational position of the rotor based on a terminal voltage of each coil, and a rotor based on a detection result by the position detection means.
  • Switching control means for causing the transistor to perform a switching operation for switching between an on state and an off state in order to rotate the transistor at a predetermined speed, the switching control means further comprising: Controlling the transistor to forcibly turn off the transistor for a predetermined period; Ring control means characterized in that the detection of seeing the location in the selected time period which is forcibly turned off transistor.
  • the position of the rotor is detected only during a period in which the switching control means forcibly turns off the transistor. During this period, erroneous position detection due to inductive noise specific to PWM operation can be prevented, and as a result, startup failure due to erroneous detection can be prevented. In other words, stable PWM sensorless startup is possible.
  • the transistor is switched between on and off by high-frequency switching and the motor is driven by PWM, the induction noise generated by the current change due to the PWM operation is superimposed on the terminal voltage of the coil whose position is to be detected. Is done. If position detection is performed using the terminal voltage on which the induction noise is superimposed, erroneous detection is likely to occur. Therefore, the present invention has a configuration in which position detection is performed in the forced off section of the PWM operation.
  • the rotor has a permanent magnet
  • each of the coils is arranged in a row
  • the motor driving device further includes a DC power source serving as a power supply source.
  • a transistor group that operates as an open / close switch of a current supply path from one terminal side of the DC power supply means to one end of each coil; and current supply from the other terminal side of the DC power supply means to one end of each coil.
  • a switching group that operates as an open / close switch of a path, wherein the switching control means controls the forced OFF state with respect to each transistor of at least one of the transistor groups. It may be a feature.
  • the switching control means may perform the control on at least one of the transistor groups, it is not necessary to target both of the transistor groups, thereby simplifying the circuit. You can also.
  • the position detecting means suppresses the detection of the position at a predetermined time from a point in time when the switching control means performs a control to the forcible off state from a time point when the switching state changes from an on state to an off state.
  • the predetermined period related to the forcible switching to the off state by the switching control unit may be longer than the predetermined period.
  • the motor driving device further includes a rotation speed determination unit configured to determine whether a rotation speed of the rotor is equal to or higher than a predetermined speed. If it is determined that there is, the position may be detected at least during a period in which the transistor is turned on.
  • the switching control means suppresses the control to the forcible off state when it is determined that the rotation speed is equal to or higher than a predetermined speed.
  • the switching control means controls the forcible off state from the on state to the off state.
  • the detection of the position is suppressed for the first time from the change time point, and when the rotational speed is determined to be equal to or higher than the predetermined speed, the second time from the time point when the transistor changes from the off state to the on state is determined.
  • the detection of the position may be suppressed, and the predetermined period relating to the control to forcibly turn off the switching control unit may be longer than the first time.
  • the present invention may be characterized in that the rotation speed determination means makes the determination based on a result of position detection by the position detection means.
  • the rotation speed determination means can perform the determination using the detection result of the position detection means without specially providing a mechanism for determining the speed. It can be simplified.
  • the invention may be characterized in that the switching control means turns on a predetermined transistor at regular intervals and turns off the transistor for a specific time immediately before turning on the transistor.
  • the present invention may be characterized in that the predetermined period in which the switching control means forcibly turns off the power supply is less than 1200 seconds.
  • the position detecting means compares the terminal voltage of each coil with a midpoint voltage of all the coils or a midpoint voltage simulated from the terminal voltage of each coil, to thereby determine the position of the rotor. It may be characterized in that the position is detected.
  • the period in which the switching control means performs the control for forcibly turning off is a period including a section in which the drive current of each of the coils is 0, and the position detection means includes: The position may be detected.
  • FIG. 1 shows a configuration of the motor drive device according to the first embodiment.
  • FIG. 2 shows a specific configuration of the position detector 30.
  • FIG. 3 shows a specific configuration of the switching operation device 50.
  • FIG. 4 shows the relationship between the signal waveforms of the switching controller 52.
  • FIG. 5 shows a configuration of a motor drive device according to the second embodiment.
  • FIG. 6 shows a specific configuration of the position detector 3OA.
  • FIG. 7 shows a configuration of a motor drive device according to the third embodiment.
  • FIG. 8 shows a specific configuration of the switching operation device 50.
  • FIG. 9 shows the relationship between the signal waveforms of the switching controller 52 in the first position detection mode.
  • FIG. 10 shows the relationship between the signal waveforms of the switching controller 52 in the second position detection mode.
  • FIG. 11 shows a configuration of a motor drive device according to the fourth embodiment.
  • FIG. 12 shows a specific configuration of the switching controller 52A.
  • FIG. 13 shows the relationship between the respective signal waveforms of the switching controller 52A.
  • FIG. 14 shows the configuration of a conventional motor drive device. BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
  • FIG. 1 shows a configuration of the motor drive device according to the first embodiment.
  • a rotor 10 is provided with a field portion for generating a field magnetic flux of a plurality of poles by a magnetic flux generated by a permanent magnet, and three-phase coils 11, 12, and 13 are arranged in a stationary body. It is arranged so as to be electrically shifted by 120 degrees relative to the relative relationship with the rotor 10. One end of each coil is connected to the power supply 20, and the other is commonly connected.
  • the three-phase coils 11, 12, and 13 generate a three-phase magnetic flux by the three-phase drive currents I1, 12, and I3, generate a driving force by interaction with the rotor 10, and are attached to the rotor 10 and the rotor 10.
  • Disc 1 rotates.
  • the DC power supply 5, which is the power supply source, has the negative terminal connected to the ground potential and supplies the required DC voltage Vm to the positive terminal.
  • the current input terminals of the three upper power transistors 21, 22, and 23 are commonly connected to the positive terminal of the DC power supply 5 via the current detector 51, and the current output terminals of the upper power transistors 21, 22, and 23 are connected.
  • the current outgoing terminals of the three lower power transistors 25, 26, and 27 are commonly connected to the negative terminal of the DC power supply 5, and the current inflow terminals of the lower power transistors 25, 26, and 27 are connected to the negative terminal, respectively.
  • the power supply terminals of the three-phase coils 11, 12, and 13 are connected.
  • upper power diodes 21 d, 22 d and 23 d are connected in anti-parallel to the upper power transistors 21, 22 and 23, respectively, and lower power diodes 25 d and 25 d are connected to the lower power transistors 25, 26 and 27, respectively. 26 d and 27 d are respectively connected in anti-parallel.
  • the upper power transistors 21, 22, 23 and the lower power transistors 25, 26, 27 use N-channel field-effect power transistors, and are formed by being connected in anti-parallel to each N-channel field-effect power transistor. Parasitic diodes are used as upper power diodes 21d, 22d, 23d and lower power diodes 25d, 26d, 27d, respectively.
  • the power supply 20 includes upper power transistors 21, 22, 23 and lower power transistors 25, 26, 27 and upper power diodes 21d, 22d, It consists of 23d and lower power diodes 25d, 26d, 27d.
  • the upper power transistors 21, 22, and 23 are connected to the positive terminal of the DC power supply 5 and the power of the three-phase coils 11, 12, and 13 according to the upper energization control signals N1, N2, and N3 of the energization controller 60.
  • the power supply path between the supply terminals is opened and closed to form a current path that supplies the positive side current of the drive currents II, 12, and I3 to the three-phase coils 11, 12, and 13.
  • the upper-side energization control signals Nl, N2, N3 are digital PWM signals in each energization section by the PWM signal Wp of the switching controller 52.
  • the upper power transistors 21, 22, and 23 perform high-frequency switching operation.
  • the lower power transistors 25, 26, and 27 are connected to the negative terminal of the DC power supply 5 and the power supply terminals of the three-phase coils 11, 12, and 13 according to the lower energization control signals Ml, M2, and M3 of the energization controller 60.
  • the power supply path between them is opened and closed to form a supply path for supplying the negative currents of the drive currents I 1, 12 and I 3 to the three-phase coils 11, 12 and 13.
  • the details of the configuration and operation of the switching controller 52 will be described later.
  • the position detector 30 detects the rotational positions of the disk 1 and the rotor 10, and outputs a detection pulse signal FG corresponding to the detection result.
  • FIG. 2 shows a specific configuration of the position detector 30.
  • the position detector 30 includes four input resistors 31, 32, 33, and 34, three voltage comparison circuits 35, 36, and 37, a noise removal circuit 38, and a detection circuit 39.
  • the terminal voltages V 1, V 2, V 3 generated at one end of the three-phase coils 11, 12, 13 and the commonly connected midpoint voltage Vc are input to the voltage comparator 35, 35 via the input resistors 31, 32, 33, and 34, respectively. 36 and 37 are entered.
  • the noise elimination circuit 38 performs noise elimination of switching noise accompanying the high-frequency switching operation included in the voltage comparison signals C1, C2, and C3 of the voltage comparison circuits 35, 36, and 37, and compares the voltage after the noise elimination. Outputs signals C 1 R, C2R, C 3 R. Note that the mask signal Wm of the switching controller 52 is used for noise removal. The mask signal Wm will be described later.
  • the detection circuit 39 uses the noise removal voltage comparison signals C 1 R, C 2 R, and C 3 R of the noise removal circuit 38 and the detection window signals WIN 1 to 6 of the energization controller 60 to detect the disk 1 and the low Performs 10 position detection and outputs the detection pulse signal FG corresponding to the detection result.
  • the detection pulse signal FG is input to the command device 40 and the conduction controller 60.
  • the detection windows WIN 1 to WIN 6 will be described.
  • the detection window signals WIN 1 to WIN 6 are the output signals of the energization controller 60, and the rising and falling zero crossings of the back electromotive voltage induced in the three-phase coils 11, 12, and 13 in the non-energized phase, respectively. It corresponds to the detection window.
  • the detection window signal WIN 1 is a window for detecting the rising zero-cross of the back electromotive voltage of the coil 11
  • the detection window signal WIN 2 is a window for detecting the falling zero cross of the back electromotive voltage of the coil 13.
  • the detection window signals WIN 1 to WIN 6 are signals whose phases are shifted by 60 degrees in electrical angle.
  • the command unit 40 includes a speed control circuit for controlling the rotation speed of the disk 1 and the rotor 10 to a predetermined speed, and the rotation of the disk 1 and the rotor 10 by the detection pulse signal FG of the position detector 30. Detects the speed and outputs a speed command signal Ac corresponding to the difference from the target rotation speed.
  • the switching operation device 50 includes a current detector 51, a switching controller 52, and a forced off signal generator 53.
  • FIG. 3 shows a specific configuration of the switching operation device 50.
  • the current detector 51 includes a current detection resistor 110, and a three-phase coil 11 1, 1 2 from the positive terminal of the DC power supply 5 via upper power transistors 21, 22, 23. , 13 output the current detection signal Ad proportional to the supply current or the supply current.
  • the forced off signal generator 53 outputs a forced off signal Wo that becomes L level at a constant period To and inputs the signal to the switching controller 52.
  • the switching controller 52 compares the current detection signal Ad of the current detector 51 with the speed command signal Ac of the command device 40, and outputs a PWM reset signal Pr corresponding to the comparison result. In response, it outputs a PWM signal WP and a mask signal Wm.
  • the PWM signal Wp is input to the conduction controller 60, and the mask signal Wm is input to the noise removal circuit 38 of the position detector 30.
  • the PWM signal Wp is a signal for causing the upper power transistors 21, 22, 23 of the power supply device 20 to perform a high-frequency switching operation (PWM operation).
  • the motor drive device of the first embodiment is the same even when the current detector 51 is configured between the negative terminal of the DC power supply 5 and the lower power transistors 25, 26, and 27. .
  • Switching controller 5 2 is comparison circuit 1 1 1 and reference trigger generation circuit 1 1 2 and PW It comprises an M signal creation circuit 113, an AND gate 115, and a mask signal creation circuit 116.
  • the comparison circuit 111 compares the current detection signal Ad of the current detector 51 with the speed command signal Ac of the command device 40, and outputs a PWM reset signal Pr corresponding to the comparison result. Specifically, when the current detection signal Ad becomes larger than the speed command signal Ac, the PWM reset signal changes from L level to H level.
  • the reference trigger generation circuit 112 is a circuit that outputs a reference trigger signal Ps at a constant cycle Tp. Specifically, lZTp is a value between 20 kHz and 500 kHz.
  • the PWM signal generation circuit 113 outputs the basic PWM signal Wb based on the PWM reset signal Pr of the comparison circuit 111 and the reference trigger signal Ps of the reference trigger generation circuit 112.
  • Figure 4 shows the relationship between the reference trigger signal Ps, the PWM reset signal Pr, and the basic PWM signal Wb.
  • the state of the basic PWM signal Wb changes to the H level at the rising edge of the reference trigger signal Ps having the constant period Tp, and changes to the L level at the rising edge of the PWM reset signal Pr.
  • the basic PWM signal Wb is a PWM signal corresponding to the comparison result between the current detection signal Ad and the speed command signal Ac.
  • the basic PWM signal Wb is a PWM signal that changes the duty in response to the speed command signal Ac of the command device 40.
  • the actual rotation of the disk 1 and the rotor 10 with respect to the target rotation speed is When the speed is low, the speed command signal Ac of the commander 40 increases, and the on-duty of the basic PWM signal Wb also increases. Conversely, when the actual rotation speeds of the disk 1 and the rotor 10 are faster than the target rotation speed, the speed command signal Ac of the command device 40 becomes smaller, and the on-duty of the basic PWM signal Wb also becomes smaller.
  • the speed command signal Ac of the command unit 40 has a value corresponding to the target rotation speed, and the on-duty of the basic PWM signal Wb is almost equal. The value corresponds to the target rotation speed.
  • the rotational speeds of the disc 1 and the B rotor 10 are detected from the detection pulse signal FG of the position detector 30, and the speed command signal Ac corresponding to the difference from the target rotational speed is output.
  • the speed of the disk 1 and the rotor 10 is controlled by changing the on-duty of the basic PWM signal Wb.
  • the forcible off signal generator 53 outputs a forcible off signal Wo for forcibly turning off the upper power transistors 21, 22, and 23 of the power supply 20 every fixed period T0, and the AND gate 115 of the switching controller 52. Input to one of the input terminals. other The other input terminal receives the basic PWM signal Wb of the PWM signal generation circuit 113, and the AND gate 115 performs AND synthesis and outputs the PWM signal Wp.
  • FIG. 4 shows the relationship between the signal waveforms of the switching controller 52. By this PWM signal Wp, the upper power transistors 21, 22, and 23 of the power supply 20 perform a high-frequency switching operation.
  • the forcible off operation is forcibly performed at regular intervals To by the forcible off signal Wo.
  • the current is always cut off at regular intervals To by the forced off operation, noise becomes a problem if the repetition frequency 1 / T 0 of the forced off signal W 0 is within the audible frequency range. Therefore, it is desirable to set the repetition frequency 1 / To of the forced off signal Wo outside the audible frequency range (20 kHz or more). That is, To is preferably 1/20000 second or less.
  • the timing of the forced off operation by the forced off signal Wo is not limited to the fixed period Tp as in the motor drive device of the first embodiment, and the forced off operation is performed at an arbitrary period or at any time in the evening. You may go.
  • the PWM signal Wp is also input to the mask signal generation circuit 116.
  • the mask signal generating circuit 116 outputs a mask signal Wm for removing the switching noise accompanying the high frequency switching operation superimposed on the voltage comparison signals C1, C2 and C3 in the noise removal circuit 38 of the position detector 30.
  • the H level section of the mask signal Wm is a section for masking high-frequency switching noise
  • the L level section of the mask signal Wm is a section where position detection is possible.
  • the mask signal Wm is a signal that masks all areas other than the forced off section and further masks the first predetermined time Ta after the forced off.
  • the section in which the rotational positions of the disk 1 and the rotor 10 can be detected is only the section X in FIG. 4 excluding the first predetermined time Ta from the forced off section A.
  • position detection is performed only in the forced off section.
  • the forced off section A must always be set to a time (A> Ta) longer than the first predetermined time Ta after the forced off.
  • the energization controller 60 outputs the upper energization control signals Nl, N2, N3 and the lower energization control signals Ml, M2, M3 in response to the detection pulse signal FG of the position detector 30.
  • the power supply to the three-phase coils 11, 12, 13 of the upper power transistors 21, 22, 23 and the lower power transistors 25, 26, 27 is controlled.
  • the upper energization control signals N1, N2, and N3 include the PWM signal Wp of the switching controller 52. Are logically synthesized.
  • the upper power transistors 21, 22, and 23 perform a high-frequency switching operation by the upper energization control signals N l, N 2, and N 3 (PWM signal Wp), and the lower energization control signals M l, M 2, and M 3 Due to 3, the lower power transistors 25, 26, and 27 perform full ON operation. More specifically, when energization control is performed from the coil 11 to the coil 12, the upper power transistor 21 performs a high-frequency switching operation by the upper energization control signal N 1, and the lower power transistor 2 6 Perform full-on operation by the lower energization control signal M2.
  • the upper power transistor 21 When the upper power transistor 21 is turned on by the PWM signal Wp, the upper power transistor 21 supplies a positive current to the coil 11 from the positive terminal of the DC power supply 5, and the lower power transistor 26 A negative current is supplied to the coil 12 from the negative terminal of the DC power supply 5.
  • the PWM signal W p is turned off, the positive side current flowing through the coil 11 tries to continue to flow due to the inductance action of the coil. Supply current.
  • the PWM operation is performed in this way.
  • the energization controller 60 also outputs detection window signals WIN 1 to WIN 6 in response to the detection pulse signal FG of the position detector 30.
  • the motor drive device of the first embodiment performs the PWM sensorless drive with the above configuration.
  • the sensorless drive of the motor needs to detect the rotational position of the disk 1 and the mouth 10 so that a non-energized phase section, that is, a section where the in-phase upper and lower power transistors of the power supply 20 are off, is provided. In that section, zero-cross detection of the back electromotive voltage induced in the coil is performed, and sensorless driving of the motor is performed.
  • the rotor position is uncertain and the rotation speed is low in the initial stage of startup, the back electromotive force induced in the three-phase coils 11, 12, and 13 is also small, and position detection is difficult. Therefore, there was a problem that sensorless driving could cause startup failure.
  • Inductive noise is current due to PWM operation This is the voltage generated with the change.
  • the upper power transistor 21 is operated in PWM, and the lower power transistor 27 is operated in full ON. In this state, the current flows from the coil 11 to the coil 13, and the detection phase is the coil 12.
  • the commonly connected midpoint voltage Vc and the terminal voltage V2 of the detection phase should be equal, and the difference voltage should be zero.
  • an induced noise which is a phenomenon peculiar to the PWM operation, is superimposed on the terminal voltage V2 of the detection phase with respect to the midpoint voltage Vc.
  • the inductive noise is a voltage generated by the current change due to the PWM operation, but the polarity is reversed when the current change is positive or negative. Also, the magnitude of the induced noise changes with the magnitude of the current change.
  • a method of starting there is a method in which the disk 1 and the rotor 10 are attracted to a specific phase before starting, and the positions are fixed before starting. When starting after fixing the initial position in this way, stable sensorless startup is possible, but the time required for fixing the initial position becomes longer. For this reason, a method is often adopted in which forced synchronous drive is performed at the beginning of startup, and then startup is performed by switching to sensorless drive.
  • the PWM signal W p Has a large on-duty, almost 100%.
  • the position detection is performed almost during the ON period of the PWM operation.
  • the terminal voltage of the detection phase is superimposed with the induced noise due to the positive current change due to the PWM operation, and the influence is exerted by the influence. Incorrect detection of the position caused a start failure.
  • the motor drive device of the first embodiment is configured to perform position detection by providing an OFF section in the PWM operation.
  • the switching operation device 50 is provided with a forced off signal generator 53, and the forced off signal generator 53 is provided with the upper power transistors 21 1, 22 of the power supply device 20 at regular intervals To.
  • a forced off signal Wo for forcibly turning off 23 is output, and the position detector 30 performs position detection only in the forced off section.
  • the position detection operation is performed only in the forced off section, the position detection is performed in response to a negative current change due to the PWM operation. Therefore, the induced noise at this time has the opposite polarity to the induced noise caused by the positive current change. With this configuration, stable PWM sensorless startup is possible.
  • the forced off section A may be any time as long as the time is longer than the first predetermined time Ta after the forced off (A> Ta). Specifically, the value is set to 33 or more and 203 or less.
  • induction noise for example, if a configuration is adopted in which a long forced off section A where the drive current becomes 0 and position detection is performed in a section where the drive current is 0 is performed, In the interval where the current is 0, there is no current change due to PWM operation, so no induced noise occurs. That is, the effect of the induced noise can be ignored.
  • FIG. 5 shows a configuration of a motor drive device according to the second embodiment.
  • the midpoint voltage Vc commonly connected to the terminal voltages VI, V2, and V3 generated at one end of the three-phase coils 11, 12, and 13 is input to the position detector 30, and the position detector 30
  • the terminal voltages VI, V2, and V3 of the three-phase coils 11, 12, and 13 are detected while the rotational positions of the disk 1 and the rotor 10 are detected in the second embodiment.
  • the only difference is that only the rotational position is detected by the position detector 3OA without using the midpoint voltage Vc.
  • Figure 6 shows the specific configuration of the position detector 3OA.
  • Terminal voltages V1, V2, V3 generated at one end of the three-phase coils 11, 12, 13 are input to one of the input terminals of the voltage comparison circuits 35, 36, 37 via the input resistors 31, 32, 33. .
  • the other input terminal of the voltage comparison circuit 35, 36, 37 is connected to the terminal voltage VI, V2, V3 generated at one end of the three-phase coil 11, 12, 13, and the midpoint voltage Vc simulated from i is entered.
  • the pseudo midpoint voltage Vci is created by connecting the resistors 34A, 34B, and 34C to the terminal voltages VI, V2, and V3, respectively, and connecting one end of them.
  • the voltage comparison circuits 35, 36, 37 directly compare the terminal voltages V1, V2, V3 generated at one end of the three-phase coils 11, 12, 13 with the pseudo midpoint voltage Vci.
  • the circuit configuration after the voltage comparison circuits 35, 36, 37 is the same as that of the position detector 30 of the first embodiment, and thus the terminal voltages V1, V2, The rotation position is detected using only V3.
  • the input of the position detector 3OA can be three terminal voltages VI, V2, and V3 generated at one end of the three-phase coils 11, 12, and 13.
  • One input can be reduced compared to the device.
  • the midpoint of the motor One wiring from the voltage to the position detector 30 A and one input terminal can be reduced.
  • FIG. 7 shows a configuration of a motor drive device according to the third embodiment.
  • the configuration shown in the figure is different from the configuration shown in FIG. 1 in that a rotation speed determiner 70 is added.
  • the detection pulse signal FG of the position detector 30 is input to the rotation speed determiner 70, and the rotation speed determiner 70 determines the rotation speed of the disk 1 and the rotor 10 using the position detection pulse signal FG.
  • a rotation speed determination signal NS which becomes H level is output.
  • the determination of the rotation speed of the disk 1 and the rotor 10 is not limited to the configuration in which the determination is made using the position detection pulse signal FG, and the rotation speed may be determined in another configuration.
  • FIG. 8 shows a specific configuration of the switching operation device 50.
  • the basic configuration is the same as that of the motor drive device of the first embodiment.
  • the rotation speed determination signal NS is input to the mask signal generation circuit 1 16 of the forced off signal generator 53 and the switching controller 52.
  • the rotation speed determination signal NS is at the L level, that is, the position detection during the period from the start of the rotation of the disk 1 and the opening of the mouth 10 until the rotation speed reaches the predetermined rotation speed is defined as the first position detection mode.
  • Position detection when the speed determination signal is at the H level that is, when the rotation speeds of the disk 1 and the rotor 10 are equal to or higher than a predetermined rotation speed is defined as a second position detection mode.
  • FIG. 9 shows the relationship between the signal waveforms of the switching controller 52 in the first position detection mode.
  • the forced off signal generator 53 outputs a forced off signal Wo. Therefore, the PWM signal Wp is a logical product output of the basic PWM signal Wb and the forced off signal Wo.
  • the mask signal generator 1 16 masks all areas other than the forced off section and outputs a mask signal Wm for masking the first predetermined time Ta after the forced off (similar to the first embodiment). That is, in the first position detection mode, the position can be detected only in the section X obtained by removing the first predetermined time Ta from the forced off section A. In the forced off section A, it is sufficient that A> Ta with respect to the first predetermined time Ta.
  • FIG. 10 shows each signal of the switching controller 52 in the second position detection mode. 2 shows the relationship between signal waveforms.
  • the forced off signal generator 53 outputs the H level. Therefore, since the PWM signal Wp is the logical product output of the basic PWM signal Wb and the forced off signal Wo (H level), the PWM signal Wp becomes the basic PWM signal Wb. With this PWM signal Wp, what are the upper power transistors 21, 22, 23 of power supply unit 20? ⁇ ⁇ 4 operation is performed.
  • the mask signal generator 1 16 responds to the PWM signal Wp in the interval X except for the first predetermined time Ta immediately after the transition to the off interval in the off interval of the PWM operation, and during the on interval of the PWM operation. The position can be detected in the section Y except for the second predetermined time Tb immediately after the transition to the ON section in.
  • the output of the forced off signal Wo is set to the H level when the rotation speed is equal to or higher than the predetermined rotation speed, and the forced off operation is inhibited to suppress the disturbance of the driving current.
  • the second position detection mode that outputs a mask signal Wm capable of detecting the position on the ON side and the OFF side of the disk 1 and the second position detection mode in response to the rotation speed of the disk 1 and the rotor 10 is used. The position detection mode is switched to perform the position detection.
  • the position detection is performed by switching between the first position detection mode and the second position detection mode by the rotation speed determination signal NS which is the output signal of the rotation speed determination unit 70. Since the position is detected only during the forced off section from the start of operation until the specified rotation speed is reached, stable PWM sensorless startup is possible, and the forced off operation is prohibited at the specified rotation speed or higher, and PWM operation is performed. Since the position is detected during the ON period or the OFF period, stable operation is possible even at regular times.
  • FIG. 11 shows a configuration of a motor drive device according to the fourth embodiment.
  • the configuration shown in the figure is different from the configuration shown in FIG. 1 in the switching controller 52A of the switching operator 50.
  • FIG. 12 shows a specific configuration of the switching controller 52A. The difference from the switching controller 52 in FIG. 1 is that an off signal generation circuit 1 17 for a predetermined time is added, This is the point where the logical gate 1 1 5 has 3 inputs.
  • Fig. 13 shows the relationship between the signal waveforms of the switching controller 52A.
  • the predetermined time OFF signal generation circuit 1 17 is synchronized with the reference trigger signal Ps of the reference trigger generation circuit 1 12 and is turned off by the predetermined time Tf immediately before the ON timing of the reference trigger signal Ps of a fixed period T. Outputs the time-off signal W f.
  • the AND gate 1 15 is the basic PWM signal W b of the PWM signal generation circuit 113 and the forced off signal W o of the forced off signal generator 53 and the predetermined time of the off signal generation circuit 1 17 for the predetermined time. Performs AND synthesis of the OFF signal W f and outputs it as the PWM signal Wp.
  • Other configurations are the same as those of the motor driving device of the first embodiment.
  • the drive current fluctuates due to the rotation fluctuation of the load to be driven (for example, a disk), so that the PWM operation of the next cycle is started before the PWM operation of one cycle is completed. It has a tendency to cause erroneous operation such as switching phenomena.
  • the PWM operation is always performed at regular intervals T except during the forced off period, so that the switching loss phenomenon can be prevented and the disturbance of the driving current can be reduced. In other words, stable operation is possible.
  • It can be used as a motor drive mechanism for an optical disk device, a magnetic disk device, or the like.

Abstract

ロータと、ロータを回転させるために磁界を発生する複数相のコイルとからなるモータをＰＷＭスイッチング動作を用いて駆動するモータ駆動装置であって、各コイルへの電流供給経路の開閉スイッチとして動作する複数のトランジスタと、各コイルの端子電圧に基づいてロータの回転上の位置を検出する位置検出手段と、前記位置検出手段による検出結果に基づいて、ロータを所定速度で回転させるために、前記トランジスタにオン状態とオフ状態との切替えに係るスイッチング動作を行わせるスイッチング制御手段とを備え、前記スイッチング制御手段は更に、各トランジスタについて所定の周期で当該トランジスタを所定期間強制的にオフ状態にするよう制御し、前記位置検出手段は、前記スイッチング制御手段がトランジスタを強制的にオフ状態にしている期間内に前記位置の検出を行う。

Description

明 細 書
モータ駆動装置 技術分野
本発明は、 PWM (Pu 1 s e Wi d t h M o d u 1 a t i o n：パルス 幅変調） センサレス駆動を行うモータ駆動装置に関する。 背景技術
以下、 従来のモータ駆動装置について説明する。
図 14は、 従来のモータ駆動装置の構成を示す。
同図において、 ロータ 1010は、 永久磁石による界磁部を有し、 コイル 10 1 1、 1012、 1013との相互作用により回転力を発生する。 電力供給器 1 020は、 3個の上側パヮ一トランジスタ及ぴ 3個の下側パワートランジスタを 含んで構成され、 コイル 101 1、 1012、 1013への電力供給を行う。 位 置検出器 1030は、 コイル 101 1、 1012、 1013の一端の端子電圧 V 1、 V2、 V 3それぞれと共通電圧 Vcとを比較し、 比較結果に応じて検出パル ス信号 FGを出力する。 指令器 1040は、 ロータ 1010を速度制御する速度 指令信号 ECを出力する。 この信号 ECに応じて、 スイッチング制御器 1050 は、 電力供給器 1020の上側パワートランジスタを PWM動作させるための P WM信号 Wpを出力する。 通電制御器 1060は、 検出パルス信号 FGと PWM 信号 Wpとに応じて、 コイル 101 1、 1012、 1013を通電制御するため の上側通電制御信号 Nl、 N2、 N 3と下側通電制御信号 Ml、 M2、 M3を出 力する。 これにより電力供給器 1020は、 コィノレ 101 1、 1012、 101 3に電力供給を行い、 モータの PWMセンサレス駆動を行う。
また、 特開 2001— 346394号公報 （第 18— 31頁、 段落番号 005 1 )に示すように、位置検出の遅れによる加速回転動作の不安定をなくすために、 位置検出を安定に行わせる構成としているものもある。
これら従来のモータ駆動装置においては、 起動失敗を引き起こしゃすいことが 問題となっている。 起動初期は、 ロータ 1010の位置が不定であり、 回転速度 が遅いためコイル 101 1、 1012、 1013に誘起される逆起電圧が小さい。 このためコイル 1 0 1 1、 1 0 1 2、 1 0 1 3の端子電圧 V 1、 V 2、 V 3及び 共通電圧 V cとの比較結果に基づいて位置を検出する位置検出器 1 0 3 0が、 検 出を誤るからである。
特に、 モータを PWM駆動させる場合、 PWM動作特有の誘導ノイズが検出相 の端子電圧に重畳されるので、 その影響により位置検出器 1 0 3 0はますます誤 検出を起こす確率が高い。
この問題の対処する別の従来技術として、 起動時に特定相にロータを引きつけ てロータの位置固定を行って起動させる方法もあるが、 位置固定に要する時間が 長くなるため、 起動時間が長くなるという問題がある。
本発明は、 上記問題に鑑みたもので、 PW1V [センサレス駆動において、 PWM 動作特有の誘導ノイズの影響を考慮し、 安定した PWMセンサレス起動が可能な モータ駆動装置を提供することを目的とする。 発明の開示
上記目的を達成するため、 本発明のモータ駆動装置は、 ロータと、 ロータを回 転させるために磁界を発生する複数相のコイルとからなるモータを駆動するモー タ駆動装置であって、 各コイルへの電流供給経路の開閉スィツチとして動作する 複数のトランジスタと、 各コイルの端子電圧に基づいてロータの回転上の位置を 検出する位置検出手段と、 前記位置検出手段による検出結果に基づいて、 ロータ を所定速度で回転させるために、 前記トランジスタにオン状態とオフ状態との切 替えに係るスィツチング動作を行わせるスイッチング制御手段とを備え、 前記ス ィツチング制御手段は更に、 各トランジスタについて所定の周期で当該トランジ ス夕を所定期間強制的にオフ状態にするよう制御し、 前記位置検出手段は、 前記 スィッチング制御手段がトランジスタを強制的にオフ状態にしている期間内にの み前記位置の検出を行うことをを特徴とする。
この構成によれば、 スィッチング制御手段がトランジスタを強制的にオフ状態 にしている期間内にのみロータの位置の検出が行われる。この期間内においては、 PWM動作特有の誘導ノィズによる位置の誤検出を防ぐことができ、 その結果、 誤検出による起動の失敗を防ぐことができる。 つまり、 安定した PWMセンサレ ス起動が可能となる。 特に、 トランジスタのオン状態とオフ状態との切替えを高周波スィツチング動 作させて、 モータを PWM駆動させる場合、 P WM動作による電流変化で生じた 誘導ノイズが、 位置検出対象のコイルの端子電圧に重畳される。 この誘導ノイズ が重畳された端子電圧を用いて位置検出が行われた場合には、 誤検出が生じやす くなるので、 本発明は、 PWM動作の強制オフ区間で位置検出を行う構成として いる。
また本発明は前記ロータは、 永久磁石を有し、 前記各コイルはステ一夕に配置 されており、前記モータ駆動装置は更に、電力供給源となる直流電源手段を備え、 前記複数のトランジスタは、 前記直流電源手段の一方の端子側から前記各コイル の一端への電流供給経路の開閉スィッチとして動作するトランジスタ群と、 前記 直流電源手段の他方の端子側から前記各コィルの一端への電流供給経路の開閉ス ィツチと.して動作するトランジスタ群とからなり、前記スィツチング制御手段は、 前記強制的なオフ状態への制御を、 少なくとも一方の前記トランジスタ群の各ト ランジスタを対象として行うことを特徴としてもよい。
この構成によれば、 前記スイツチング制御手段は、 少なくとも一方の前記トラ ンジス夕群を対象として当該制御を行えばよいので、 両方の前記トランジスタ群 を対象とする必要がない分、 回路を簡略化することもできる。
また本発明は前記位置検出手段は、 前記スィツチング制御手段が前記強制的な オフ状態へ制御を行う際の、 オン状態からオフ状態への変化時点から所定時間に おいては前記位置の検出を抑止し、 前記スイッチング制御手段による強制的なォ フ状態への制御に係る前記所定期間は、 前記所定時間より長いことを特徴として もよい。
この構成によれば、 前記所定期間に生じるリンギングによる検出への悪影響を 回避することができる。
また本発明は前記モータ駆動装置は更に、 前記ロータの回転速度が所定速度以 上であるか否かを判定する回転速度判定手段を備え、 前記位置検出手段は、 前記 回転速度が所定速度以上であると判定された場合には、 少なくともトランジスタ がオン状態にされている期間において前記位置の検出を行うことを特徴としても よい。
この構成によれば、 回転速度が所定速度以上の場合、 PWM動作による電流変 化に伴う誘導ノイズによる影響は小さくなるので、 より安定した位置検出ができ る。
また本発明は前記スィツチング制御手段は、 前記回転速度が所定速度以上であ ると判定された場合には前記強制的なオフ状態への制御を抑止する
ことを特徴としてもよい。
この構成により、 回転速度が所定速度未満の、 つまり起動初期の誤検出が発生 しゃすい速度の間は強制オフを行うことにより誤検出を防ぐことができる。一方、 回転速度が所定速度以上になると、 所定速度未満の場合と比べて誤検出は生じに くい。 また所定速度以上の回転速度では、 広い区間の強制オフによって駆動電流 の乱れて回転が不安定になりやすいことが問題となる。 従って、 回転速度が所定 速度以上に達すると、 強制オフを抑止することで、 駆動電流の乱れを抑え、 安定 した回転となるようにしている。 - また本発明は前記位置検出手段は、 前記回転速度が所定速度以上でないと判定 された場合に、 前記スィツチング制御手段が前記強制的なオフ状態へ制御を行う 際の、 オン状態からオフ状態への変化時点から第 1時間においては前記位置の検 出を抑止し、 前記回転速度が所定速度以上であると判定された場合に、 トランジ スタがオフ状態からオン状態に変化した時点から第 2時間においては前記位置の 検出を抑止し、 前記スィツチング制御手段による強制的なオフ状態への制御に係 る前記所定期間は、 前記第 1時間より長いことを特徴としてもよい。
この構成により、 回転速度が所定速度未満の場合において、 強制オフによって トランジスタがオン状態からオフ状態に変化した時点から最初の第 1時間におい ては位置検出を抑止することで、 その期間に起こり得るリンギングによる悪影響 を回避することができる。 また回転速度が所定速度以上の場合には、 トランジス 夕がオフ状態からォン状態に変化した時点から最初の第 2時間においては位置検 出を抑止することで、 その期間に起こり得るリンギングによる悪影響を回避する ことができる。
また本発明は前記回転速度判定手段は、 前記位置検出手段による位置の検出結 果に基づいて前記判定を行うことを特徴としてもよい。
この構成により、 回転速度判定手段は、 速度判定用の機構を特別に設ける必要 なく、 位置検出手段の検出結果を利用して判定を行うことができるので、 回路を 簡略化することができる。
また本発明は前記スィツチング制御手段は、 所定のトランジスタを一定周期毎 にオン状態にさせ、 当該オン状態にさせる直前に特定時間だけオフ状態にするこ とを特徴としてもよい。
また本発明は前記スィツチング制御手段が、 前記強制的にオフ状態にする前記 所定の周期は、 1 2 0 0 0 0秒以下であることを特徴としてもよい。
また本発明は前記位置検出手段は、 前記各コイルの端子電圧と、 前記全コイル の中点電圧又は前記各コイルの端子電圧から擬似的に構成した中点電圧とを比較 することにより、 ロータの前記位置を検出することを特徴としてもよい。
また本発明は前記スィツチング制御手段が、 前記強制的にオフ状態にする制御 を行う期間は前記各コイルの駆動電流が 0となる区間を含む期間であり、 前記位 置検出手段は、前記区間において前記位置の検出を行うことを特徴としてもよい。 図面の簡単な説明
図 1は、 実施の形態 1に係るモータ駆動装置の構成を示す。
図 2は、 位置検出器 3 0の具体的な構成を示す。
図 3は、 スィツチング動作器 5 0の具体的な構成を示す。
図 4は、 スィツチング制御器 5 2の各信号波形の関係を示す
図 5は、 実施の形態 2に係るモータ駆動装置の構成を示す。
図 6は、 位置検出器 3 O Aの具体的な構成を示す。
図 7は、 実施の形態 3のモータ駆動装置の構成を示す。
図 8は、 スイッチング動作器 5 0の具体的な構成を示す。
図 9は、 第 1の位置検出モードにおけるスィツチング制御器 5 2の各信号波形 の関係を示す。
図 1 0は、 第 2の位置検出モードにおけるスイッチング制御器 5 2の各信号波 形の関係を示す。
図 1 1は、 実施の形態 4のモータ駆動装置の構成を示す。
図 1 2は、 スイッチング制御器 5 2 Aの具体的な構成を示す。
図 1 3は、 スイッチング制御器 5 2 Aの各信号波形の関係を示す。
図 1 4は、 従来のモータ駆動装置の構成を示す。 発明を実施するための最良の形態
以下、 本発明の実施の形態について、 図面を用いて説明する。
(実施の形態 1)
図 1は、 実施の形態 1に係るモータ駆動装置の構成を示す。
同図において、 ロータ 10は、 永久磁石の発生磁束により複数極の界磁磁束を 発生する界磁部が取り付けられ、 3相コイル 11、 12、 13は固定体であるス テ一夕に配置され、 ロータ 10との相対関係に対して電気的に 120度相当ずら されて配置されている。 各コイルの一端は電力供給器 20に接続され、 他方は共 通接続されている。 3相コイル 11、 12、 13は 3相の駆動電流 I 1、 12、 I 3により 3相磁束を発生し、ロータ 10との相互作用によって駆動力を発生し、 ロータ 10及ぴロータ 10に取りつけられたディスク 1が回転する。
' 電力供給源である直流電源 5は負極端子側をアース電位に接続され、 正極端子 側に所要の直流電圧 Vmを供給している。 直流電源 5の正極端子側には電流検出 器 51を介して 3個の上側パワートランジスタ 21、 22、 23の電流流入端子 側が共通接続され、 上側パワートランジス夕 21、 22、 23の電流流出端子側 にはそれぞれ 3相コイル 11、 12、 13の電力供給端子側が接続されている。 また、 直流電源 5の負極端子側には 3個の下側パワートランジス夕 25, 26, 27の電流流出端子側が共通接続され、 下側パワートランジスタ 25 , 26, 2 7の電流流入端子側はそれぞれ 3相コイル 11、 12、 13の電力供給端子側が 接続されている。 さらに、 上側パワートランジスタ 21、 22、 23には上側パ ヮーダイォ一ド 21 d、 22 d、 23 dがそれぞれ逆並列接続され、 下側パワー トランジスタ 25、 26、 27には下側パヮーダイオード 25 d、 26 d、 27 dがそれぞれ逆並列接続されている。なお、上側パワートランジスタ 21、 22、 23及び下側パワートランジスタ 25、 26、 27は Nチャンネル電界効果型パ ワートランジスタを使用し、 各 Nチャンネル電界効果型パワートランジスタに逆 並列接続されて形成された寄生ダイォードをそれぞれ上側パヮーダイオード 21 d、 22d、 23 d及び下側パワーダイオード 25 d、 26d、 27 dとして使 用している。
電力供給器 20は、 上側パワートランジスタ 21、 22、 23及び下側パワー トランジスタ 25、 26、 27ならびに上側パワーダイオード 21 d、 22d、 23 d及び下側パワーダイオード 25d、 26 d、 27 dで構成される。 上側パ ワートランジス夕 21、 22、 23は、通電制御器 60の上側通電制御信号 N 1、 N2、 N3に応じて直流電源 5の正極端子側と 3相コイル 1 1、 12、 13の電 力供給端子間の電力供給路を開閉動作し、 3相コイル 1 1、 12、 13への駆動 電流 I I、 12、 I 3の正極側電流を供給する電流路を形成する。 上側通電制御 信号 Nl、 N2、 N3は、 スイッチング制御器 52の PWM信号 Wpにより各通 電区間においてディジタル的な PWM信号になっている。 つまり、 上側パワート ランジス夕 21、 22、 23は高周波スイッチング動作を行う。 下側パワートラ ンジスタ 25、 26、 27は、 通電制御器 60の下側通電制御信号 Ml、 M2、 M3に応じて直流電源 5の負極端子側と 3相コイル 1 1、 12、 13の電力供給 端子間の電力供給路を開閉動作し、 3相コイル 1 1、 12、 13への駆動電流 I 1、 12、 I 3の負極側電流を供給する供給路を形成する。 なお、 スイッチング 制御器 52の構成及び動作の詳細は後述する。
位置検出器 30はディスク 1及びロータ 10の回転位置を検出し、 検出結果に 対応した検出パルス信号 FGを出力する。 図 2に位置検出器 30の具体的な構成 を示す。 位置検出器 30は 4個の入力抵抗 31、 32、 33、 34と 3個の電圧 比較回路 35、 36、 37とノイズ除去回路 38と検出回路 39を含んで構成さ れる。 3相コイル 1 1、 12、 13の一端に生じる端子電圧 V 1、 V2、 V3及 び共通接続された中点電圧 Vcはそれぞれ入力抵抗 31、 32、 33及び 34を 介して電圧比較回路 35、 36、 37に入力される。 電圧比較回路 35、 36、
37は端子電圧 VI、 V2、 V 3と中点電圧 Vcを直接比較し、 比較結果に応じ た電圧比較信号 C l、 C2、 C 3を出力する。 ノイズ除去回路 38は電圧比較回 路 35、 36、 37の電圧比較信号 C l、 C2、 C 3に含まれる高周波スィッチ ング動作に伴うスィツチングノイズのノイズ除去を行い、 ノイズ除去後の電圧比 較信号 C 1 R、 C2R、 C 3 Rを出力する。 なお、 ノイズ除去にはスイッチング 制御器 52のマスク信号 Wmを用いる。 マスク信号 Wmについては後述する。 次 に、 検出回路 39はノイズ除去回路 38のノイズ除去後電圧比較信号 C 1 R、 C 2R、 C 3 Rと通電制御器 60の検出ウィンドウ信号 WIN 1〜6を用い、 ディ スク 1及びロー夕 10の位置検出を行い、 検出結果に対応した検出パルス信号 F Gを出力する。検出パルス信号 FGは指令器 40と通電制御器 60に入力される。 ここで、 検出ウィンドウ W I N 1 ~ 6について説明する。 検出ウィンドウ信号 W I N 1〜 6は通電制御器 6 0の出力信号であり、 それぞれ非通電相における 3 相コイル 1 1、 1 2、 1 3に誘起される逆起電圧の立ち上がり及び立ち下りゼロ クロスの検出用ウィンドウに対応している。 例えば、 検出ウィンドウ信号 W I N 1はコイル 1 1の逆起電圧の立ち上がりゼロクロス検出用ウィンドウで、 検出ゥ ィンドウ信号 W I N 2はコイル 1 3の逆起電圧の立ち下りゼロクロス検出用ウイ ンドウとなる。 このように検出ウィンドウ信号 W I N l〜6は電気角で 6 0度ず つ位相がずれた信号となる。
指令器 4 0はディスク 1及びロータ 1 0の回転速度を所定速度に速度制御する 速度制御回路を含んで構成され、 位置検出器 3 0の検出パルス信号 F Gによりデ ィスク 1及びロータ 1 0の回転速度を検出し、 目標回転速度との差に応動した速 度指令信号 A cを出力する。 . - スィッチング動作器 5 0は電流検出器 5 1とスィッチング制御器 5 2と強制ォ フ信号作成器 5 3を含んで構成される。 図 3にスィツチング動作器 5 0の具体的 な構成を示す。 電流検出器 5 1は電流検出抵抗 1 1 0を含んで構成され、 直流電 源 5の正極端子側から上側パワートランジスタ 2 1、 2 2、 2 3を介して 3相コ ィル 1 1、 1 2、 1 3に供給する通電電流または供給電流に比例した電流検出信 号 A dを出力する。
強制ォフ信号作成器 5 3は一定周期 T o毎に Lレベルとなる強制ォフ信号 W o を出力し、 スイッチング制御器 5 2に入力する。 スイッチング制御器 5 2は、 電 流検出器 5 1の電流検出信号 A dと指令器 4 0の速度指令信号 A cの比較を行い、 比較結果に応じた PWMリセット信号 P rを出力し、 それに応じて P WM信号 W Pとマスク信号 Wmを出力する。 P WM信号 W pは通電制御器 6 0に入力され、 マスク信号 Wmは位置検出器 3 0のノイズ除去回路 3 8に入力される。 P WM信 号 W pは電力供給器 2 0の上側パワートランジスタ 2 1、 2 2、 2 3を高周波ス イッチング動作 （PWM動作） させる信号となる。
なお、 本実施の形態 1のモータ駆動装置は電流検出器 5 1を直流電源 5の負極 端子側と下側パワートランジスタ 2 5、 2 6、 2 7との間に構成しても同様であ る。
スィツチング制御器 5 2は比較回路 1 1 1と基準トリガ発生回路 1 1 2と P W M信号作成回路 113と論理積ゲート 115とマスク信号作成回路 116を含ん で構成される。 比較回路 111は電流検出器 51の電流検出信号 Adと指令器 4 0の速度指令信号 Acとの比較を行い、 比較結果に応動した PWMリセット信号 Prを出力する。 具体的には、 電流検出信号 Adが速度指令信号 Acよりも大き くなると PWMリセット信号は Lレベルから Hレベルに状態変化する。 基準トリ ガ発生回路 112は一定周期 Tpで基準トリガ信号 Psを出力する回路である。 具体的に lZTpは 20 kHz〜500 kHzの値である。 PWM信号作成回路 113は比較回路 111の PWMリセット信号 P rと基準トリガ発生回路 112 の基準トリガ信号 P sにより基本 PWM信号 Wbを出力する。 図 4に基準トリガ 信号 P sと PWMリセッ ト信号 P rと基本 PWM信号 Wbとの関係を示す。 基本 PWM信号Wbはー定周期Tpの基準トリガ信号 P sの立ち上がりエッジで Hレ ベルに状態変化し、 PWMリセット信号 P rの立ち上がりエッジによって Lレべ ルに状態変化する。 このように、 基本 PWM信号 Wbは電流検出信号 Adと速度 指令信号 Acの比較結果に応じた PWM信号となる。 つまり、 基本 PWM信号 W bは指令器 40の速度指令信号 Acに応動してデューティーを変更する PWM信 号であり、 具体的には、 目標回転速度に対してディスク 1及びロータ 10の実回 転速度が遅い場合、 指令器 40の速度指令信号 Acは大きくなり、 基本 PWM信 号 Wbのオンデューディーも大きくなる。 また、 逆に目標回転速度に対してディ スク 1及びロータ 10の実回転速度が速い場合、 指令器 40の速度指令信号 Ac は小さくなり、 基本 PWM信号 Wbのオンデューティーも小さくなる。 また、 目 標回転速度とディスク 1及びロータ 10の実回転速度がほぼ等しい場合、 指令器 40の速度指令信号 Acは目標回転速度に対応した値となり、 基本 PWM信号 W bのオンデューディーもほぼ目標回転速度に対応した値となる。
以上のように、 位置検出器 30の検出パルス信号 FGからディスク 1および B ロータ 10の回転速度を検出し、 目標回転速度との差に応動した速度指令信号 A cを出力し、 それに応動して基本 PWM信号 Wbのオンデュ一ディ一を変更させ ることによりディスク 1及びロータ 10の速度制御を行う。
強制オフ信号作成器 53は一定周期 T 0毎に電力供給器 20の上側パワートラ ンジスタ 21、 22、23を強制的にオフ動作させる強制オフ信号 Woを出力し、 スィツチング制御器 52の論理積ゲート 115の一方の入力端子に入力する。 他 方の入力端子には PWM信号作成回路 1 13の基本 PWM信号 Wbが入力され、 論理積ゲート 1 15は論理積合成を行い PWM信号 Wpを出力する。 図 4にスィ ツチング制御器 52の各信号波形の関係を示す。 この PWM信号 Wpにより電力 供給器 20の上側パワートランジスタ 21、 22、 23は高周波スイッチング動 作を行う。 つまり、 基本 PWM信号 Wbによる高周波スイッチング動作に加え、 強制オフ信号 W oにより一定周期 T o毎に強制的に強制オフ動作を行う。 このと き、 強制オフ動作により一定周期 To毎に必ず電流を切るため、 強制オフ信号 W 0の繰り返し周波数 1 /T 0が可聴周波数領域内にあると騒音が問題となる。 そ のため、 強制オフ信号 Woの繰り返し周波数 1/Toは可聴周波数領域外 （20 kHz以上） に設定しておくことが望ましい。 即ち、 Toは 1/20000秒以 下が望ましい。 なお、 強制オフ信号 Woによる強制オフ動作タイミングは、 本実 施の形態 1のモータ駆動装置のような一定周期 T pに限定されず、 任意の周期も しくは任意の夕イミングで強制オフ動作を行っても良い。
また、 PWM信号 Wpはマスク信号作成回路 1 16にも入力される。 マスク信 号作成回路 1 16は位置検出器 30のノイズ除去回路 38において電圧比較信号 C l、 C2、 C 3に重畳した高周波スイッチング動作に伴うスイッチングノイズ を除去するためのマスク信号 Wmを出力する。 マスク信号 Wmの Hレベル区間が 高周波スィツチングノイズをマスクする区間であり、 マスク信号 Wmの Lレベル 区間が位置検出可能な区間となる。 本実施の形態 1のモータ駆動装置は、 マスク 信号 Wmは強制オフ区間以外を全てマスクし、 さらに強制オフ後の第 1の所定時 間 Taをマスクする信号としている。 したがって、 ディスク 1及びロータ 10の 回転上の位置を検出することが可能な区間は、 強制オフ区間 Aから第 1の所定時 間 T aを除いた図 4の区間 Xのみとなる。 つまり、 強制オフ区間でのみ位置検出 を行っている。 なお、 強制オフ区間 Aは必ず強制オフ後の第 1の所定時間 T aよ りも長い時間 （A>Ta) に設定する必要がある。
通電制御器 60は、 位置検出器 30の検出パルス信号 FGに応動した上側通電 制御信号 Nl、 N2、 N 3及び下側通電制御信号 Ml、 M2、 M 3を出力し、 電 力供給器 20の上側パワートランジスタ 21、 22、 23及び下側パワートラン ジスタ 25、 26、 27の 3相コイル 1 1、 12、 13への通電制御を行う。 上 側通電制御信号 N 1、 N 2、 N 3にはスィッチング制御器 52の P WM信号 W p が論理合成される。 上側通電制御信号 N l、 N 2、 N 3 (PWM信号 Wp ) によ り上側パワートランジスタ 2 1、 2 2、 2 3は高周波スイッチング動作を行い、 下側通電制御信号 M l、 M 2、 M 3により下側パワートランジスタ 2 5、 2 6、 2 7はフルオン動作を行う。 具体的に説明すると、 コイル 1 1からコイル 1 2へ の通電制御がなされている場合、 上側パワートランジス夕 2 1が上側通電制御信 号 N 1により高周波スイツチング動作を行い、 下側パワートランジスタ 2 6が下 側通電制御信号 M 2によりフルオン動作を行っている。 上側パヮ一トランジスタ 2 1が PWM信号 Wpによりオン動作している時、 上側パワートランジスタ 2 1 は直流電源 5の正極側端子からコイル 1 1に正極側電流を供給し、 下側パワート ランジスタ 2 6は直流電源 5の負極側端子からコイル 1 2に負極側電流を供給し ている。 次に、 PWM信号 W pがオフするとコイル 1 1に流れていた正極側電流 はコイルのインダクタンス作用により流れつづけようとするため、 同一相の下側 パワーダイオード 2 5 dによりコイル 1 1に正極側電流を供給する。 このように して PWM動作を行う。 また、 先にも説明したように通電制御器 6 0は位置検出 器 3 0の検出パルス信号 F Gに応動した検出ゥィンドウ信号 W I N 1〜6も出力 する。
本実施の形態 1のモータ駆動装置は、 以上のような構成で PWMセンサレス駆 動を行う。 一般に、 モータのセンサレス駆動はディスク 1及び口一夕 1 0の回転 位置を検出する必要があるため、 非通電相区間、 つまり、 電力供給器 2 0の同相 上下パワートランジスタがオフの区間を設け、 その区間でそのコイルに誘起され る逆起電圧のゼロクロス検出を行い、 モータのセンサレス駆動を行っている。 し かし、 起動初期はロータ位置が不定であり、 回転速度が遅いため、 3相コイル 1 1、 1 2、 1 3も誘起される逆起電圧は小さく、 位置検出が困難である。 そのた め、 センサレス駆動では起動失敗を起こすことがあり問題であった。 特に、 モー 夕を PWM駆動させる場合、 PWM動作による電流変化に伴う誘導ノイズが検出 相の端子電圧に重畳されることがわかった。 したがって、 PWMセンサレス起動 させる場合、 誘導ノイズによる影響で位置を誤検出し、 起動失敗を起こすことが 生じていた。 このように、 PWM動作には電流変化に伴う誘導ノイズが発生して おり、 特に起動初期は誘導ノィズが位置検出に及ぼす影響も大きくなる。
ここで誘導ノイズについて説明を行う。 誘導ノイズとは PWM動作による電流 変化に伴って発生する電圧である。 誘導ノイズを具体的に説明すると、 図 1の電 力供給器 2 0において、 上側パワートランジスタ 2 1を P WM動作させ、 下側パ ヮ一トランジスタ 2 7をフルオン動作させる。 この状態はコイル 1 1からコイル 1 3への通電であり、 検出相はコイル 1 2となる。 通常、 モー夕が回転していな い場合は共通接続された中点電圧 V cと検出相 （コイル 1 2 ) の端子電圧 V 2は 等しくなり、 その差電圧は 0となるはずである。 しかしながら、 PWM動作を行 わせると、 中点電圧 V cに対して検出相の端子電圧 V 2に PWM動作特有の現象 である誘導ノィズが重畳される。 誘導ノィズは PWM動作による電流変化に伴い 発生する電圧であるが、 電流変化量が正の場合と負の場合とではその極性は逆極 性になる。 また、 電流変化量の大きさに対しても誘導ノイズの大きさは変わる。 起動の方法として、 起動開始前に特定相にディスク 1及びロータ 1 0を引きつ け、 位置の固定を行ってから起動させる方法がある。 このように初期位置の固定 を行ってから起動させると安定したセンサレス起動が可能であるが、 初期位置の 固定に要する時間が長くなつてしまう。 そのため、 起動初期は強制同期駆動を行 い、 その後センサレス駆動に切換える起動を行わせる方法を採用されることが多 い。 本実施の形態 1のモータ駆動装置のように電流検出器 5 1により 3相コイル 1 1、 1 2、 1 3の駆動電流のピーク検出を行う構成では、 起動開始の直後の P WM信号 W pのオンデューディーは大きく、 ほぼ 1 0 0 %である。 つまり、 ほと んど PWM動作のオン区間で位置検出を行う状態であり、 この場合、 検出相の端 子電圧には PWM動作による正の電流変化に伴う誘導ノイズが重畳され、 その影 響で位置を誤検出し、 起動失敗を起こすことが生じていた。
そこで、 本実施の形態 1のモー夕駆動装置では、 PWM動作にオフ区間を設け て位置検出を行う構成とした。 具体的には、 スイッチング動作器 5 0に強制オフ 信号作成器 5 3を設け、 強制オフ信号作成器 5 3は一定周期 T o毎に電力供給器 2 0の上側パワートランジスタ 2 1、 2 2、 2 3を強制的にオフ動作させる強制 オフ信号 W oを出力し、 位置検出器 3 0において強制オフ区間でのみ位置検出を 行う。 これにより、 強制オフ区間でのみ位置検出動作を行うため、 PWM動作に よる負の電流変化における位置検出となる。 したがって、 このときの誘導ノイズ は正の電流変化に伴う誘導ノィズに対して逆極性となる。 このように構成するこ とで安定した PWMセンサレス起動が可能となる。 なお、 強制オフ区間 Aは強制オフ後の第 1の所定時間 T aより長い時間 （A> Ta) であればどのような時間でもよい。 具体的には、 3 3以上で20 3以 下の値にしている。また、誘導ノイズによる影響をさらに小さくしたい場合には、 例えば、 駆動電流が 0になるような長い強制オフ区間 Aを設定し、 駆動電流が 0 の区間で位置検出を行う構成とすれば、 駆動電流が 0の区間では PWM動作によ る電流変化がないので誘導ノイズが発生しない。 つまり、 誘導ノイズによる影響 を無視することが可能となる。
(実施の形態 2)
図 5は、 実施の形態 2に係るモータ駆動装置の構成を示す。 図 1のモータ駆動 装置では 3相コイル 1 1、 12、 13の一端に生じる端子電圧 VI、 V2、 V3 と共通接続された中点電圧 V cを位置検出器 30に入力し、 位置検出器 30にお いてディスク 1及びロータ 10の回転位置の検出を行っているのに対し、 本実施 の形態 2のモータ駆動装置では、 3相コイル 1 1、 12、 13の端子電圧 VI、 V2、 V 3のみを位置検出器 3 OAに入力し、 中点電圧 Vcを用いずに、 位置検 出器 3 OAにおいて回転位置の検出を行っている点が異なっている。
図 6に位置検出器 3 OAの具体的な構成を示す。 3相コイル 1 1、 12、 13 の一端に生じる端子電圧 V 1、 V2、 V 3は入力抵抗 31、 32、 33を介して 電圧比較回路 35、 36、 37の一方の入力端子に入力される。 電圧比較回路 3 5、 36、 37の他方の入力端子には、 3相コイル 1 1、 12、 13の一端に生 じる端子電圧 VI、 V2、 V 3から擬似的に作成した中点電圧 Vc iが入力され る。 擬似中点電圧 Vc iは端子電圧 VI、 V2、 V 3にそれぞれ抵抗 34 A、 3 4B、 34 Cを接続し、 それらの一端を共通接続することにより作成する。 電圧 比較回路 35、 36、 37は 3相コイル 1 1、 12、 13の一端に生じる端子電 圧 V 1、 V 2、 V 3と擬似中点電圧 V c iの直接比較を行う。電圧比較回路 35、 36、 37以降の回路構成は実施の形態 1の位置検出器 30と同じであり、 この ように 3相コイル 1 1、 12、 13の一端に生じる端子電圧 V 1、 V2、 V3の みを用いて回転位置検出を行う。
以上のように構成することにより、位置検出器 3 OAの入力は 3相コイル 1 1、 12、 13の一端に生じる端子電圧 VI、 V2、 V3の 3個でよく、 実施の形態 1のモータ駆動装置と比較して、 入力を 1個削減できる。 つまり、 モータの中点 電圧から位置検出器 3 0 Aへの配線 1本と入力端子を 1個削減できる。
(実施の形態 3 )
図 7は、 実施の形態 3のモータ駆動装置の構成を示す。
同図の構成は、 図 1の構成に対して回転速度判定器 7 0を追加している点が異 なっている。
位置検出器 3 0の検出パルス信号 F Gは回転速度判定器 7 0に入力され、 回転 速度判定器 7 0は、 位置検出パルス信号 F Gを用いてディスク 1及びロータ 1 0 の回転速度判定を行い、 ディスク 1及びロータ 1 0の回転速度が所定の回転速度 以上になると Hレベルとなる回転速度判定信号 N Sを出力する。 なお、 ディスク 1及びロータ 1 0の回転速度判定は位置検出パルス信号 F Gを用いて判定を行う 構成に限定されず、 その他の構成で回転速度の判定を行ってもよい。
図 8にスィツチング動作器 5 0の具体的な構成を示す。 基本的な構成は実施の 形態 1のモータ駆動装置と同じである。 回転速度判定信号 N Sは強制オフ信号作 成器 5 3及ぴスィツチング制御器 5 2のマスク信号作成回路 1 1 6に入力される。 ここで回転速度判定信号 N Sが Lレベル、 つまり、 ディスク 1及び口一夕 1 0の 回転速度が起動開始から所定の回転速度に達するまでの期間における位置検出を 第 1の位置検出モードとし、 回転速度判定信号が Hレベル、 つまり、 ディスク 1 及びロータ 1 0の回転速度が所定の回転速度以上における位置検出を第 2の位置 検出モードとする。
図 9に第 1の位置検出モ一ドにおけるスィッチング制御器 5 2の各信号波形の 関係を示す。 第 1の位置検出モードでは、 強制オフ信号作成器 5 3は強制オフ信 号 W oを出力する。 したがって、 PWM信号W pは基本PWM信号W bと強制ォ フ信号 W oの論理積出力となる。 この P WM信号 W pにより、 電力供給器 2 0の 上側パワートランジスタ 2 1、 2 2、 2 3は強制オフ動作を含む PWM動作を行 う。 一方、 マスク信号作成器 1 1 6は強制オフ区間以外を全てマスクし、 さらに 強制オフ後の第 1の所定時間 T aをマスクするマスク信号 Wmを出力する （実施 形態 1と同様)。つまり、第 1の位置検出モードでは強制オフ区間 Aから第 1の所 定時間 T aを除いた区間 Xにおいてのみ位置検出が可能となる。 なお、 強制オフ 区間 Aは第 1の所定時間 T aに対し、 A > T aであればよい。
次に、 図 1 0に第 2の位置検出モードにおけるスイッチング制御器 5 2の各信 号波形の関係を示す。 第 2の位置検出モードでは、 強制オフ信号作成器 5 3は H レベルを出力する。 したがって、 PWM信号 Wpは基本 PWM信号 W bと強制ォ フ信号 W o (Hレベル） の論理積出力なので、 PWM信号Wpは基本PWM信号 W bとなる。 この PWM信号 Wpにより、 電力供給器 2 0の上側パワートランジ スタ 2 1、 2 2、 2 3は？¥^4動作を行ぅ。 一方、 マスク信号作成器 1 1 6は P WM信号 Wpに対し、 PWM動作のオフ区間中におけるオフ区間に移行直後の第 1の所定時間 T aを除いた区間 X、 及び PWM動作のオン区間中におけるオン区 間に移行直後の第 2の所定時間 T bを除いた区間 Yにおいて位置検出が可能とな る。
以上のように、 起動開始から所定の回転速度に達するまで強制オフ区間でのみ 位置検出動作を行う第 1の位置検出モードでは安定した PWMセンサレス起動が 可能である。 しかしながら、広いォ-チ区間を設定しているため、駆動電流が乱れ、 不安定になりやすい。 したがって、 本実施の形態 3のモータ駆動装置では、 所定 の回転速度以上で強制オフ信号 W oの出力を Hレベルとし、 強制オフ動作を禁止 することにより駆動電流の乱れを抑え、 また、 PWM動作のオン側及びオフ側で 位置検出可能なマスク信号 Wmを出力する第 2の位置検出モードを用い、 ディス ク 1及びロータ 1 0の回転速度に応動して第 1の位置検出モードと第 2の位置検 出モードとを切替えて位置検出を行う構成としている。
以上の構成により、 回転速度判定器 7 0の出力信号である回転速度判定信号 N Sにより第 1の位置検出モードと第 2の位置検出モードを切替えて位置検出を行 う。 起動開始から所定の回転速度に達するまで強制オフ区間でのみ位置検出を行 うため、 安定した PWMセンサレス起動が可能で、 かつ、 所定の回転速度以上で 強制ォフ動作を禁止し、 P WM動作のォン区間またはオフ区間で位置検出を行う ため、 定常時も安定した動作が可能となる。
(実施の形態 4)
図 1 1は、 実施の形態 4のモータ駆動装置の構成を示す。
同図の構成は、 図 1の構成に対して、 スイッチング動作器 5 0のスイッチング 制御器 5 2 Aが異なっている。
図 1 2は、 スイッチング制御器 5 2 Aの具体的な構成を示す。 図 1のスィッチ ング制御器 5 2と異なる点は、 所定時間オフ信号作成回路 1 1 7が追加され、 論 理積ゲート 1 1 5が 3入力になった点である。
図 1 3にスィツチング制御器 5 2 Aの各信号波形の関係を示す。 所定時間オフ 信号作成回路 1 1 7は基準トリガ発生回路 1 1 2の基準トリガ信号 P sに同期し、 一定周期 T の基準トリガ信号 P sのオンタイミング直前に所定時間 T f だけォ フさせる所定時間オフ信号 W f を出力する。 論理積ゲ一ト 1 1 5は PWM信号作 成回路 1 1 3の基本 PWM信号 W bと強制オフ信号作成器 5 3の強制オフ信号 W oと所定時間オフ信号作成回路 1 1 7の所定時間オフ信号 W f の論理積合成を行 い、 PWM信号 Wpとして出力する。 その他の構成は実施の形態 1のモータ駆動 装置と同じである。
本発明のようなモータ駆動装置の PWM制御では、 基準トリガ信号 P sにより PWM動作を開始し、 ピーク値の 出により PWM動作を完了するという一連の 動作を、 基準トリガ信号 P s毎に行っている。 このような駆動装置では、 駆動す る負荷 （例えばディスク） の回転変動により、 駆動電流が変動することになり、 ある周期の PWM動作を完了する前に次の周期の PWM動作を開始するという現 象、 いわゆるスイッチング抜け現象、 という誤動作を起し易い傾向を持つ。
以上のように構成することにより、 強制オフ区間以外では必ず一定周期 T 毎 に PWM動作を行って、 スイッチング抜け現象を防ぐことができ、 駆動電流の乱 れを少なくできる。 つまり、 安定した動作が可能となる。 産業上の利用可能性
光ディスク装置や磁気ディスク装置等のモータ駆動機構として用いることが可 能である。

Claims

請 求 の 範 囲
1 . ロータと、 ロータを回転させるために磁界を発生する複数相のコイルとから なるモー夕を駆動するモ一タ駆動装置であって、
各コィルへの電流供給経路の開閉スイッチとして動作する複数のトランジスタ と、
各コィルの端子電圧に基づいてロータの回転上の位置を検出する位置検出手段 と、
前記位置検出手段による検出結果に基づいて、 ロータを所定速度で回転させる ために、 前記トランジスタにオン状態とオフ状態との切替えに係るスィツチング 動作を行わせるスィツチング制御手段とを備え、
前記スィツチング制御手段は更に、 各トランジスタについて所定の周期で当該 トランジスタを所定期間強制的にオフ状態にするよう制御し、
前記位置検出手段は、 前記スィツチング制御手段がトランジスタを強制的にォ フ状態にしている期間内にのみ前記位置の検出を行う
ことを特徴とするモータ駆動装置。
2. 前記ロータは、 永久磁石を有し、
前記各コイルはステ一夕に配置されており、
前記モータ駆動装置は更に、 電力供給源となる直流電源手段を備え、 前記複数のトランジスタは、 前記直流電源手段の一方の端子側から前記各コィ ルの一端への電流供給経路の開閉スィツチとして動作するトランジスタ群と、 前 記直流電源手段の他方の端子側から前記各コィルの一端への電流供給経路の開閉 スィツチとして動作するトランジスタ群とからなり、
前記スイッチング制御手段は、 前記強制的なオフ状態への制御を、 少なくとも —方の前記トランジスタ群の各トランジスタを対象として行う
ことを特徴とする請求の範囲第 1項記載のモータ駆動装置。
3. 前記位置検出手段は、 前記スイッチング制御手段が前記強制的なオフ状態へ 制御を行う際の、 ォン状態からオフ状態への変化時点から所定時間においては前 記位置の検出を抑止し、 前記スィッチング制御手段による強制的なオフ状態への制御に係る前記所定期 間は、 前記所定時間より長い
ことを特徴とする請求の範囲第 1項記載のモータ駆動装置。
4. 前記モータ駆動装置は更に、 前記ロータの回転速度が所定速度以上であるか 否かを判定する回転速度判定手段を備え、
前記位置検出手段は、 前記回転速度が所定速度以上であると判定された場合に は、 少なくともトランジスタがオン状態にされている期間において前記位置の検 出を行う
ことを特徴とする請求の範囲第 1項記載のモータ駆動装置。
5. 前記スイッチング制御手段は、 前記回転速度が所定速度以上であると判定さ れた場合には前記強制的なオフ状態への制御を抑止する
ことを特徴とする請求の範囲第 4項記載のモータ駆動装置。
6. 前記位置検出手段は、 前記回転速度が所定速度以上でないと判定された場合 に、 前記スイッチング制御手段が前記強制的なオフ状態へ制御を行う際の、 オン 状態からオフ状態への変化時点から第 1時間においては前記位置の検出を抑止し、 前記回転速度が所定速度以上であると判定された場合に、 トランジスタがオフ状 態からオン状態に変化した時点から第 2時間においては前記位置の検出を抑止し、 前記スィッチング制御手段による強制的なオフ状態への制御に係る前記所定期 間は、 前記第 1時間より長い
ことを特徴とする請求の範囲第 4項記載のモ一タ駆動装置。
7. 前記回転速度判定手段は、 前記位置検出手段による位置の検出結果に基づい て前記判定を行う
ことを特徴とする請求の範囲第 4項記載のモ一夕駆動装置。
8. 前記スィッチング制御手段は、 所定のトランジスタを一定周期毎にォン状態 にさせ、 当該オン状態にさせる直前に特定時間だけオフ状態にする ことを特徴とする請求の範囲第 1項記載のモータ駆動装置。 .
9. 前記スイッチング制御手段が、 前記強制的にオフ状態にする前記所定の周期 は、 1 Z 2 0 0 0 0秒以下である
ことを特徴とする請求の範囲第 1項記載のモータ駆動装置。
1 0. 前記位置検出手段は、 前記各コイルの端子電圧と、 前記全コイルの中点電 圧又は前記各コィルの端子電圧から擬似的に構成した中点電圧とを比較すること により、 ロータの前記位置を検出する
ことを特徴とする請求の範囲第 1項記載のモータ駆動装置。
1 1 . 前記スイッチング制御手段が、 前記強制的にオフ状態にする制御を行う期 間は前記各コィルの駆動電流が 0となる区間を含む期間であり、
前記位置検出手段は、 前記区間において前記位置の検出を行う
ことを特徴とする請求の範囲第 1項記載のモータ駆動装置。
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