CN1158747C

CN1158747C - 变换器的控制装置

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Publication number: CN1158747C
Application number: CNB991039726A
Authority: CN
Inventors: 铃木夏矢; 明; 工藤俊明
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1998-03-12
Filing date: 1999-03-12
Publication date: 2004-07-21
Anticipated expiration: 2019-03-12
Also published as: CN1507144A; CN1229305A; CN1327600C; JPH11262265A; TW441158B; JP3403056B2

Abstract

本发明目的是提高电源电压变动时电压控制的稳定性，具备对将交流电压变换为直流提供负载的可控硅变换器的直流电路电压进行反馈控制，输出该变换器的输出电流指令的电压控制器、反馈控制其输出直流电流，输出其输出电压指令的电流控制器、控制可控硅触发相位角使其输出电压平均值与输出电压指令成比例的相位控制器、交流电源电压检测器及计算与交流电压振幅成比例的信号的振幅运算器，能将该输出电压指令除以振幅运算器的输出即交流电源电压振幅以修正该输出电压指令。

Description

变换器的控制装置

技术领域

本发明涉及将交流电源电压顺变换为直流电压，向负载提供直流电力的可控硅变换器或脉冲宽度调制(下称PWM)变换器控制装置，特别是涉及在交流电源电压变动的情况下提高电压控制的稳定性的变换器的控制装置。

背景技术

通常，可控硅变换器或PWM变换器使用于许多领域，其使用方法也各色各样。而这种可控硅变换器的控制装置有以例如日本专利特开平8-322262号公报等公开的装置为代表的许多种装置。

图19是这种已有的可控硅变换器的控制装置的基本结构例的电路图。

在图19中，1是逆变器，2是电动机，3是可控硅变换器，4是平滑电容器，5是交流电源，6是电源变压器，7是电压基准电路，8是电压检测器，9是比较器，10是电压控制器，11是电流检测器，12是比较器，13是电流控制器，14是相位控制器，如图所示构成。

亦即，用可控硅变换器3将通过电源变压器6从交流电源5输入的交流电变换为直流电，利用平滑电容器4抑制直流电压Vdc的纹波。然后利用逆变器1将该平滑的直流电压Vdc逆变换为3相交流电压，驱动电动机2。

另一方面，可控硅变换器3的电压控制是以比较器9将电压基准电路7提供的直流电路的电压基准与电压检测器8检测出的平滑电容器4的直流电压Vdc加以比较，利用电压控制器10进行反馈控制。

而比较器12将作为电压控制器10的输出的可控硅变换器3的输出电流指令与电流检测器11检测出的可控硅变换器3的输出电流加以比较，利用电流控制器13进行反馈控制，将可控硅变换器3的输出电压指令加以输出。

于是形成利用相位控制器14控制可控硅变换器3的可控硅触发相位角，以得到与作为电流控制器13的输出的可控硅变换器3的输出电压指令成比例的可控硅变换器3的输出电压平均值的结构。

在这种情况下，以Vac表示交流电源5的电压振幅时可控硅的触发相位角α与可控硅变换器3的输出电压平均值Vc的关系为下式(1)所示的关系，因此相位控制器14相对于作为输入的可控硅变换器3的输出电压指令Vc^*决定触发相位角α，以使下式(2)成立。

Vc＝Vac cos(α) ……(1)

α＝cos^-1(Vc*) ……(2)

然后利用相位控制器14控制可控硅的触发相位角α以满足上式，如下式(3)所示，可以得到与可控硅变换器3的输出电压指令Vc*成比例的可控硅整流器3的输出电压平均值Vc。

Vc＝Vac Vc* ……(3)

这样做，对可控硅变换器3的直流电路电压进行控制，向作为负载的电动机2提供直流电。

还有，不用说，作为负载不限于图19所示的逆变器1和电动机2的负载，而还可以适用于各种直流负载。

但是，在这样的可控硅变换器的控制装置中，如前所述，只是在交流电源5的电压振幅Vac为一定的情况下，可控硅变换器3的输出电压指令Vc*与输出电压平均值Vc之间的比例关系才成立。

因而，在交流电源5的电压振幅Vac发生变化的情况下，可控硅变换器3的输出电压平均值Vc也与该变化量成比例发生变化，这种情况成为外部干扰对控制造成不良影响。而且一旦交流电源5发生变动，就不能够使平滑电容器4的直流电压Vdc跟踪电压基准值，可能影响到作为负载的电动机2的运行。

还有，以上是关于可控硅变换器的情况，而能够实现更高速度的控制响应的变换器已知有使用晶体管等的PWM变换器。

图20是这种已有的PWM变换器的控制装置的基本结构例的电路图。

如图20所示，作为主电路，以PWM变换器3a代替上述图19的结构中的可控硅变换器3，而以电抗器与电容器等构成的电源滤波器6a代替电源变压器6构成。

另一方面，PWM变换器3a的电压控制，与上述图19的情况相同，是以比较器9将电压基准电路7提供的直流电路的电压基准和电压检测器8检测出的平滑电容器4的直流电压Vdc加以比较，利用电压控制器10进行反馈控制的。

又，交流电压检测器15检测出的电源电压利用相位检测器16变换为与电源同步的信号。

作为检测器16由滤波器和移相电路等构成，输出SP、SQ是与交流电源5的相电压同步的正弦波信号，作为PWM变换器3a的交流电流控制的基准相位。

还有，电压控制器10的输出是有效电流指令i_P*，无效电流基准器17提供的无效电流指令i_Q*成为对于PWM控制器3a的交流电流的指令值。

又，有效及无效电流控制器18使用相位检测器16输出的电源同步信号S_P、S_Q，输出3相电压指令v_R*、v_S*、v_T*，使与由电流检测器11R、11T检测出的交流电流i_R及i_T的电源相位同相的分量跟踪有效电流指令i_P*，与电源相位垂直的分量跟踪无效电流指令i_Q*。

是利用PWM控制电路19对该3相电压指令v_R*、v_S*、v_T*进行脉冲宽度调制，利用PWM控制电路19的输出使PWM变换器3a的晶体管等开关器件导通、截止的众所周知的结构。

图21是表示图20中的有效及无效电流控制器18的一个例子的结构图。

在图21中，181是坐标变换器，182R、182T是比较器，183R、183T是电流控制器，184是反演加法器。

亦即，分别利用比较器182R、182T对作为坐标变换器181的输出的交流电流指令i_R*及i_T*和检测出的各相电流i_R及i_T加以比较，利用电流控制器183R、183T将该比较结果放大，得到R相、T相的电压指令v_R*、v_T*。

又，S相电压指令v_S*是利用反演加法器184对R相、T相的电压指令v_R*、v_T*进行极性反演后相加得到的。

还有，在图21中，只对2个相进行电流控制，但是也有对3个相进行电流控制的结构。

也有使用电源变压器代替电源滤波器6a的情况。

图22(a)是表示图21中的坐标变压器181的一个例子的结构图。

在图22(a)中，181A、181B、181C、181D是乘法器，181E是减法器，181F是加法器，181G、181H是系数器，181I是加法器。

图22(b)是表示从相位检测器16输出的电源同步信号S_P、S_Q的相位关系的信号波形图。

在图22(b)中，S_P是与交流电源5的R相电压e_R同相的电源同步信号，S_Q是比电源同步信号S_P延迟90°的电源同步信号。

在图22(a)中，利用4个乘法器181A、181B、181C、181D对电源同步信号S_P、S_Q和有效电流指令i_P*或无效电流指令i_Q*进行乘法运算。

然后，利用减法器181E或加法器181F对该乘法运算结果进行减法运算或加法运算，输出x和y分别如下式所示。

x＝i_P*S-i*S_Q

y＝i_P*S+i*S_P

其中，如果取S_P＝cos(ωt)，S_Q＝sin(ωt)，则上式变成下式：

x＝i_P*cos(ωt)-i_Q*sin(ωt)

y＝i_P*sin(ωt)+i_Q*cos(ωt)

＝i_P*cos(ωt-90°)-i_Q*sin(ωt-90°)

亦即，x＝i_R*是与R相电源电压同相的分量为i_P*，正交的分量为i_Q*的交流分量的交流电流指令，y是具有相同的同相分量i_P*及正交分量i_Q*的交流电流指令，是比x滞后90度的信号。

系数器181G、181H和加法器181I利用下式所示的正交2相/3相变换运算从上式输出x与y求出T相的电流指令。

i_{T} * = (x + 2 y) / \sqrt{3}

上述图22的处理是众所周知的坐标变换，结果得到与电源电压同相的分量i_P*、正交的分量i_Q*的R相及T相的电流指令i_R*及i_T*。

还有，在图22中，电源同步信号使用90°相位差的信号，而使用120°相位差的同步信号等，坐标变换的结构有多种。

但是，PWM变换器3a的控制响应比上述可控硅变换器3快，因此外部干扰的影响也小。

但是，在交流电源5与PWM变换器3a之间的电感小的情况下，由于交流电源的电压变动，交流电流受到影响，甚至于发生过流的情况。

发明内容

本发明的目的在于提供能够提高交流电源电压变动情况下电压控制的稳定性的变换器控制装置。

为了得到上述目的，第1项发明具备：对将交流电源电压顺变换为直流电压，向负载提供直流电的可控硅变换器的直流电路电压进行反馈控制，输出可控硅变换器的输出电流指令的电压控制手段、对可控硅变换器的输出直流电流进行反馈控制，输出可控硅变换器的输出电压指令的电流控制手段、控制可控硅变换器的可控硅触发相位角，使可控硅变换器的输出电压平均值与可控硅变换器的输出电压指令成比例的相位控制手段，具有上述结构的可控硅变换器的控制装置中，还具备检测交流电源电压的交流电压检测手段和计算与交流电压检测手段检测出的交流电压的振幅成比例的信号的振幅运算手段，能够将作为电流控制手段的输出的可控硅变换器的输出电压指令除以作为振幅运算手段的输出的交流电源电压振幅，以此对可控硅变换器的输出电压指令进行修正。

因而，在第1项发明的变换器的控制装置中，在局部回路具有电流控制手段的可控硅变换器的控制装置中，能够检测交流电源电压，计算与其振幅成比例的信号，以该交流电源电压振幅除可控硅变换器的输出电压指令，以此修正可控硅变换器的输出电压指令，以缓和交流电源电压变动的影响。

又，第2项发明具备：对将交流电源电压顺变换为直流电压，向负载提供直流电的可控硅变换器的直流电路电压进行反馈控制，输出可控硅变换器的输出电压指令的电压控制手段，以及控制可控硅变换器的可控硅触发相位角，使可控硅变换器的输出电压平均值与可控硅变换器的输出电压指令成比例的相位控制手段，具有上述结构的可控硅变换器的控制装置中，还具备检测交流电源电压的交流电压检测手段和计算与交流电压检测手段检测出的交流电压的振幅成比例的信号的振幅运算手段，能够将作为电压控制手段的输出的可控硅变换器的输出电压指令除以作为振幅运算手段的输出的交流电源电压振幅，以此对可控硅变换器的输出电压指令进行修正。

因而，在第2项发明的变换器的控制装置中，在局部回路不具有电流控制手段的可控硅变换器的控制装置中，能够检测交流电源电压，计算与其振幅成比例的信号，以该交流电源电压振幅除可控硅变换器的输出电压指令，以此修正可控硅变换器的输出电压指令，以缓和交流电源电压变动的影响。

还有，第3项发明具备：对将交流电源电压顺变换为直流电压，向负载提供直流电的可控硅变换器的直流电路的电压基准进行规定的电压基准电路，以及控制可控硅变换器的可控硅触发相位角，使可控硅变换器的输出电压平均值与电压基准成比例的相位控制手段，具有上述结构的可控硅变换器的控制装置中，还具备检测交流电源电压的交流电压检测手段和计算与交流电压检测手段检测出的交流电压的振幅成比例的信号的振幅运算手段，能够将电压基准除以作为振幅运算手段的输出的交流电源电压振幅，以此对电压基准进行修正。

因而，在第3项发明的变换器的控制装置中，在以所提供的电压基准作为可控硅变换器的输出电压指令的开环的可控硅变换器的控制装置中，能够检测交流电源电压，计算与其振幅成比例的信号，以该交流电源电压振幅除电压基准，以此对电压基准进行修正，以缓和交流电源电压变动的影响。

而第4项发明具备：对将交流电源电压顺变换为直流电压，向负载提供直流电的可控硅变换器的直流电路电压进行反馈控制，输出可控硅变换器的输出电流指令的电压控制手段、对可控硅变换器的输出直流电流进行反馈控制，输出可控硅变换器的输出电压指令的电流控制手段，以及控制可控硅变换器的可控硅触发相位角，使可控硅变换器的输出电压平均值与可控硅变换器的输出电压指令成比例的相位控制手段，具有上述结构的可控硅变换器的控制装置中，还具备检测交流电源电压的交流电压检测手段、计算与交流电压检测手段检测出的交流电压的振幅成比例的信号的振幅运算手段、求振幅运算手段的输出的倒数的倒数运算手段，以及求与倒数运算手段的输出的时间变化成比例的量的高通滤波器，使所述可控硅变换器的输出电压指令只增加作为电流控制手段的输出的可控硅变换器的输出电压指令与高通滤波器的输出的乘积的值，以此对可控硅变换器的输出电压指令进行修正。

因而，在第4项发明的变换器的控制装置中，在局部回路具有电流控制手段的可控硅变换器的控制装置中，能够检测交流电源电压，计算与该振幅成比例的信号，求该交流电源电压振幅的倒数，求与该时间变化成比例的量，使可控硅变换器的输出电压指令只增加与该量相乘的量，以此对可控硅变换器的输出电压指令进行修正，以缓和交流电源电压变动的影响。

又，第5项发明具备：对将交流电源电压顺变换为直流电压，向负载提供直流电的可控硅变换器的直流电路电压进行反馈控制，输出可控硅变换器的输出电压指令的电压控制手段，以及控制可控硅变换器的可控硅触发相位角，使可控硅变换器的输出电压平均值与可控硅变换器的输出电压指令成比例的相位控制手段，具有上述结构的可控硅变换器的控制装置中，还具备检测交流电源电压的交流电压检测手段、计算与交流电压检测手段检测出的交流电压的振幅成比例的信号的振幅运算手段、求振幅运算手段的输出的倒数的倒数运算手段，以及求与倒数运算手段的输出的时间变化成比例的量的高通滤波器，使可控硅变换器的输出电压指令只增加作为电流控制手段的输出的可控硅变换器的输出电压指令与高通滤波器的输出的乘积的值，以此对可控硅变换器的输出电压指令进行修正。

因而，在第5项发明的变换器的控制装置中，在局部回路不具有电流控制手段的可控硅变换器的控制装置中，能够检测交流电源电压，计算与该振幅成比例的信号，求该交流电源电压振幅的倒数，求与该时间变化成比例的量，使可控硅变换器的输出电压指令只增加与该量相乘的量，以此对可控硅变换器的输出电压指令进行修正，以缓和交流电源电压变动的影响。

而第6项发明具备：对将交流电源电压顺变换为直流电压，向负载提供直流电的可控硅变换器的直流电路电压进行反馈控制，输出变换器的输出电压指令的电压控制手段、对变换器的输出直流电流进行反馈控制，输出变换器的输出电压指令的电流控制手段，以及控制变换器的可控硅触发相位角，使可控硅变换器的输出电压平均值与输出电压指令成比例的相位控制手段，具有上述结构的可控硅变换器的控制装置中，还具备检测交流电源电压的交流电压检测手段、计算与交流电压检测手段检测出的交流电压的振幅成比例的信号的振幅运算手段，以及求与作为振幅运算手段的输出的交流电压振幅的时间变化成比例的量的高通滤波器，从作为电压控制手段的输出的可控硅变换器的输出电压指令减去高通滤波器的输出，以此对可控硅变换器的输出电压指令进行修正。

因而，在第6项发明的变换器的控制装置中，在局部回路具有电流控制手段的可控硅变换器的控制装置中，能够检测交流电源电压，计算与该振幅成比例的信号，求与该交流电源电压振幅的时间变化成比例的量，从可控硅变换器的输出电压指令减去该量，以此对可控硅变换器的输出电压指令进行修正，以缓和交流电源电压变动的影响。

还有，第7项发明具备：对将交流电源电压顺变换为直流电压，向负载提供直流电的可控硅变换器的直流电路电压进行反馈控制，输出可控硅变换器的输出电压指令的电压控制手段，以及控制变换器的可控硅触发相位角，使可控硅变换器的输出电压平均值与可控硅变换器的输出电压指令成比例的相位控制手段，具有上述结构的可控硅变换器的控制装置中，还具备检测交流电源电压的交流电压检测手段、计算与交流电压检测手段检测出的交流电压的振幅成比例的信号的振幅运算手段，以及求与作为振幅运算手段的输出的交流电压振幅的时间变化成比例的量的高通滤波器，从作为电压控制手段的输出的可控硅变换器的输出电压指令减去高通滤波器的输出，以此对可控硅变换器的输出电压指令进行修正。

因而，在第7项发明的变换器的控制装置中，在局部回路不具有电流控制手段的可控硅变换器的控制装置中，能够检测交流电源电压，计算与该振幅成比例的信号，求与该交流电源电压振幅的时间变化成比例的量，从可控硅变换器的输出电压指令减去该量，以此对可控硅变换器的输出电压指令进行修正，以缓和交流电源电压变动的影响。

还有，特别是上述振幅运算手段，例如第8相发明所述，最好是由将交流电压检测手段检测出的交流电压变换为正交的2相信号的2相变换手段、对作为2相变换手段的输出的2相信号分别求其平方再求和的平方和运算手段、求平方和运算手段的输出的平方根的平方根运算手段，以及抑制平方根运算手段的输出信号的纹波用的低通滤波器构成。

还有，上述振幅运算手段，例如第9发明所述，最好是由求交流电压检测手段检测出的交流电压的瞬时平均值的平均电压运算手段、从交流电压检测手段检测出的交流电压分别减去作为平均电压运算手段的输出的瞬时平均值的减法运算手段、将减法运算手段的输出变换为正交的2相信号的2相变换手段、对作为2相变换手段的输出的2相信号分别求其平方再求和的平方和运算手段、求平方和运算手段的输出的平方根的平方根运算手段，以及抑制平方根运算手段的输出信号的纹波用的低通滤波器构成。

还有，上述振幅运算手段，例如第10发明所述，最好是由将交流电压检测手段检测出的交流电压作为输入进行全波整流的全波整流手段，以及抑制全波整流手段的输出信号的纹波用的低通滤波器构成。

这里，特别是上述低通滤波器，例如第11发明所述，最好是对输入信号的移动平均进行计算、输出。

附图说明

图1是表示本发明的可控硅变换器的控制装置的第1实施形态的电路图。

图2是表示本发明的可控硅变换器的控制装置的第2实施形态的电路图。

图3是表示本发明的可控硅变换器的控制装置的第3实施形态的电路图。

图4是表示本发明的可控硅变换器的控制装置的第4实施形态的电路图。

图5是表示本发明的可控硅变换器的控制装置的第4实施形态的电路图。

图6是表示本发明的可控硅变换器的控制装置的第5实施形态的电路图。

图7是表示本发明的可控硅变换器的控制装置的第6实施形态的电路图。

图8是表示本发明的可控硅变换器的控制装置的第7实施形态的电路图。

图9是表示本发明第1～7实施形态的可控硅变换器的控制装置的振幅运算器的第1例的结构图。

图10是表示本发明第1～7实施形态的可控硅变换器的控制装置的振幅运算器的第2例的结构图。

图11是表示本发明第1～7实施形态的可控硅变换器的控制装置的振幅运算器的第3例的结构图。

图12是表示图9～图11的低通滤波器的一个例子的结构图。

图13是表示本发明的PWM变换器的控制装置的第12实施形态的电路图。

图14是表示使用于本发明的有效及无效电流控制器的一个例子的结构图。

图15是表示本发明的PWM变换器的控制装置的第13实施形态的电路图。

图16是表示本发明的PWM变换器的控制装置的第14实施形态的电路图。

图17是表示本发明的PWM变换器的控制装置的第15实施形态的电路图。

图18是表示本发明的PWM变换器的控制装置的第16实施形态的电路图。

图19是表示已有的可控硅变换器的控制装置的一个例子的电路图。

图20是表示已有的PWM变换器的控制装置的一个例子的电路图。

图21是表示图20的有效及无效电流控制器的一个例子的结构图。

图22是表示图21的坐标变换器的一个例子的结构图，以及用于说明动作的信号波形图。

具体实施方式

下面参照附图对本发明的实施形态详细加以说明。

第1实施形态

图1是表示本实施形态的可控硅变换器的控制装置的结构例的电路图，与图19相同的部分标以相同的符号，省略其说明，这里只对不同的部分加以叙述。

亦即，本实施形态的可控硅变换器的控制装置如图1所示，是在图19附加交流电压检测器15、振幅运算器20、除法器21构成的。

交流电压检测器15检测可控硅变换器3的输入交流电压、即交流电源5的电压。

振幅运算器20计算与交流电压检测器15检测出的交流电压的振幅成比例的信号。

除法器21进行将作为电流控制器13的输出的可控硅变换器的输出电压指令除以作为振幅运算器20的输出的交流电源电压振幅的运算，以此修正可控硅变换器的输出电压指令。

下面对具有如上所述结构的本实施形态的可控硅变换器的控制装置的作用加以说明。

在图1中，如下式所示用比例系数Kac表示振幅运算器20的输出Sac。

Sac＝Kac·Vac ……(4)

选择上式的比例系数Kac使额定电源电压时振幅运算器20的输出Sac为1，以此使交流电源5处于稳定状态不发生变动时提供给除法器21的输出Sac为1，控制功能与上述图19的已有的情况完全相同。

但是，在交流电源5发生变动的情况下，振幅运算器的输出不再是1，电流控制器14的输出Vc*除以振幅运算器20的输出Sac、进行过修正的可控硅变换器3的输出电压指令Vcc*如下式所示。

Vcc*＝Vc*/Sac＝Vc*/(Kac Vac) ……(5)

使用上式的可控硅变换器3的输出电压指令Vcc*，如式(2)所示以相位控制器14决定α，代入式(1)则可以清楚了解到，可控硅变换器3的输出电压平均值Vc如下式所示与电流控制器14的输出Vc*成比例。

Vc＝Vac cos(α)

＝Vac Vc*/(Kac Vac)

＝Vc*/Kac ……(6)

如上所述，使用本实施形态的可控硅变换器的控制装置，即使交流电源5的电压发生变动，也能够使可控硅变换器3的输出电压平均值Vc与电流控制器14的输出Vc*成比例，因此能够实现不受交流电源5的电压变动的影响的可控硅变换器的控制装置。

借助于此，即使是在交流电源5的电压发生变动时，也能够稳定地控制平滑电容器4的直流电压Vdc，能够向作为负载的逆变器1及电动机2提供经常保持稳定的电力。

作为本实施形态的有效的一个例子，可以举出作为沸水型原子核反应堆冷却材料再循环泵(Reactor Internal Pump，下称RIP)的驱动装置的原子核反应堆冷却材料再循环泵变频电源装置(Reactor Internal Pump Adjustable Speed Drive，下称ASD)。

RIP是使原子核反应堆内的冷却材料循环的泵，具有利用其运行速度控制原子核反应堆的输出的功能，因此对作为动力源的ASD，要求能够向RIP提供极稳定的电力。

ASD的电源是3相交流电源，有可能受发电所内的母线切换等引起的电压变动的影响、发电所本身当然与系统连接着，因此还可能受系统摇动的影响，将本实施形态的装入ASD的电压控制电路，抑制电源电压变动引起的电压控制电路的外部干扰，这在原子能发电站的应用上可以说是非常有意义的。

第2实施形态

图2是表示本实施形态的可控硅变换器的控制装置的结构例的电路图，与图1相同的部分标以相同的符号，省略其说明，这里只对不同的部分加以叙述。

亦即，本实施形态的可控硅变换器的控制装置如图2所示，是在图1的基础上省略由电流检测器11、比较器12、电流控制器13构成的电流控制回路而成的。

总之，进行可控硅变换器的电压控制时，也有不进行电流控制，而以电压控制器10的输出进行相位控制的情况，图2是对不进行电流控制的情况适用的结构。

于是，在本实施形态中，利用除法器21进行除法运算，将作为电压控制器10的输出的可控硅变换器的输出电压指令，除以作为计算与电流检测器15检测出的交流电压的振幅成比例的信号的振幅运算器20的输出的交流电源电压振幅，将该除法运算结果作为修正过的可控硅变换器的输出电压指令输入相位控制器14。

在图2中，将作为电压控制器10的输出的可控硅变换器的输出电压指令，除以作为振幅运算器20的输出的交流电源电压振幅，借助于此，在交流电源5的电压发生变动的情况下相应于该电源变动对相位控制器14的输入进行修正。

也就是说，即使电压控制器10的输出大小相同，如果交流电源5的电压低下，则相位控制器14的输入变大，一旦交流电源5的电压上升，相位控制器14的输入就变小。于是，作为其结果，即使发生电源变动，也能够使电压控制器10的输出与可控硅变换器3的输出电压平均值成比例。

如上所述，使用本实施形态的可控硅变换器的控制装置，即使交流电源5的电压发生变动，也能够使可控硅变换器3的输出电压平均值与电压控制器10的输出成比例，因此能够实现不受交流电源5的电压变动影响的可控硅变换器的控制装置。

借助于此，即使是在交流电源5的电压发生变动时，也能够稳定地控制平滑电容器4的直流电压，能够向作为负载的逆变器1及电动机2提供经常保持稳定的电力。

第3实施形态

图3是表示本实施形态的可控硅变换器的控制装置的结构例的电路图，与图2相同的部分标以相同的符号，省略其说明，这里只对不同的部分加以叙述。

亦即，本实施形态的可控硅变换器的控制装置如图3所示，是在图2的基础上省略由电压检测器8、比较器9、电压控制器10构成的电压控制回路而成的。

总之，从对可控硅变换器的原理进行说明的上述(1)～(3)式可知，即使不构成电压控制回路，也能够控制可控硅变换器的输出电压。

于是，在本实施形态中，利用除法器21进行除法运算，将作为电压基准电路7的输出的电压基准，除以作为计算与电流检测器15检测出的交流电压的振幅成比例的信号的振幅运算器20的输出的交流电源电压振幅，将该除法运算结果作为修正过的电压基准输入相位控制器14。

在图3中，将作为电压基准电路7的输出的电压基准，除以作为振幅运算器20的输出的交流电源电压振幅，借助于此，在交流电源5的电压发生变动的情况下相应于该电源变动对相位控制器14的输入进行修正。

也就是说，即使电压基准电路7的输出大小相同，如果交流电源5的电压低下，则相位控制器14的输入变大，一旦交流电源5的电压上升，相位控制器14的输入就变小。于是，作为其结果，即使发生电源变动，也能够使可控硅变换器3的输出电压平均值与电压基准电路7的输出大致成比例。

如上所述，使用本实施形态的可控硅变换器的控制装置，即使交流电源5的电压发生变动，也能够使可控硅变换器3的输出电压平均值与电压基准电路7的输出大致成比例，因此能够实现不受交流电源5的电压变动影响的可控硅变换器的控制装置。

第4实施形态

图4是表示本实施形态的可控硅变换器的控制装置的结构例的电路图，与图1相同的部分标以相同的符号，省略其说明，这里只对不同的部分加以叙述。

亦即，本实施形态的可控硅变换器的控制装置如图4所示，是在上述图1的结构的基础上添加由倒数运算器22、高通滤波器23、加法器24，再以乘法器25取代除法器21构成的。

倒数运算器22计算振幅运算器20的输出的倒数。

高通滤波器23提取与倒数运算器22的输出的时间变化成比例的量(倒数的变化率)大的分量。

加法器24将高通滤波器23的输出加1。

乘法器25将作为电流控制器13的输出的可控硅变换器的输出电压指令乘以加法器24的输出，将其结果作为修正过的可控硅变换器的输出电压指令输入相位控制器14。

还有，高通滤波器23可以用微分元件与1次延迟滤波器组合的特性的不完全微分等实现。

在图4中，高通滤波器23只将输入的变动部分加以输出，因此在交流电源5的电压不发生变动的情况下输出为0。

这时加法器24的输出为1，乘法器25的输出与电流控制器13的输出相同，乘法器25不起任何作用。

另一方面，在交流电源5的电压振幅发生急剧变动的情况下，用倒数运算器22对振幅运算器20的输出进行倒数运算，从高通滤波器23输出其变化部分。

其结果是，加法器24的输出不再是1，作为相位控制器14的输入的可控硅变换器的输出电压指令得到修正。

例如在交流电源5的电压振幅发生急剧上升时，倒数运算器22的输出变小，高通滤波器23的输出变为负值。

因此，加法器24的输出小于1，作为相位控制器14的输入的可控硅变换器的输出电压指令被往变小的方向修正。于是，使作为相位控制器14的输入的可控硅变换器的输出电压指令变小，可以抑制交流电源5的电压上升引起的可控硅变换器3的输出电压的上升，稳定地控制直流电压。

这里，作为电流控制器14的输出的可控硅变换器的输出电压指令以Vc*表示，高通滤波器23的输出以Kc表示，相位控制器14的输入以Vcc*表示，则本实施形态的相位控制器14的输入Vcc*如下式所示。

Vcc*＝(1+Kc)·Vc*

如上所述，使用本实施形态的可控硅变换器的控制装置，即使交流电源5的电压发生变动，也能够抑制可控硅变换器输出电压的上升，因此能够实现不受交流电源5的电压变动影响的可控硅变换器的控制装置。

也就是说，在上述图1及图2所示的第1及第2实施形态中，与交流电源5的电压变动量成比例地对作为相位控制器14的输入的可控硅变换器的输出电压指令进行修正，而在各实施形态都对电压进行反馈控制，因此慢变化的变动由电压控制器10修正。从而，利用只对交流电源5的电压的快速变动部分进行修正的方法，能够达到本发明的目的。

第4实施形态的变形例

图5是表示本实施形态的可控硅变换器的控制装置的结构例的电路图，与图4相同的部分标以相同的符号，省略其说明，这里只对不同的部分加以叙述。

亦即，本实施形态的可控硅变换器的控制装置如图5所示，是在上述图4的结构的基础上省略加法器24，该加法器24以加法器26取代而成的。

乘法器25将作为电流控制器13的输出的可控硅变换器的输出电压指令与高通滤波器23的输出相乘。

加法器26将乘法器25的输出与作为电流控制器13的输出的可控硅变换器的输出电压指令相加，将相加结果作为修正过的可控硅变换器的输出电压指令输入相位控制器14。

具有如上所述结构的本实施形态的可控硅变换器的控制装置，也能够起与上述图4所示的第2实施形态的可控硅变换器的控制装置相同的作用。

也就是说，作为电流控制器14的输出的可控硅变换器的输出电压指令以Vc*表示，高通滤波器23的输出以Kc表示，相位控制器14的输入以Vcc*表示，则本实施形态的相位控制器14的输入Vcc*如下式所示，显然与上述图4所示的第2实施形态的表达式相同。

Vcc*＝Vc*+Kc·Vc*

如上所述，本实施形态的的可控硅变换器的控制装置也能够得到与上述图4所示的第2实施形态的情况下相同的效果。

第5实施形态

图6是表示本实施形态的可控硅变换器的控制装置的结构例的电路图，与图2及图4相同的部分标以相同的符号，省略其说明，这里只对不同的部分加以叙述。

本实施形态的可控硅变换器的控制装置，如图6所示，与上述图2所示的第2实施形态的情况相同，不具有电流控制器13的可控硅变换器的控制装置，与图4所示的第4实施形态的情况相同，具有从振幅运算器20的输出求倒数的倒数运算器22、提取与倒数运算器22的输出的时间变化成比例的量(倒数的变化率)大的分量(只提取快变化分量)的高通滤波器23、将高通滤波器23的输出加1的加法器24、将作为电压控制器10的输出的可控硅变换器的输出电压指令乘以加法器24的输出的乘法器25，将该乘法器25的输出作为修正过的可控硅变换器的输出电压指令输入相位控制器14。

在图6中，交流电源5的电压振幅发生急剧变动的情况下，以倒数运算器22对振幅运算器20的输出进行倒数运算，其变化部分从高通滤波器23输出。

其结果是，加法器24的输出不再是1，与上述图4及图5的情况相同，作为相位控制器14的输入的可控硅变换器的输出电压指令得到修正。

如上所述，使用本实施形态的可控硅变换器的控制装置，即使交流电源5的电压发生变动，也能够抑制可控硅变换器3的输出电压的上升，因此能够实现不受交流电源5的电压变动影响的可控硅变换器的控制装置。

也就是说，利用只对交流电源5的电压的快速变动部分进行修正的方法，能够达到本发明的目的。

第6实施形态

图7是表示本实施形态的可控硅变换器的控制装置的结构例的电路图，与图4相同的部分标以相同的符号，省略其说明，这里只对不同的部分加以叙述。

本实施形态的可控硅变换器的控制装置，如图7所示，是将图4的结构加以简化的结构，具有提取与作为振幅运算器20的输出的交流电压振幅的时间变化成比例的量(交流电源5的电压的振幅变动部分)的高通滤波器23，以及进行从作为电流控制器13的输出的可控硅变换器的输出电压指令减去高通滤波器23的输出的减法运算的减法器27，将该减法器27的输出作为修正过的可控硅变换器的输出电压指令输入相位控制器14。

在图7中，在交流电源5的电压振幅发生变动的情况下，作为相位控制器14的输入的可控硅变换器的输出电压指令相应于电源的变动进行修正。

例如，在交流电源5的电压上升时，高通滤波器23的输出从0向正方向变化。

因而，减法器27的输出变成比当时为止的更小的信号，作为相位控制器14的输入的可控硅变换器的输出电压指令变小的方向修正。

亦即，交流电源5的电压一旦上升，作为相位控制器14的输入的可控硅变换器的输出电压指令变小，可以消除电源变动的影响。

第7实施形态

图8是表示本实施形态的可控硅变换器的控制装置的结构例的电路图，与图6相同的部分标以相同的符号，省略其说明，这里只对不同的部分加以叙述。

亦即，本实施形态的可控硅变换器的控制装置，如图8所示，是将上述图6的结构加以简化的结构，具有提取与作为振幅运算器20的输出的交流电压振幅的时间变化成比例的量(交流电源5的电压的振幅变动部分)的高通滤波器23，以及进行从作为电压控制器10的输出的可控硅变换器的输出电压指令减去高通滤波器23的输出的减法运算的减法器27，将该减法器27的输出作为修正过的可控硅变换器的输出电压指令输入到相位控制器14。

在图8中，在交流电源5的电压振幅发生变动的情况下，作为相位控制器14的输入的可控硅变换器的输出电压指令相应于电源的变动进行修正。

第8实施形态

图9是表示上述第1～第7实施形态的可控硅变换器的控制装置的振幅运算器20的一个例子的结构图。

亦即，本实施形态的振幅运算器20如图9所示，是由将交流电压检测器15检测出的3相交流电源电压V_RS、V_ST、V_TR变换为正交的2相信号X、Y的2相变换器201、将作为2相变换器201的输出的2相信号X、Y分别求其平方后相加的平方和运算器202、求平方和运算器202的输出的平方根的平方根运算器203，以及对平方根运算器203的输出信号消除其纹波使其平滑化，输出振幅信号Sac的低通滤波器204构成的。

下面对如上所述构成的本实施形态的振幅运算器20的作用加以说明。

在图9中，3相交流电源电压由2相变换器201变换为正交的2相信号，利用平方和运算器202及平方根运算器203计算3相交流电源电压的振幅。

另一方面，交流电压检测器15检测出的3相交流电源电压由于换流浪涌等原因往往包含着畸变分量。于是，在这样的情况下，作为平方根运算器203的输出的电源电压振幅中也包含纹波分量。为此，利用低通滤波器204减少这样的纹波分量，输出包含纹波分量少的振幅信号Sac。

如上所述，使用本实施形态的振幅运算器20可以容易实现上述第1～第7实施形态的可控硅变换器的控制装置。

其结果是，能够得到不受交流电源5的电压变动的影响的可控硅变换器的控制装置。

第9实施形态

图10是表示上述第1～第7实施形态的可控硅变换器的控制装置的振幅运算器20的其他例子的结构图，与图9相同的部分标以相同的符号，省略其说明，这里只对不同的部分加以说明。

亦即，本实施形态的振幅运算器20如图10所示，是在图9的振幅运算器20上附加平均电压运算器205和3个减法器206a～206c构成的。

平均电压运算器205计算交流电压检测器15检测出的3相交流电源电压V_RS、V_ST、V_TR的瞬间平均值。

减法器206a～206c从交流电压检测器15检测出的V_RS、V_ST、V_TR减去平均电压运算器205计算出瞬时平均值(V_RS+V_ST+V_TR)/3，将该减法器206a～206c的输出信号输入2相变换器201。

在图10中，如果3相交流电源电压处于平衡状态，则3相交流电源电压的和(V_RS+V_ST+V_TR)为0，与上述图9的情况作用相同。

另一方面，在3相交流电源电压处于不平衡状态时，则3相交流电源电压的和(V_RS+V_ST+V_TR)不为0，由于不平衡，计算出的振幅中包含纹波成分。

在这种情况下，可以利用低通滤波器204在某种程度上消除纹波成分，但是为了使消除纹波成分的效果更好而加大低通滤波器204的时间常数时，振幅检测的滞后变大，状态变得不理想。

因此，作为平均电压运算器205的输出的瞬时平均电压(V_RS+V_ST+V_TR)/3是不平衡成分，利用3个减法器206a～206c去除该不平衡成分，可以减小3相交流电源电压的不平衡。

如上所述，借助于使用本实施形态的振幅运算器20，即使是在检测出的电压处于3相不平衡状态的情况下，也可以不加大低通滤波器204的时间常数而得到纹波小的振幅信号。

因此，借助于使用本实施形态的振幅运算器20，可以使上述第1～第7实施形态的可控硅变换器的控制装置的实现变得容易。其结果是，可以得到不受交流电源5的电压变动影响的可控硅变换器的控制装置。

第10实施形态

图11是表示上述第1～第7实施形态的可控硅变换器的控制装置的振幅运算器20的其他例子的结构图。

亦即，本实施形态的振幅运算器20如图11所示，由将交流电压检测器15检测出的3相交流电源电压V_RS、V_ST、V_TR作为输入进行全波整流的全波整流器207与使全波整流器207的输出信号消除纹波、平滑化，输出振幅信号Sac的低通滤波器204构成的。

这里，全波整流器207是由3个绝对值运算器207a～207c与最大值选择器207d构成的。

亦即，用3个绝对值运算器207a～207c将交流电压检测器15检测出的3相交流电源电压V_RS、V_ST、V_TR分别变换为绝对值|V_RS|、|V_ST|、|V_TR|，用最大值选择器207d将该绝对值中的最大值选择输出，借助于此，得到3相交流电源电压经过全波整流的信号作为全波整流器的输出。

下面对具有如上所述结构的本实施形态的振幅运算器20的作用加以说明。

在图9中，3相交流电源电压经过全波整流的波形的信号从全波整流器207输出，因此可以得到与交流电源5的电压振幅成比例的信号。

又，在全波整流波形中包含交流电源5的频率的6倍的频率的纹波成分，但是可以借助于低通滤波器204减少纹波成分。

这样做，即使是用本实施形态的振幅运算器20，也能够检测出交流电源5的电压振幅。

如上所述，借助于使用本实施形态的振幅运算器20，可以简单地检测出交流电源5的电压振幅。

因此，借助于使用本实施形态的振幅运算器20，能够容易地实现上述第1～第7实施形态的可控硅变换器的控制装置。

其结果是，可以得到不受交流电源5的电压变动影响的可控硅变换器的控制装置。

第11实施形态

图12是表示上述第1～第7实施形态的可控硅变换器的控制装置的振幅运算器20的别的例子的结构图，与图9相同的部分标以相同的符号并省略其说明，这里只对不同的部分进行叙述。

本实施形态的振幅运算器20如图12所示，用移动平均运算器208构成图9的振幅运算器20的低通滤波器204。

移动平均运算器208是计算过去一定的时间的输入信号的平均值并输出的一种低通滤波器。

对与图9相同的部分的作用省略其说明，这里只对不同的部分的作用进行说明。

在图12中，在交流电压5存在3相不平衡的情况下，如上所述，振幅检测信号Sac包含交流电压5的频率的2倍的纹波成分。在这种情况下，将移动平均运算器208的移动平均时间选择为交流电压5的半周期，可以完全除去纹波成分，可以消除交流电压5的电压的不平衡。

如上所述，为了除去纹波，将本实施形态的移动平均运算器208使用于振幅运算器20，以此使得能够得到无纹波的振幅信号作为振幅运算器20的输出。

第12实施形态

图13是表示本实施形态的PWM变换器的控制装置的结构例的电路图，与图20相同的部分标以相同的符号并省略其说明，这里只对不同的部分进行叙述。

本实施形态的PWM变换器的控制装置如图13所示，是在图20附加3个加法器28R、28S、28T构成的。

总之，利用加法器28R、28S、28T分别在作为有效及无效电流控制器18的输出的3相各相的交流电压指令v_R*、v_S*、v_T*上重叠交流电压检测器15检测出的交流电源5的各相电压e_R、e_S、e_T，求修正过的各相的交流电压指令v_RC*、v_SC*、v_TC*。

然后，将该修正过的各相的交流电压指令v_RC*、v_SC*、v_TC*输入PWM控制电路19，进行脉冲宽度调制，对PWM变换器3a进行控制。

下面对具有如上所述结构的本实施形态的PWM变换器的控制装置的作用进行说明。

PWM变换器3a的交流电压大致与PWM控制电路19的输入v_RC*、v_SC*、v_TC*成比例。然后借助于将PWM变换器3a的交流电压与交流电源5的电压的电压差加在电源滤波器6a上，决定交流电流的大小。

因此，交流电源5电压的变动成为干扰，交流电源5一旦发生电压变动，上述已有的图20的结构中，交流电流受到干扰。

在这一点上，在本实施形态的结构起着消除这样的干扰的影响的作用。

也就是说，在图13中，即使是交流电源5的电压发生变动，也用借助于加法器28R、28S、28T重叠的各相的交流电压指令v_RC*、v_SC*、v_TC*对与交流电压检测器15检测出的交流电源5各相的电压成正比的信号进行脉冲宽度调制，因此PWM变换器3a的交流电压也只变动交流电源5的电压变动的大小。

其结果是，PWM变换器3a的交流电压与交流电源5的电压的电压差没有发生变化，因此没有发生由交流电源5的电压变动引起的交流电流被干扰的现象。

如上所述，本实施形态的PWM变换器的控制装置即使是交流电源5的电压发生变动，PWM变换器3a的交流电压与交流电源5的电压的电压差没有发生变化，因此能够实现不受交流电源5的电压变动影响的PWM变换器的控制装置。

借助于此，即使交流电源5的电压发生变动时，也能够将平滑电容器4的直流电压控制得稳定。对作为负载的逆变器1及电动机2能够提供总是稳定的电力。

第12实施形态的变形例

作为上述图13的实施形态的有效及无效电流控制器18，可以使用图21所示的结构的有效及无效电流控制器18，但是并不限于此。

具有图21的结构的有效及无效电流控制器18将交流的电流指令与交流的检测电流i_R、i_T比较放大，用交流量进行控制。

另一方面在最近较多的情况是将检测量变换为有效电流与无效电流的直流量，用与有效及无效电流指令i_P*、i_Q*作比较放大的直流量进行控制。于是，在这种情况下也可以同样使用本发明，其效果不变。

图14是表示以直流量进行电流控制的情况下的有效及无效电流控制器18的结构例的电路图，与图21相同的部分标以相同的符号并省略其说明，这里只对不同的部分进行说明。

在图14中，坐标变换器185是将交流量变换为直流量的装置，具有例如将交流信号从3相信号变换为正交2相信号，再与图22所示的情况一样借助于4个乘法器、加法器以及减法器变换为直流量的众所周知的结构。

也就是说，利用坐标变换器185将由电流检测器11R、11T检测出的交流电流i_R、i_T变换为与交流电源5的电压同相的分量i_P及正交的分量i_Q，利用比较器182R、182T分别与有效电流指令i_P*机无效电流指令i_Q*作比较，利用电流控制器183R、183T进行放大，得到有效电压指令v_P*、及无效电压指令v_Q*。

又利用与图22的情况具有相同结构的坐标变换器181将该有效、无效电压指令v_P*、v_Q*变换为R相、T相的交流电压指令v_R*、v_T*，再利用反演加法器184将该R相、T相的交流电压指令v_R*、v_T*极性反演、相加，得到S相的交流电压指令v_S*。

像图14所示的本实施形态那样，将交流电流变换为直流量进行电流控制的方式能够不受自动控制回路的频率特性的影响地使控制量跟踪指令值，因此经常使用。

因此，显然图13所示的第12实施形态的有效及无效电流控制器18也可以是如图14所示将交流电流变换为直流量进行电流控制的方式的有效及无效电流控制器18。

第13实施形态

图15是表示本实施形态的PWM变换器的控制装置的结构例的电路图，与图13及图14相同的部分标以相同的符号，省略其说明，这里只对相同的部分进行叙述。

也就是说，本实施形态的PWM变换器的控制装置如图15所示，是具有图14所示的将交流电流变换为直流量进行电流控制的方式的有效及无效电流控制器18的装置中使用的情况下的例子。

在图15中省略主回路部的图示，只表示出控制装置部。

在图15，坐标变换器186将交流电压检测器15检测出的R相、T相各相的电压e_R、e_T变换为直流量e_P、e_Q，利用加法器187R、187T分别与作为电流控制器183R、183T的输出的有效电压指令v_P、无效电压指令v_Q相加，求出修正过的有效、无效电压指令v_PC*、v_QC*，由坐标变换器181变换为交流量v_RC*、v_TC*，再利用反演加法器184将这些交流量v_RC*、v_TC*相加得到交流量v_SC*。

下面对具有如上所述结构的本实施形态的PWM变换器的控制装置的作用加以说明。

对于与图13相同的部分的作用省略其说明，这里只对不同的部分的作用进行叙述。

在图13所示的实施形态中，在交流电压指令上叠加交流的相电压信号，而图15所示的本实施形态中相电压信号被变换为直流量，被叠加于直流量的电压指令上。

亦即，在图13所示的实施形态与图15所示的本实施形态中，只有是交流量还是直流量的不同，对交流电源5的电压变动引起的交流电流变动的抑制效果没有改变。

如上所述，本实施形态的PWM变换器的控制装置即使交流电源5的电压发生变动，PWM变换器3a的交流电压与交流电源5的电压的电压差也不发生变化，因此能够实现不受交流电压5的电压变动的影响的PWM变换器的控制装置。

借助于此，即使在交流电源5的电压发生变动时，也能够稳定地控制平滑电容器4的直流电压，能够向作为负载的逆变器1及电动机2提供经常保持稳定的电力。

第14实施形态

图16是表示本实施形态的PWM变换器的控制装置的结构例的电路图，与图15相同的部分标以相同的符号并省略其说明，这里只对不同的部分进行叙述。

本实施形态的PWM变换器的控制装置如图16所示，是从图15的结构省去加法器187T构成的。

也就是说，在图15所示的实施形态中，交流电压检测器15检测出的R相、T相的电源电压的有效分量e_P及无效分量e_Q被叠加于作为电流控制器183R、183T的输出的有效、无效电压指令v_P*、v_Q*，而在图16所示的本实施形态中，只有交流电压检测器15检测出的R相、T相的电源电压的有效分量e_P被叠加于作为电流控制器183R的输出的有效电压指令v_P*。

对与图15相同的部分的作用省略其说明，这里只对不同的部分的作用进行叙述。

在图16中，用于坐标变换的电源同步信号S_P、S_Q由交流电源5的电压的检测信号e_R、e_S、e_T作成。而由于去除检测信号中包含的噪声等原因，电源同步信号S_P、S_Q与检测信号e_R、e_T对交流电源5的电压变动虽然灵敏度有差别，但是基本上是相同的信号。

因而，在稳定状态下利用电源同步信号S_P、S_Q对检测信号e_R、e_T进行坐标变换的结果是，只变成有效分量检测信号e_P，而无效分量为0。

另一方面，在交流电源5的电压发生变动时，无效分量e_Q也不为0，交流电源5的电压的振幅变动等多数表现在有效分量e_P上。

因此，如图16所示的本实施形态所述，即使只叠加上有效分量e_P，也能够得到抑制交流电源5的电压变动引起的交流电流变动的效果。

如上所述，使用本实施形态的PWM变换器的控制装置，即使交流电源5的电压发生变动，PWM变换器3a的交流电压与交流电源5的电压的电压差也不发生变化，因此能够实现交流电源5的电压变动的影响小的PWM变换器的控制装置。

第15实施形态

图17是表示本实施形态的PWM变换器的控制装置的结构例的电路图，与图15相同的部分标以相同的符号并省略其说明，这里只对不同的部分进行叙述。

本实施形态的PWM变换器的控制装置如图17所示，是在图15的结构中添加2个高通滤波器188R、188T构成的。

也就是说，将作为坐标变换器186的输出的、交流电压检测器15检测出的R相、T相的电源电压的有效分量e_P及无效分量e_Q通过高通滤波器188R、188T输入加法器187R、187T。

总之，在图15所示的实施形态中，是将交流电压检测器15检测出的R相、T相的电源电压的有效分量e_P及无效分量e_Q叠加于作为电流控制器183R、183T的输出的有效、无效电压指令v_P*、v_Q*，而在图17所示的本实施形态中，将交流电压检测器15检测出的R相、T相的电源电压的有效分量e_P及无效分量e_Q通过高通滤波器188R、188T叠加于作为电流控制器183R、183T的输出的有效、无效电压指令v_P*、v_Q*。

如在可控硅变换器的控制装置的实施形态中说明过的那样，交流电源5的电压变动对控制系统产生不良影响是在变动的速度快的情况下。而与控制系统的响应速度相比较慢的变动对控制系统几乎不产生影响。

因此，只将交流电源5的电压的快速变动的分量叠加于电压指令上，就能够消除交流电源5的电压变动对控制系统的影响。

在图17中，利用高通滤波器188R、188T从R相、T相的电源电压的有效分量e_P及无效分量e_Q提取交流电源5的电压变化部分，用加法器187R、187T叠加在作为电流控制器183R、183T的输出的电压指令v_P*、v_Q*上，以对电压指令进行修正。

借助于此，可以消除交流电源5的变动对控制系统的影响。

第16实施形态

图18是表示本实施形态的PWM变换器的控制装置的结构例的电路图，与图17相同的部分标以相同的符号并省略其说明，这里只对不同的部分进行叙述。

本实施形态的PWM变换器的控制装置如图18所示，是从图17的结构省去加法器187T和高通滤波器188T的结构。

也就是说，在图17所示的实施形态中，交流电压检测器15检测出的R相、T相的电源电压的有效分量e_P及无效分量e_Q的变化量被叠加于作为电流控制器183R、183T的输出的有效、无效电压指令v_P*、v_Q*，而在图18所示的本实施形态中，只有交流电压检测器15检测出的R相、T相的电源电压的有效分量e_P的变化量被叠加于作为电流控制器183R的输出的有效电压指令v_P*。

对与图17相同的部分的作用省略其说明，这里只对不同的部分的作用进行叙述。

如上述图16所示的实施形态所说明的那样，交流电源5的电压振幅的变动等多数表现在有效成分e_P上。

因此，如图18所示的本实施形态那样，即使只叠加上有效分量e_P的变化量，也能够得到抑制交流电源5的电压变动引起的交流电流变动的效果。

其他实施形态

(a)在上述图(1)中，对检测出交流电源5的电压的电压检测器15设置于电源变压器6的次级侧的情况的例子进行了说明，但是并不限于此，如上述图20所示的情况那样，显然也可以设置于电源变压器6的初级侧。

又，为了提高平滑效果，也有将电抗线圈加在可控硅变换器3与平滑电容器4之间的做法，本发明也可以使用于那样的结构。

而且，当然这些做法在上述其他实施形态的情况下也是也是相同的。

(b)即使是像上述图2那样不进行电流控制的结构的情况下，也有为了改善响应特性，将包含负载侧的电流等叠加于电压控制回路以进行补偿的结构，但是本发明对于那样的结构同样能够使用，利用将相位控制器14的输入除以作为振幅运算器20的输出的交流电源电压振幅，可以得到与上述情况相同的效果。

(c)在上述图(12)中，对具有图9所示的结构的振幅运算器20使用移动平均运算器208的情况的例子进行了说明，但是并不限于此，显然对于具有图10及图11所示的结构的振幅运算器20，移动平均运算器208同样能够使用。

如上所述，采用本发明的可控硅变换器的控制装置，即使交流电源电压发生变动，也能够实现不受交流电源5的电压变动的影响的可控硅变换器的控制装置。

借助于此，即使在交流电源5的电压发生变动时，也能够稳定地控制直流电路电压，能够向负载提供经常保持稳定的电力。

另一方面，采用本发明的PWM变换器的控制装置，可以抑制交流电源电压的变动引起的直流电路电压的变动及交流电流的变动，能够向负载提供经常保持稳定的电力。

又可以得到能防止交流电源电压急剧变化时装置的过电流等的发生，不至于发生装置停止的情况的能连续运行的PWM变换器的控制装置。

Claims

1.一种变换器的控制装置，具备：

对将交流电源电压顺变换为直流电压，向负载提供直流电的可控硅变换器的直流电路电压进行反馈控制，输出所述可控硅变换器的输出电流指令的电压控制手段、

对所述可控硅变换器的输出直流电流进行反馈控制，输出所述可控硅变换器的输出电压指令的电流控制手段，以及

控制可控硅变换器的可控硅触发相位角，使所述可控硅变换器的输出电压平均值与可控硅变换器的输出电压指令成比例的相位控制手段，

其特征在于，具有上述结构的可控硅变换器的控制装置还具备

检测所述交流电源电压的交流电压检测手段，以及

计算与所述交流电压检测手段检测出的交流电压的振幅成比例的信号的振幅运算手段，

能够将作为所述电流控制手段的输出的可控硅变换器的输出电压指令除以作为所述振幅运算手段的输出的交流电源电压振幅，以此对所述可控硅变换器的输出电压指令进行修正。

2.一种变换器的控制装置，具备：

对将交流电源电压顺变换为直流电压，向负载提供直流电的可控硅变换器的直流电路电压进行反馈控制，输出可控硅变换器的输出电压指令的电压控制手段，以及

控制所述可控硅变换器的可控硅触发相位角，使所述可控硅变换器的输出电压平均值与所述可控硅变换器的输出电压指令成比例的相位控制手段，

检测所述交流电源电压的交流电压检测手段，以及

能够将作为所述电压控制手段的输出的可控硅变换器的输出电压指令除以作为所述振幅运算手段的输出的交流电源电压振幅，以此对所述可控硅变换器的输出电压指令进行修正。

3.一种变换器的控制装置，具备：

对将交流电源电压顺变换为直流电压，向负载提供直流电的可控硅变换器的直流电路的电压基准进行规定的电压基准手段，以及

控制可控硅变换器的可控硅触发相位角，使所述可控硅变换器的输出电压平均值与所述电压基准成比例的相位控制手段，

检测所述交流电源电压的交流电压检测手段，以及

能够将所述电压基准除以作为所述振幅运算手段的输出的交流电源电压振幅，以此对所述电压基准进行修正。

4.一种变换器的控制装置，具备：

控制可控硅变换器的可控硅触发相位角，使所述可控硅变换器的输出电压平均值与所述可控硅变换器的输出电压指令成比例的相位控制手段，

具有上述结构的可控硅变换器的控制装置还具备

检测所述交流电源电压的交流电压检测手段、

计算与所述交流电压检测手段检测出的交流电压的振幅成比例的信号的振幅运算手段、

求所述振幅运算手段的输出的倒数的倒数运算手段，以及

求与所述倒数运算手段的输出的时间变化成比例的量的高通滤波器，

使所述可控硅变换器的输出电压指令只增加作为所述电流控制手段的输出的可控硅变换器的输出电压指令与所述高通滤波器的输出的乘积的值，以此对所述可控硅变换器的输出电压指令进行修正。

5.一种变换器的控制装置，具备：

对将交流电源电压顺变换为直流电压，向负载提供直流电的可控硅变换器的直流电路电压进行反馈控制，输出所述可控硅变换器的输出电压指令的电压控制手段，以及

检测所述交流电源电压的交流电压检测手段、

求所述振幅运算手段的输出的倒数的倒数运算手段，以及

6.一种变换器的控制装置，具备：

对将交流电源电压顺变换为直流电压，向负载提供直流电的可控硅变换器的直流电路电压进行反馈控制，输出所述变换器的输出电压指令的电压控制手段、

对所述变换器的输出直流电流进行反馈控制，输出所述变换器的输出电压指令的电流控制手段，以及

控制所述可控硅变换器的可控硅触发相位角，使所述可控硅变换器的输出电压平均值与所述输出电压指令成比例的相位控制手段，

检测所述交流电源电压的交流电压检测手段、

计算与所述交流电压检测手段检测出的交流电压的振幅成比例的信号的振幅运算手段，以及

求与作为所述振幅运算手段的输出的交流电压振幅的时间变化成比例的量的高通滤波器，

从作为所述电压控制手段的输出的可控硅变换器的输出电压指令减去所述高通滤波器的输出，以此对所述可控硅变换器的输出电压指令进行修正。

7.一种变换器的控制装置，具备：

检测所述交流电源电压的交流电压检测手段、

从作为所述电压控制手段的输出的可控硅变换器的输出电压指令减去高通滤波器的输出，以此对所述可控硅变换器的输出电压指令进行修正。

8.根据权利要求1～7中的任一项所述的变换器的控制装置，其特征在于，

所述振幅运算手段由

将所述交流电压检测手段检测出的交流电压变换为正交的2相信号的2相变换手段、

对作为所述2相变换手段的输出的2相信号分别求其平方再求和的平方和运算手段、

求所述平方和运算手段的输出的平方根的平方根运算手段，以及

抑制所述平方根运算手段的输出信号的纹波用的低通滤波器构成。

9.根据权利要求1～7中的任一项所述的变换器的控制装置，其特征在于，

所述振幅运算手段由

求所述交流电压检测手段检测出的交流电压的瞬时平均值的平均电压运算手段、

从所述交流电压检测手段检测出的交流电压分别减去作为所述平均电压运算手段的输出的瞬时平均值的减法运算手段、

将所述减法运算手段的输出变换为正交的2相信号的2相变换手段、

10.根据权利要求1～7中的任一项所述的变换器的控制装置，

其特征在于，所述振幅运算手段由

将所述交流电压检测手段检测出的交流电压作为输入进行全波整流的全波整流手段，以及

抑制所述全波整流手段的输出信号的纹波用的低通滤波器构成。

11.根据权利要求8所述的变换器的控制装置，其特征在于，所述低通滤波器对输入信号的移动平均进行计算、输出。

12.根据权利要求9所述的变换器的控制装置，其特征在于，所述低通滤波器对输入信号的移动平均进行计算、输出。

13.根据权利要求10所述的变换器的控制装置，其特征在于，所述低通滤波器对输入信号的移动平均进行计算、输出。