JP3403056B2 - コンバータの制御装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、交流電源電圧を直
流電圧に順変換して負荷に直流電力を供給するサイリス
タコンバータあるいはパルス幅変調（以下、ＰＷＭと称
する）コンバータの制御装置に係り、特に交流電源電圧
変動に対しての電圧制御の安定性を高めるようにしたコ
ンバータの制御装置に関するものである。

【０００２】

【従来の技術】一般に、サイリスタコンバータ、あるい
はＰＷＭコンバータは、多くの分野で使われてきてお
り、その使い方も様々である。そして、このサイリスタ
コンバータの制御装置としては、例えば“特開平８−３
２２２６２号公報”等に開示されているものを初め、多
数のものがある。

【０００３】図１９は、この種の従来のサイリスタコン
バータの制御装置の基本的な構成例を示す回路図であ
る。

【０００４】図１９において、１はインバータ、２は電
動機、３はサイリスタコンバータ、４は平滑コンデン
サ、５は交流電源、６は電源トランス、７は電圧基準回
路、８は電圧検出器、９は比較器、１０は電圧制御器、
１１は電流検出器、１２は比較器、１３は電流制御器、
１４は位相制御器であり、図示のように構成されてい
る。

【０００５】すなわち、交流電源５から電源トランス６
を介して入力される交流電力を、サイリスタコンバータ
３で直流電力に変換し、平滑コンデンサ４により直流電
圧Ｖ_dcのリップルを抑制する。そして、この平滑された
直流電圧Ｖ_dcを、インバータ１により３相交流電圧に逆
変換して、電動機２を駆動する。

【０００６】一方、サイリスタコンバータ３の電圧制御
は、電圧基準回路７から与えられる直流回路の電圧基準
と、電圧検出器８により検出された平滑コンデンサ４の
直流電圧Ｖ_dcとを比較器９で比較し、電圧制御器１０に
よりフィードバック制御することで行なう。

【０００７】さらに、電圧制御器１０の出力であるサイ
リスタコンバータ３の出力電流指令と、電流検出器１１
により検出されたサイリスタコンバータ３の出力電流と
を比較器１２で比較し、電流制御器１３によりフィード
バック制御することでサイリスタコンバータ３の出力電
圧指令を出力する。

【０００８】そして、電流制御器１３の出力であるサイ
リスタコンバータ３の出力電圧指令に比例したサイリス
タコンバータ３の出力電圧平均値が得られるように、位
相制御器１４によりサイリスタコンバータ３のサイリス
タ点弧位相角を制御するという周知の構成である。

【０００９】この場合、交流電源５の電圧振幅をＶ_acと
した時に、サイリスタの点弧位相角αとサイリスタコン
バータ３の出力電圧平均値Ｖ_c との関係は、下記（１）
式に示すようになるので、位相制御器１４は、入力であ
るサイリスタコンバータ３の出力電圧指令Ｖ_c ^* に対し
て、下記（２）式が成立するように点弧位相角αを決定
する。

【００１０】 Ｖ_c ＝Ｖ_acｃｏｓ（α） …（１） α＝ｃｏｓ^-1（Ｖ_c ^* ） …（２） そして、上記式を満足するように、位相制御器１４によ
りサイリスタの点弧位相角αを制御し、下記（３）式に
示すように、サイリスタコンバータ３の出力電圧指令Ｖ
_c ^* に比例したサイリスタコンバータ３の出力電圧平均
値Ｖ_c を得ることができる。

【００１１】 Ｖ_c ＝Ｖ_acＶ_c ^* …（３） このようにして、サイリスタコンバータ３の直流回路電
圧を制御し、負荷である電動機２に直流電力を供給す
る。

【００１２】なお、負荷としては、図１９に示すインバ
ータ１と電動機２のものに限らず、様々な直流負荷に適
用できることは言うまでもない。

【００１３】

【発明が解決しようとする課題】ところで、このような
サイリスタコンバータの制御装置において、前述のよう
に、サイリスタコンバータ３の出力電圧指令Ｖ_c ^* と出
力電圧平均値Ｖ_c との間に比例関係が成立するのは、交
流電源５の電圧振幅Ｖ_acが一定の場合の時だけである。

【００１４】従って、交流電源５の電圧振幅Ｖ_acが変化
した場合には、その変化量に比例してサイリスタコンバ
ータ３の出力電圧平均値Ｖ_c も変化し、このことが外乱
となって制御に悪影響をもたらす。そして、交流電源５
の電源変動が起こると、平滑コンデンサ４の直流電圧Ｖ
_dcを電圧基準値に追従させることができず、負荷である
電動機２の運転に影響を与える可能性がある。

【００１５】なお、以上はサイリスタコンバータの場合
についてであるが、より高速制御応答を実現できるコン
バータとして、トランジスタ等を用いたＰＷＭコンバー
タが知られている。

【００１６】図２０は、この種の従来のＰＷＭコンバー
タの制御装置の基本的な構成例を示す回路図である。

【００１７】すなわち、図２０に示すように、主回路と
しては、前記図１９の構成におけるサイリスタコンバー
タ３の代わりにＰＷＭコンバータ３ａを、また電源トラ
ンス６の代わりにリアクトルとコンデンサ等から構成し
た電源フィルタ６ａを備えた構成となっている。

【００１８】一方、ＰＷＭコンバータ３ａの電圧制御
は、前記図１９の場合と同様に、電圧基準回路７から与
えられる直流回路の電圧基準と、電圧検出器８により検
出された平滑コンデンサ４の直流電圧Ｖ_dcとを比較器９
で比較し、電圧制御器１０によりフィードバック制御す
ることで行なう。

【００１９】また、交流電圧検出器１５により検出され
た電源電圧から、位相検出器１６により電源に同期した
信号に変換する。

【００２０】位相検出器１６は、フィルタや移相回路等
から構成され、出力Ｓ_P ，Ｓ_Q は交流電源５の相電圧に
同期した正弦波信号であり、ＰＷＭコンバータ３ａの交
流電流制御の基準位相となる。

【００２１】さらに、電圧制御器１０の出力は、有効電
流指令ｉ_P ^* であり、無効電流基準器１７から与えられ
る無効電流指令ｉ_Q ^* がＰＷＭコンバータ３ａの交流電
流に対する指令値となる。

【００２２】また、有効および無効電流制御器１８は、
位相検出器１６から出力される電源同期信号Ｓ_P ，Ｓ_Q
を用いて、電流検出器１１Ｒ，１１Ｔにより検出された
交流電流ｉ_R およびｉ_T の電源位相と同相な成分が有効
電流指令ｉ_P ^* に、電源位相と直交する成分が無効電流
指令ｉ_Q ^* にそれぞれ追従するように、３相の電圧指令
ν_R ^* ，ν_S ^* ，ν_T ^* を出力する。

【００２３】そして、この３相の電圧指令ν_R ^* ，ν_S
^* ，ν_T ^* をＰＷＭ制御回路１９によりパルス幅変調
し、ＰＷＭ制御回路１９の出力によりＰＷＭコンバータ
３ａのトランジスタ等のスイッチングデバイスをオンオ
フするという周知の構成である。

【００２４】図２１は、図２０における有効および無効
電流制御器１８の一例を示す構成図である。

【００２５】図２１において、１８１は座標変換器、１
８２Ｒ，１８２Ｔは比較器、１８３Ｒ，１８３Ｔは電流
制御器、１８４は反転加算器である。

【００２６】すなわち、座標変換器１８１の出力である
交流電流指令ｉ_R ^* ，ｉ_T ^* と、検出された各相電流ｉ
_R ，ｉ_T とを、それぞれ比較器１８２Ｒ，１８２Ｔによ
り比較し、この比較結果を電流制御器１８３Ｒ，１８３
Ｔにより増幅して、Ｒ相，Ｔ相の電圧指令ν_R ^* ，ν_T
^* を得る。

【００２７】また、Ｓ相の電圧指令ν_S ^* は、Ｒ相，Ｔ
相の電圧指令ν_R ^* ，ν_T ^* を、反転加算器１８４によ
り極性反転して加算することで得る。

【００２８】なお、図２１では、２相だけを電流制御す
るようにしているが、３相分を電流制御する構成もあ
る。

【００２９】また、電源フィルタ６ａの代わりに、電源
トランスを用いる場合もある。

【００３０】図２２（ａ）は、図２１における座標変換
器１８１の一例を示す構成図である。

【００３１】図２２（ａ）において、１８１Ａ，１８１
Ｂ，１８１Ｃ，１８１Ｄは乗算器、１８１Ｅは減算器、
１８１Ｆは加算器、１８１Ｇ，１８１Ｈは係数器、１８
１Ｉは加算器である。

【００３２】図２２（ｂ）は、位相検出器１６から出力
される電源同期信号Ｓ_P ，Ｓ_Q の位相関係を示す信号波
形図である。

【００３３】図２２（ｂ）において、Ｓ_P は交流電源５
のＲ相電圧ｅ_R と同相な電源同期信号、Ｓ_Q は電源同期
信号Ｓ_P よりも９０゜遅れた電源同期信号である。

【００３４】図２２（ａ）において、電源同期信号
Ｓ_P ，Ｓ_Q と有効電流指令ｉ_P ^* あるいは無効電流指令
ｉ_Q ^* とを、４つの乗算器１８１Ａ，１８１Ｂ，１８１
Ｃ，１８１Ｄにより乗算する。

【００３５】そして、この乗算結果は、減算器１８１Ｅ
あるいは加算器１８１Ｆにより減算もしくは加算して、
それぞれの出力ｘおよびｙは次のようになる。

【００３６】ｘ＝ｉ_P ^* Ｓ_P −ｉ ^* Ｓ_Q ｙ＝ｉ_P ^* Ｓ＋ｉ ^* Ｓ_P ここで、Ｓ_P ＝ｃｏｓ（ωｔ），Ｓ_Q ＝ｓｉｎ（ωｔ）
とすれば、上記式は次のようになる。

【００３７】 ｘ＝ｉ_P ^* ｃｏｓ（ωｔ）−ｉ_Q ^* ｓｉｎ（ωｔ） ｙ＝ｉ_P ^* ｓｉｎ（ωｔ）＋ｉ_Q ^* ｃｏｓ（ωｔ） ＝ｉ_P ^* ｃｏｓ（ωｔ−９０゜）−ｉ_Q ^* ｓｉｎ（ωｔ−９０゜） すなわち、ｘ＝ｉ_R ^* はＲ相電源電圧に同相な成分がｉ
_P ^* 、直交する成分がｉ_Q ^* の交流電流指令であり、ｙ
は同じ同相成分ｉ_P ^* 、および直交成分ｉ_Q ^*を持つ交
流電流指令で、ｘよりも９０゜遅れた信号である。

【００３８】係数器１８１Ｇおよび１８１Ｈと加算器１
８１Ｉは、上記出力ｘとｙから、次式のような直交２相
／３相変換演算により、Ｔ相の電流指令を求める。

【００３９】ｉ_T ^* ＝（ｘ＋２ｙ）／√３ 以上の図２２の処理は周知の座標変換であり、結果とし
て、電源電圧と同相成分がｉ_P ^* 、直交成分がｉ_Q ^* の
Ｒ相およびＴ相の電流指令ｉ_R ^* およびｉ_T ^*が得られ
る。

【００４０】なお、図２２では、電源同期信号として９
０゜位相差の信号を用いているが、１２０゜位相差の同
期信号を用いる等、座標変換の構成としては種々のもの
がある。

【００４１】ところで、ＰＷＭコンバータ３ａは、制御
応答が前述のサイリスタコンバータ３よりも速いことか
ら、外乱の影響も少ない。

【００４２】しかしながら、交流電源５とＰＷＭコンバ
ータ３ａとの間のインダクタンスが小さい場合には、交
流電源５の電圧変動によって交流電流が影響を受け、過
電流に至る場合もある。

【００４３】本発明の目的は、交流電源電圧変動に対し
ての電圧制御の安定性を高くすることが可能なコンバー
タの制御装置を提供することにある。

【００４４】

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するた
めに、請求項１の発明では、交流電源電圧を直流電圧に
順変換して負荷に直流電力を供給するサイリスタコンバ
ータの直流回路電圧をフィードバック制御してサイリス
タコンバータの出力電流指令を出力する電圧制御手段
と、サイリスタコンバータの出力直流電流をフィードバ
ック制御してサイリスタコンバータの出力電圧指令を出
力する電流制御手段と、サイリスタコンバータの出力電
圧指令にサイリスタコンバータの出力電圧平均値が比例
するようにサイリスタコンバータのサイリスタ点弧位相
角を制御する位相制御手段とを備えて構成されるサイリ
スタコンバータの制御装置において、交流電源電圧を検
出する交流電圧検出手段と、交流電圧検出手段により検
出された交流電圧の振幅に比例した信号を演算する振幅
演算手段とを備え、電流制御手段の出力であるサイリス
タコンバータの出力電圧指令を振幅演算手段の出力であ
る交流電源電圧振幅で除算することで、サイリスタコン
バータの出力電圧指令を補正するようにしている。

【００４５】従って、請求項１の発明のコンバータの制
御装置においては、電流制御手段をマイナループに持つ
サイリスタコンバータの制御装置において、交流電源電
圧を検出して、その振幅に比例した信号を演算し、この
交流電源電圧振幅でサイリスタコンバータの出力電圧指
令を除算することによってサイリスタコンバータの出力
電圧指令を補正することにより、交流電源電圧変動の影
響を緩和することができる。

【００４６】また、請求項２の発明では、交流電源電圧
を直流電圧に順変換して負荷に直流電力を供給するサイ
リスタコンバータの直流回路電圧をフィードバック制御
してサイリスタコンバータの出力電圧指令を出力する電
圧制御手段と、サイリスタコンバータの出力電圧指令に
サイリスタコンバータの出力電圧平均値が比例するよう
にサイリスタコンバータのサイリスタ点弧位相角を制御
する位相制御手段とを備えて構成されるサイリスタコン
バータの制御装置において、交流電源電圧を検出する交
流電圧検出手段と、交流電圧検出手段により検出された
交流電圧の振幅に比例した信号を演算する振幅演算手段
とを備え、電圧制御手段の出力であるサイリスタコンバ
ータの出力電圧指令を振幅演算手段の出力である交流電
源電圧振幅で除算することで、サイリスタコンバータの
出力電圧指令を補正するようにしている。

【００４７】従って、請求項２の発明のコンバータの制
御装置においては、電流制御手段をマイナループに持た
ないサイリスタコンバータの制御装置において、交流電
源電圧を検出して、その振幅に比例した信号を演算し、
この交流電源電圧振幅でサイリスタコンバータの出力電
圧指令を除算することによってサイリスタコンバータの
出力電圧指令を補正することにより、交流電源電圧変動
の影響を緩和することができる。

【００４８】さらに、請求項３の発明では、交流電源電
圧を直流電圧に順変換して負荷に直流電力を供給するサ
イリスタコンバータの直流回路の電圧基準を定める電圧
基準回路と、電圧基準にサイリスタコンバータの出力電
圧平均値が比例するようにサイリスタコンバータのサイ
リスタ点弧位相角を制御する位相制御手段とを備えて構
成されるサイリスタコンバータの制御装置において、交
流電源電圧を検出する交流電圧検出手段と、交流電圧検
出手段により検出された交流電圧の振幅に比例した信号
を演算する振幅演算手段とを備え、電圧基準を振幅演算
手段の出力である交流電源電圧振幅で除算することで、
電圧基準を補正するようにしている。

【００４９】従って、請求項３の発明のコンバータの制
御装置においては、与えられた電圧基準をサイリスタコ
ンバータの出力電圧指令とするオープンループのサイリ
スタコンバータの制御装置において、交流電源電圧を検
出して、その振幅に比例した信号を演算し、この交流電
源電圧振幅で与えられた電圧基準を除算することによっ
て電圧基準を補正することにより、交流電源電圧変動の
影響を緩和することができる。

【００５０】一方、請求項４の発明では、交流電源電圧
を直流電圧に順変換して負荷に直流電力を供給するサイ
リスタコンバータの直流回路電圧をフィードバック制御
してサイリスタコンバータの出力電流指令を出力する電
圧制御手段と、サイリスタコンバータの出力直流電流を
フィードバック制御してサイリスタコンバータの出力電
圧指令を出力する電流制御手段と、サイリスタコンバー
タの出力電圧指令にサイリスタコンバータの出力電圧平
均値が比例するようにサイリスタコンバータのサイリス
タ点弧位相角を制御する位相制御手段とを備えて構成さ
れるサイリスタコンバータの制御装置において、交流電
源電圧を検出する交流電圧検出手段と、交流電圧検出手
段により検出された交流電圧の振幅に比例した信号を演
算する振幅演算手段と、振幅演算手段の出力の逆数を求
める逆数演算手段と、逆数演算手段の出力の時間変化に
比例した量を求めるハイパスフィルタとを備え、電流制
御手段の出力であるサイリスタコンバータの出力電圧指
令にハイパスフィルタの出力を乗算した量だけ増加させ
ることで、サイリスタコンバータの出力電圧指令を補正
するようにしている。

【００５１】従って、請求項４の発明のコンバータの制
御装置においては、電流制御手段をマイナループに持つ
サイリスタコンバータの制御装置において、交流電源電
圧を検出して、その振幅に比例した信号を演算し、この
交流電源電圧振幅の逆数を求めて、その時間変化に比例
した量を求め、この量を乗算した量だけサイリスタコン
バータの出力電圧指令に増加させることによってサイリ
スタコンバータの出力電圧指令を補正することにより、
交流電源電圧変動の影響を緩和することができる。

【００５２】また、請求項５の発明では、交流電源電圧
を直流電圧に順変換して負荷に直流電力を供給するサイ
リスタコンバータの直流回路電圧をフィードバック制御
してサイリスタコンバータの出力電圧指令を出力する電
圧制御手段と、サイリスタコンバータの出力電圧指令に
サイリスタコンバータの出力電圧平均値が比例するよう
にサイリスタコンバータのサイリスタ点弧位相角を制御
する位相制御手段とを備えて構成されるサイリスタコン
バータの制御装置において、交流電源電圧を検出する交
流電圧検出手段と、交流電圧検出手段により検出された
交流電圧の振幅に比例した信号を演算する振幅演算手段
と、振幅演算手段の出力の逆数を求める逆数演算手段
と、逆数演算手段の出力の時間変化に比例した量を求め
るハイパスフィルタとを備え、電流制御手段の出力であ
るサイリスタコンバータの出力電圧指令にハイパスフィ
ルタの出力を乗算した量だけ増加させることで、サイリ
スタコンバータの出力電圧指令を補正するようにしてい
る。

【００５３】従って、請求項５の発明のコンバータの制
御装置においては、電流制御手段をマイナループに持た
ないサイリスタコンバータの制御装置において、交流電
源電圧を検出して、その振幅に比例した信号を演算し、
この交流電源電圧振幅の逆数を求めて、その時間変化に
比例した量を求め、この量を乗算した量だけサイリスタ
コンバータの出力電圧指令値に増加させることによって
サイリスタコンバータの出力電圧指令を補正することに
より、交流電源電圧変動の影響を緩和することができ
る。

【００５４】さらに、請求項６の発明では、交流電源電
圧を直流電圧に順変換して負荷に直流電力を供給するサ
イリスタコンバータの直流回路電圧をフィードバック制
御してコンバータの出力電流指令を出力する電圧制御手
段と、コンバータの出力直流電流をフィードバック制御
してコンバータの出力電圧指令を出力する電流制御手段
と、出力電圧指令にサイリスタコンバータの出力電圧平
均値が比例するようにコンバータのサイリスタ点弧位相
角を制御する位相制御手段からなるサイリスタコンバー
タの制御装置において、交流電源電圧を検出する交流電
圧検出手段と、交流電圧検出手段により検出された交流
電圧の振幅に比例した信号を演算する振幅演算手段と、
振幅演算手段の出力である交流電圧振幅の時間変化に比
例した量を求めるハイパスフィルタとを備え、電圧制御
手段の出力であるサイリスタコンバータの出力電圧指令
からハイパスフィルタの出力を引算することで、サイリ
スタコンバータの出力電圧指令を補正するようにしてい
る。

【００５５】従って、請求項６の発明のコンバータの制
御装置においては、電流制御手段をマイナループに持つ
サイリスタコンバータの制御装置において、交流電源電
圧を検出して、その振幅に比例した信号を演算し、この
交流電源電圧振幅の時間変化に比例した量を求め、この
量をサイリスタコンバータの出力電圧指令から引算する
ことによってサイリスタコンバータの出力電圧指令を補
正することにより、交流電源電圧変動の影響を緩和する
ことができる。

【００５６】さらにまた、請求項７の発明では、交流電
源電圧を直流電圧に順変換して負荷に直流電力を供給す
るサイリスタコンバータの直流回路電圧をフィードバッ
ク制御してサイリスタコンバータの出力電圧指令を出力
する電圧制御手段と、サイリスタコンバータの出力電圧
指令にサイリスタコンバータの出力電圧平均値が比例す
るようにサイリスタコンバータのサイリスタ点弧位相角
を制御する位相制御手段とを備えて構成されるサイリス
タコンバータの制御装置において、交流電源電圧を検出
する交流電圧検出手段と、交流電圧検出手段により検出
された交流電圧の振幅に比例した信号を演算する振幅演
算手段と、振幅演算手段の出力である交流電圧振幅の時
間変化に比例した量を求めるハイパスフィルタとを備
え、電圧制御手段の出力であるサイリスタコンバータの
出力電圧指令からハイパスフィルタの出力を引算するこ
とで、サイリスタコンバータの出力電圧指令を補正する
ようにしている。

【００５７】従って、請求項７の発明のコンバータの制
御装置においては、電流制御手段をマイナループに持た
ないサイリスタコンバータの制御装置において、交流電
源電圧を検出して、その振幅に比例した信号を演算し、
この交流電圧振幅の時間変化に比例した量を求め、この
量をサイリスタコンバータの出力電圧指令値から引算す
ることによってサイリスタコンバータの出力電圧指令を
補正することにより、交流電源電圧変動の影響を緩和す
ることができる。

【００５８】なお、特に上記振幅演算手段は、例えば請
求項８に記載したように、交流電圧検出手段により検出
された交流電圧を直交する２相信号に変換する２相変換
手段と、２相変換手段の出力である２相信号をそれぞれ
２乗して加算する２乗加算手段と、２乗加算手段の出力
の平方根を求める平方根演算手段と、平方根演算手段の
出力信号のリプルを抑制するためのローパスフィルタと
から構成することが好ましい。

【００５９】また、上記振幅演算手段は、例えば請求項
９に記載したように、交流電圧検出手段により検出され
た交流電圧の瞬時平均値を求める平均電圧演算手段と、
平均電圧演算手段の出力である瞬時平均値を交流電圧検
出手段により検出された交流電圧からそれぞれ引算する
減算手段と、減算手段の出力を直交する２相信号に変換
する２相変換手段と、２相変換手段の出力である２相信
号をそれぞれ２乗して加算する２乗加算手段と、２乗加
算手段の出力の平方根を求める平方根演算手段と、平方
根演算手段の出力信号のリプルを抑制するためのローパ
スフィルタとから構成することが好ましい。

【００６０】さらに、上記振幅演算手段は、例えば請求
項１０に記載したように、交流電圧検出手段により検出
された交流電圧を入力として全波整流する全波整流手段
と、全波整流手段の出力信号のリプルを抑制するための
ローパスフィルタとから構成することが好ましい。

【００６１】ここで、特に上記ローパスフィルタは、例
えば請求項１１に記載したように、入力信号の移動平均
を演算して出力することが好ましい。

【００６２】一方、上記の目的を達成するために、交流
電源電圧を直流電圧に順変換して負荷に直流電力を供給
するパルス幅変調（ＰＷＭ）コンバータの直流回路電圧
をフィードバック制御して交流電流の有効電流指令を出
力する電圧制御手段と、ＰＷＭコンバータの交流電流の
無効電流指令を定める無効電流基準手段と、ＰＷＭコン
バータの交流電流の電源電圧に対する同相成分および直
交成分がそれぞれ有効電流指令および無効電流指令に追
従するようにＰＷＭコンバータの交流電圧指令を決める
有効および無効電流制御手段と、交流電圧指令にＰＷＭ
コンバータの交流電圧平均値が比例するようにＰＷＭコ
ンバータをＰＷＭ制御するＰＷＭ制御手段とを備えて構
成されるＰＷＭコンバータの制御装置において、請求項
１２の発明では、交流電源の各相電圧を検出する交流電
圧検出手段を備え、交流電圧検出手段により検出された
交流電圧に比例した信号を、有効および無効電流制御手
段の出力である各相の交流電圧指令に重畳するようにし
ている。

【００６３】従って、請求項１２の発明のコンバータの
制御装置においては、電流制御ループを持つＰＷＭコン
バータの制御装置において、交流電源の各相電圧を検出
して、それに比例した信号を各相の交流電圧指令に重畳
することにより、交流電源電圧変動の影響を緩和するこ
とができる。

【００６４】また、請求項１３の発明では、交流電源の
各相電圧を検出する交流電圧検出手段と、交流電圧検出
手段により検出された交流電圧を、基準位相に同相な成
分および直交する成分に変換する座標変換手段とを備
え、座標変換手段の出力である交流電圧同相成分に比例
した信号を有効電圧指令に、また交流電圧直交成分に比
例した信号を無効電圧指令にそれぞれ重畳するようにし
ている。

【００６５】従って、請求項１３の発明のコンバータの
制御装置においては、交流電流を基準位相と同相な成分
および直交する成分に変換して電流制御した結果として
有効および無効電圧指令を得るＰＷＭコンバータの制御
装置において、交流電源の各相電圧を検出して、それを
基準位相との同相成分および直交成分に変換し、この交
流電圧同相成分に比例した信号を有効電圧指令に、また
交流電圧直交成分に比例した信号を無効電圧指令にそれ
ぞれ重畳することにより、交流電源電圧変動の影響を緩
和することができる。

【００６６】さらに、請求項１４の発明では、交流電源
の各相電圧を検出する交流電圧検出手段と、交流電圧検
出手段により検出された交流電圧から基準位相との同相
成分を求める座標変換手段とを備え、座標変換手段の出
力である交流電圧同相成分に比例した信号を有効電圧指
令に重畳するようにしている。

【００６７】従って、請求項１４の発明のコンバータの
制御装置においては、交流電流を基準位相と同相な成分
および直交する成分に変換して電流制御した結果として
有効および無効電圧指令を得るＰＷＭコンバータの制御
装置において、交流電源の各相電圧を検出して、それか
ら基準位相との同相成分を求め、この交流電圧同相成分
に比例した信号を有効電圧指令に重畳することにより、
交流電源電圧変動の影響を緩和することができる。

【００６８】また、請求項１５の発明では、交流電源の
各相電圧を検出する交流電圧検出手段と、交流電圧検出
手段により検出された交流電圧を、基準位相に同相な成
分および直交する成分に変換する座標変換手段と、座標
変換手段の出力である交流電圧同相成分および直交成分
の時間変化に比例した量をそれぞれ求めるハイパスフィ
ルタとを備え、ハイパスフィルタの出力である交流電圧
同相成分変動量を有効電圧指令に、また交流電圧直交成
分変動量を無効電圧指令にそれぞれ重畳するようにして
いる。

【００６９】従って、請求項１５の発明のコンバータの
制御装置においては、交流電流を基準位相と同相な成分
および直交する成分に変換して電流制御した結果として
有効および無効電圧指令を得るＰＷＭコンバータの制御
装置において、交流電源の各相電圧を検出して、それを
基準位相との同相成分および直交成分に変換し、さらに
この交流電圧同相成分および直交成分の時間変化に比例
した量をそれぞれ求め、この交流電圧同相成分変動量を
有効電圧指令に、また交流電圧直交成分変動量を無効電
圧指令にそれぞれ重畳することにより、交流電源電圧変
動の影響を緩和することができる。

【００７０】さらに、請求項１６の発明では、交流電源
の各相電圧を検出する交流電圧検出手段と、交流電圧検
出手段により検出された交流電圧から基準位相との同相
成分を求める座標変換手段と、座標変換手段の出力であ
る交流電圧同相成分の時間変化に比例した量を求めるハ
イパスフィルタとを備え、ハイパスフィルタの出力であ
る交流電圧同相成分変動量を有効電圧指令に重畳するよ
うにしている。

【００７１】従って、請求項１６の発明のコンバータの
制御装置においては、交流電流を基準位相と同相な成分
および直交する成分に変換して電流制御した結果として
有効および無効電圧指令を得るＰＷＭコンバータの制御
装置において、交流電源の各相電圧を検出して、それか
ら基準位相との同相成分を求め、この交流電圧同相成分
の時間変化に比例した量を求め、この交流電圧同相成分
変動量を有効電圧指令に重畳することにより、交流電源
電圧変動の影響を緩和することができる。

【００７２】以上により、交流電源電圧変動に対しての
電圧制御の安定性を高くできる。

【００７３】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態につい
て図面を参照して詳細に説明する。

【００７４】（第１の実施の形態）図１は、本実施の形
態によるサイリスタコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図１９と同一部分には同一符号を付し
てその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ
述べる。

【００７５】すなわち、本実施の形態のサイリスタコン
バータの制御装置は、図１に示すように、交流電圧検出
器１５と、振幅演算器２０と、割り算器２１とを、図１
９に付加した構成としている。

【００７６】交流電圧検出器１５は、サイリスタコンバ
ータ３の入力交流電圧、すなわち交流電源５の電圧を検
出する。

【００７７】振幅演算器２０は、交流電圧検出器１５に
より検出された交流電圧の振幅に比例した信号を演算す
る。

【００７８】割り算器２１は、電流制御器１３の出力で
あるサイリスタコンバータの出力電圧指令を、振幅演算
器２０の出力である交流電源電圧振幅で除算すること
で、サイリスタコンバータの出力電圧指令を補正する。

【００７９】次に、以上のように構成した本実施の形態
のサイリスタコンバータの制御装置の作用について説明
する。

【００８０】図１において、振幅演算器２０の出力Ｓ_ac
を、次式のように比例係数Ｋ_acを用いて表わすものとす
る。

【００８１】 Ｓ_ac＝Ｋ_ac・Ｖ_ac …（４） 定格電源電圧の時に振幅演算器２０の出力Ｓ_acが１とな
るように、上記式の比例係数Ｋ_acを選ぶことにより、交
流電源５が定常状態で変動がない時は、割り算器２１に
与えられる出力Ｓ_acは１であり、前述した図１９の従来
の場合と全く同じ制御機能となる。

【００８２】しかし、交流電源５が変動した場合には、
振幅演算器２０の出力Ｓ_acは１でなくなり、電流制御器
１４の出力Ｖ_c ^* は振幅演算器２０の出力Ｓ_acで割られ
て、補正されたサイリスタコンバータ３の出力電圧指令
Ｖ_cc ^* は、次式のようになる。

【００８３】 Ｖ_cc ^* ＝Ｖ_c ^* ／Ｓ_ac＝Ｖ_c ^* ／（Ｋ_acＶ_ac） …（５） 上記式のサイリスタコンバータ３の出力電圧指令Ｖ_cc ^*
を用いて、（２）式のように位相制御器１４でαを決定
すると、（１）式に代入することで明らかなように、サ
イリスタコンバータ３の出力電圧平均値Ｖ_c は、次式の
ように電流制御器１４の出力Ｖ_c ^* に比例するようにな
る。

【００８４】 Ｖ_c ＝Ｖ_acｃｏｓ（α） ＝Ｖ_acＶ_c ^* ／（Ｋ_acＶ_ac） ＝Ｖ_c ^* ／Ｋ_ac …（６） 上述したように、本実施の形態のサイリスタコンバータ
の制御装置では、交流電源５の電圧が変動しても、サイ
リスタコンバータ３の出力電圧平均値Ｖ_c を電流制御器
１４の出力Ｖ_c ^* に比例させることができるため、交流
電源５の電圧変動の影響を受けないサイリスタコンバー
タの制御装置を実現することが可能となる。

【００８５】これにより、交流電源５の電圧変動時で
も、平滑コンデンサ４の直流電圧Ｖ_dcを安定に制御する
ことができ、負荷であるインバータ１および電動機２に
は、常に安定した電力を供給することができる。

【００８６】本実施の形態が有効である一例として、沸
騰水型原子炉の原子炉冷却材再循環ポンプ（Ｒｅａｃｔ
ｏｒ Ｉｎｔｅｒｎａｌ Ｐｕｍｐ 以下、ＲＩＰと略
称する）の駆動装置である原子炉冷却材再循環ポンプ可
変周波数電源装置（Ｒｅａｃｔｏｒ Ｉｎｔｅｒｎａｌ
ｐｕｍｐ Ａｄｊｕｓｔａｂｌｅ Ｓｐｅｅｄ Ｄｒ
ｉｖｅ 以下、ＡＳＤと略称する）が挙げられる。

【００８７】ＲＩＰは、原子炉内の冷却材を循環させる
ポンプであり、その運転速度によって原子炉の出力を制
御する機能を持つため、駆動源であるＡＳＤには、極力
安定した電力をＲＩＰに供給することが要求されてい
る。

【００８８】ＡＳＤの電源は３相交流電源であり、発電
所内の母線切替等に起因する電圧変動や、発電所そのも
のは当然系統につながっているため系統動揺の影響を受
ける可能性があり、本実施の形態をＡＳＤの電圧制御回
路に取り入れて、電源電圧変動による電圧制御回路の外
乱を抑制することは、原子力発電所の運用上非常に意味
のあることと言える。

【００８９】（第２の実施の形態）図２は、本実施の形
態によるサイリスタコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図１と同一部分には同一符号を付して
その説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述
べる。

【００９０】すなわち、本実施の形態のサイリスタコン
バータの制御装置は、図２に示すように、前記図１の構
成に対して、電流検出器１１、比較器１２、電流制御器
１３からなる電流制御ループを省略した構成としてい
る。

【００９１】つまり、サイリスタコンバータの電圧制御
では、電流制御を行なわずに、電圧制御器１０の出力で
位相制御を行なう場合もあり、図２は電流制御を行なわ
ない場合に対して適用した構成である。

【００９２】そして、本実施の形態では、電圧検出器１
５により検出された交流電圧の振幅に比例した信号を演
算する振幅演算器２０の出力である交流電源電圧振幅
で、電圧制御器１０の出力であるサイリスタコンバータ
の出力電圧指令を割り算器２１により除算した結果を、
補正されたサイリスタコンバータの出力電圧指令として
位相制御器１４へ入力するようにしている。

【００９３】次に、以上のように構成した本実施の形態
のサイリスタコンバータの制御装置の作用について説明
する。

【００９４】図２において、電圧制御器１０の出力であ
るサイリスタコンバータの出力電圧指令を、振幅演算器
２０の出力である交流電源電圧振幅で除算することによ
り、交流電源５の電圧が変動した場合に、位相制御器１
４の入力がその電源変動に応じて補正される。

【００９５】すなわち、電圧制御器１０の出力が同じ大
きさであっても、交流電源５の電圧が低下すると位相制
御器１４の入力は大きくなり、交流電源５の電圧が上昇
すると位相制御器１４の入力は小さくなる。そして、こ
の結果として、電源変動が起きても、電圧制御器１０の
出力とサイリスタコンバータ３の出力電圧平均値を比例
させることができる。

【００９６】上述したように、本実施の形態のサイリス
タコンバータの制御装置では、交流電源５の電圧が変動
しても、サイリスタコンバータ３の出力電圧平均値を電
圧制御器１０の出力に比例させることができるため、交
流電源５の電圧変動の影響を受けないサイリスタコンバ
ータの制御装置を実現することが可能となる。

【００９７】これにより、交流電源５の電圧変動時で
も、平滑コンデンサ４の直流電圧を安定に制御すること
ができ、負荷であるインバータ１および電動機２には、
常に安定した電力を供給することができる。

【００９８】（第３の実施の形態）図３は、本実施の形
態によるサイリスタコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図２と同一部分には同一符号を付して
その説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述
べる。

【００９９】すなわち、本実施の形態のサイリスタコン
バータの制御装置は、図３に示すように、前記図２の構
成に対して、電圧検出器８、比較器９、電圧制御器１０
からなる電圧制御ループを省略した構成としている。

【０１００】つまり、サイリスタコンバータの原理を説
明した、前記（１）〜（３）式から明らかなように、電
圧制御ループを構成しなくても、サイリスタコンバータ
の出力電圧を制御することができる。

【０１０１】そして、本実施の形態では、電圧検出器１
５により検出された交流電圧の振幅に比例した信号を演
算する振幅演算器２０の出力である交流電源電圧振幅
で、電圧基準回路７の出力である電圧基準を割り算器２
１により割り算した結果を、補正された電圧基準として
位相制御器１４へ入力するようにしている。

【０１０２】次に、以上のように構成した本実施の形態
のサイリスタコンバータの制御装置の作用について説明
する。

【０１０３】図３において、電圧基準回路７の出力であ
る電圧基準を、振幅演算器２０の出力である交流電源電
圧振幅で除算することにより、交流電源５の電圧が変動
した場合に、位相制御器１４の入力がその電源変動に応
じて補正される。

【０１０４】すなわち、電圧基準回路７の出力が同じ大
きさであっても、交流電源５の電圧が低下すると位相制
御器１４の入力は大きくなり、交流電源５の電圧が上昇
すると位相制御器１４の入力は小さくなる。そして、こ
の結果として、電源変動が起きても、電圧基準回路７の
出力とサイリスタコンバータ３の出力電圧平均値をほぼ
比例させることができる。

【０１０５】上述したように、本実施の形態のサイリス
タコンバータの制御装置では、交流電源５の電圧が変動
しても、サイリスタコンバータ３の出力電圧平均値を電
圧基準回路７の出力にほぼ比例させることができるた
め、交流電源５の電圧変動の影響を受けないサイリスタ
コンバータの制御装置を実現することが可能となる。

【０１０６】これにより、交流電源５の電圧変動時で
も、平滑コンデンサ４の直流電圧を安定に制御すること
ができ、負荷であるインバータ１および電動機２には、
常に安定した電力を供給することができる。

【０１０７】（第４の実施の形態）図４は、本実施の形
態によるサイリスタコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図１と同一部分には同一符号を付して
その説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述
べる。

【０１０８】すなわち、本実施の形態のサイリスタコン
バータの制御装置は、図４に示すように、前記図１の構
成に対して、逆数演算器２２と、ハイパスフィルタ２３
と、加算器２４とを付加し、さらに割り算器２１に代え
て、乗算器２５を備えた構成としている。

【０１０９】逆数演算器２２は、振幅演算器２０の出力
の逆数を演算する。

【０１１０】ハイパスフィルタ２３は、逆数演算器２２
の出力の時間変化に比例した量（逆数の変化率）の大き
な成分を抽出する。

【０１１１】加算器２４は、ハイパスフィルタ２３の出
力に１を加算する。

【０１１２】乗算器２５は、電流制御器１３の出力であ
るサイリスタコンバータの出力電圧指令に、加算器２４
の出力を乗算した結果を、補正されたサイリスタコンバ
ータの出力電圧指令として位相制御器１４へ入力するよ
うにしている。

【０１１３】なお、ハイパスフィルタ２３は、微分要素
と１次遅れフィルタとを組み合わせた特性の不完全微分
等で実現することができる。

【０１１４】次に、以上のように構成した本実施の形態
のサイリスタコンバータの制御装置の作用について説明
する。

【０１１５】図４において、ハイパスフィルタ２３は、
入力の変動分だけを出力するので、交流電源５の電圧変
動がない場合には出力は０である。

【０１１６】この時、加算器２４の出力は１であり、乗
算器２５の出力は電流制御器１３の出力と同じであり、
乗算器２５は何の作用もしない。

【０１１７】一方、交流電源５の電圧の振幅に急な変動
があった場合には、振幅演算器２０の出力が逆数演算器
２２で逆数演算され、その変化分がハイパスフィルタ２
３から出力される。

【０１１８】この結果、加算器２４の出力は１でなくな
り、位相制御器１４の入力であるサイリスタコンバータ
の出力電圧指令が補正される。

【０１１９】例えば、交流電源５の電圧の振幅が急に上
昇した場合に逆数演算器２２の出力が小さくなり、ハイ
パスフィルタ２３の出力は負に変化する。

【０１２０】従って、加算器２４の出力は１以下にな
り、位相制御器１４の入力であるサイリスタコンバータ
の出力電圧指令は小さくなる方向に補正される。そし
て、位相制御器１４の入力であるサイリスタコンバータ
の出力電圧指令を小さくすることで、交流電源５の電圧
の上昇によるサイリスタコンバータ３の出力電圧の上昇
を抑制して、直流電圧を安定に制御することができる。

【０１２１】ここで、電流制御器１４の出力であるサイ
リスタコンバータの出力電圧指令をＶ_c ^* 、ハイパスフ
ィルタ２３の出力をＫ_c 、位相制御器１４の入力をＶ_cc
^* とすると、本実施の形態における位相制御器１４の入
力Ｖ_cc ^* は、次式のようになる。

【０１２２】Ｖ_cc ^* ＝（１＋Ｋ_c ）・Ｖ_c ^* 上述したように、本実施の形態のサイリスタコンバータ
の制御装置では、交流電源５の電圧が変動しても、サイ
リスタコンバータ３の出力電圧の上昇を抑制することが
できるため、交流電源５の電圧変動の影響を受けないサ
イリスタコンバータの制御装置を実現することが可能と
なる。

【０１２３】これにより、交流電源５の電圧変動時で
も、平滑コンデンサ４の直流電圧を安定に制御すること
ができ、負荷であるインバータ１および電動機２には、
常に安定した電力を供給することができる。

【０１２４】すなわち、前記図１および図２に示した第
１および第２の実施の形態では、交流電源５の電圧の変
動量に比例して位相制御器１４の入力であるサイリスタ
コンバータの出力電圧指令を補正しているが、各実施の
形態とも電圧をフィードバック制御しているので、遅い
変化の変動は電圧制御器１０によって補正される。従っ
て、交流電源５の電圧の急速な変動分だけを補正するこ
とにより、本発明の目的を達成することができる。

【０１２５】（第４の実施の形態の変形例）図５は、本
実施の形態によるサイリスタコンバータの制御装置の構
成例を示す回路図であり、図４と同一部分には同一符号
を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分につい
てのみ述べる。

【０１２６】すなわち、本実施の形態のサイリスタコン
バータの制御装置は、図５に示すように、前記図４の構
成に対して、加算器２４を省略し、この加算器２４に代
えて、加算器２６を備えた構成としている。

【０１２７】乗算器２５は、電流制御器１３の出力であ
るサイリスタコンバータの出力電圧指令と、ハイパスフ
ィルタ２３の出力とを乗算する。

【０１２８】加算器２６は、電流制御器１３の出力であ
るサイリスタコンバータの出力電圧指令に、乗算器２５
の出力を加算した結果を、補正されたサイリスタコンバ
ータの出力電圧指令として位相制御器１４へ入力するよ
うにしている。

【０１２９】次に、以上のように構成した本実施の形態
のサイリスタコンバータの制御装置においても、前記図
４に示した第２の実施の形態のサイリスタコンバータの
制御装置と同様に作用する。

【０１３０】すなわち、電流制御器１４の出力であるサ
イリスタコンバータの出力電圧指令をＶ_c ^* 、ハイパス
フィルタ２３の出力をＫ_c 、位相制御器１４の入力をＶ
_cc ^*とすると、本実施の形態における位相制御器１４の
入力Ｖ_cc ^* は、次式のようになり、前記図４に示した第
２の実施の形態における式と同じであることは明らかで
ある。

【０１３１】Ｖ_cc ^* ＝Ｖ_c ^* ＋Ｋ_c ・Ｖ_c ^* 上述したように、本実施の形態のサイリスタコンバータ
の制御装置でも、前記図４に示した第２の実施の形態の
場合と同様の効果を得ることが可能である。

【０１３２】（第５の実施の形態）図６は、本実施の形
態によるサイリスタコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図２および図４と同一部分には同一符
号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分につ
いてのみ述べる。

【０１３３】すなわち、本実施の形態のサイリスタコン
バータの制御装置は、図６に示すように、前記図２に示
す第２の実施の形態の場合と同様に、電流制御器１３を
持たないサイリスタコンバータの制御装置に、図４に示
す第４の実施の形態の場合と同様に、振幅演算器２０の
出力から逆数を求める逆数演算器２２と、逆数演算器２
２の出力の時間変化に比例した量（逆数の変化率）の大
きな成分（早い変化だけ）を抽出するハイパスフィルタ
２３と、ハイパスフィルタ２３の出力に１を加算する加
算器２４と、電圧制御器１０の出力であるサイリスタコ
ンバータの出力電圧指令に、加算器２４の出力を乗算す
る乗算器２５とを備え、この乗算器２５の出力を、補正
されたサイリスタコンバータの出力電圧指令として位相
制御器１４へ入力するようにしている。

【０１３４】次に、以上のように構成した本実施の形態
のサイリスタコンバータの制御装置の作用について説明
する。

【０１３５】図６において、交流電源５の電圧の振幅に
急な変動があった場合には、振幅演算器２０の出力が逆
数演算器２２で逆数演算され、その変化分がハイパスフ
ィルタ２３から出力される。

【０１３６】この結果、加算器２４の出力は１でなくな
り、前記図４および図５の場合と同様に、位相制御器１
４の入力であるサイリスタコンバータの出力電圧指令が
補正される。

【０１３７】上述したように、本実施の形態のサイリス
タコンバータの制御装置では、交流電源５の電圧が変動
しても、サイリスタコンバータ３の出力電圧の上昇を抑
制することができるため、交流電源５の電圧変動の影響
を受けないサイリスタコンバータの制御装置を実現する
ことが可能となる。

【０１３８】これにより、交流電源５の電圧変動時で
も、平滑コンデンサ４の直流電圧を安定に制御すること
ができ、負荷であるインバータ１および電動機２には、
常に安定した電力を供給することができる。

【０１３９】すなわち、交流電源５の電圧の急速な変動
分だけを補正することにより、本発明の目的を達成する
ことができる。

【０１４０】（第６の実施の形態）図７は、本実施の形
態によるサイリスタコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図４と同一部分には同一符号を付して
その説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述
べる。

【０１４１】すなわち、本実施の形態のサイリスタコン
バータの制御装置は、図７に示すように、前記図４の構
成をより簡単な構成にしたものであり、振幅演算器２０
の出力である交流電圧振幅の時間変化に比例した量（交
流電源５の電圧の振幅変動分）を抽出するハイパスフィ
ルタ２３と、電流制御器１３の出力であるサイリスタコ
ンバータの出力電圧指令から、ハイパスフィルタ２３の
出力を減算する減算器２７とを備え、この減算器２７の
出力を、補正されたサイリスタコンバータの出力電圧指
令として位相制御器１４へ入力するようにしている。

【０１４２】次に、以上のように構成した本実施の形態
のサイリスタコンバータの制御装置の作用について説明
する。

【０１４３】図７において、交流電源５の電圧の振幅に
変動があった場合には、位相制御器１４の入力であるサ
イリスタコンバータの出力電圧指令が、電源変動に応じ
て補正される。

【０１４４】例えば、交流電源５の電圧が上昇すると、
ハイパスフィルタ２３の出力は０から正に変化する。

【０１４５】従って、減算器２７の出力はそれまでより
も小さな信号となり、位相制御器１４の入力であるサイ
リスタコンバータの出力電圧指令は小さくなる方向に補
正される。

【０１４６】すなわち、交流電源５の電圧が上昇する
と、位相制御器１４の入力であるサイリスタコンバータ
の出力電圧指令は小さくなり、電源変動の影響を除去す
ることができる。

【０１４７】上述したように、本実施の形態のサイリス
タコンバータの制御装置では、交流電源５の電圧が変動
しても、サイリスタコンバータ３の出力電圧の上昇を抑
制することができるため、交流電源５の電圧変動の影響
を受けないサイリスタコンバータの制御装置を実現する
ことが可能となる。

【０１４８】これにより、交流電源５の電圧変動時で
も、平滑コンデンサ４の直流電圧を安定に制御すること
ができ、負荷であるインバータ１および電動機２には、
常に安定した電力を供給することができる。

【０１４９】（第７の実施の形態）図８は、本実施の形
態によるサイリスタコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図６と同一部分には同一符号を付して
その説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述
べる。

【０１５０】すなわち、本実施の形態のサイリスタコン
バータの制御装置は、図８に示すように、前記図６の構
成をより簡単な構成にしたものであり、振幅演算器２０
の出力である交流電圧振幅の時間変化に比例した量（交
流電源５の電圧の振幅変動分）を抽出するハイパスフィ
ルタ２３と、電圧制御器１０の出力であるサイリスタコ
ンバータの出力電圧指令から、ハイパスフィルタ２３の
出力を減算する減算器２７とを備え、この減算器２７の
出力を、補正されたサイリスタコンバータの出力電圧指
令として位相制御器１４へ入力するようにしている。

【０１５１】次に、以上のように構成した本実施の形態
のサイリスタコンバータの制御装置の作用について説明
する。

【０１５２】図８において、交流電源５の電圧の振幅に
変動があった場合には、位相制御器１４の入力であるサ
イリスタコンバータの出力電圧指令が、電源変動に応じ
て補正される。

【０１５３】例えば、交流電源５の電圧が上昇すると、
ハイパスフィルタ２３の出力は０から正に変化する。

【０１５４】従って、減算器２７の出力はそれまでより
も小さな信号となり、位相制御器１４の入力であるサイ
リスタコンバータの出力電圧指令は小さくなる方向に補
正される。

【０１５５】すなわち、交流電源５の電圧が上昇する
と、位相制御器１４の入力であるサイリスタコンバータ
の出力電圧指令は小さくなり、電源変動の影響を除去す
ることができる。

【０１５６】上述したように、本実施の形態のサイリス
タコンバータの制御装置では、交流電源５の電圧が変動
しても、サイリスタコンバータ３の出力電圧の上昇を抑
制することができるため、交流電源５の電圧変動の影響
を受けないサイリスタコンバータの制御装置を実現する
ことが可能となる。

【０１５７】これにより、交流電源５の電圧変動時で
も、平滑コンデンサ４の直流電圧を安定に制御すること
ができ、負荷であるインバータ１および電動機２には、
常に安定した電力を供給することができる。

【０１５８】（第８の実施の形態）図９は、前記第１乃
至第７の実施の形態によるサイリスタコンバータの制御
装置における振幅演算器２０の一例を示す構成図であ
る。

【０１５９】すなわち、本実施の形態の振幅演算器２０
は、図９に示すように、交流電圧検出器１５により検出
された３相交流電源電圧Ｖ_RS，Ｖ_ST，Ｖ_TRを直交する２
相信号Ｘ，Ｙに変換する２相変換器２０１と、２相変換
器２０１の出力である２相信号Ｘ，Ｙをそれぞれ２乗し
て加算する２乗加算器２０２と、２乗加算器２０２の出
力の平方根を求める平方根演算器２０３と、平方根演算
器２０３の出力信号をそのリプルを除去するために平滑
して振幅信号Ｓ_acを出力するローパスフィルタ２０４と
から構成している。

【０１６０】次に、以上のように構成した本実施の形態
の振幅演算器２０の作用について説明する。

【０１６１】図９において、３相交流電源電圧は２相変
換器２０１により直交する２相信号に変換され、２乗加
算器２０２および平方根演算器２０３により、３相交流
電源電圧の振幅が演算される。

【０１６２】一方、交流電圧検出器１５により検出され
た３相交流電源電圧は、転流サージ等のために歪成分が
含まれていることが多い。そして、このような場合に
は、平方根演算器２０３の出力である電源電圧振幅にも
リプル成分が含まれる。そのため、ローパスフィルタ２
０４により、このようなリプル成分を低減して、リプル
成分の少ない振幅信号Ｓ_acを出力する。

【０１６３】上述したように、本実施の形態の振幅演算
器２０を用いることにより、前記第１乃至第７の実施の
形態によるサイリスタコンバータの制御装置の実現を容
易にすることが可能となる。

【０１６４】この結果、交流電源５の電圧の変動の影響
を受けないサイリスタコンバータの制御装置を得ること
ができる。

【０１６５】（第９の実施の形態）図１０は、前記第１
乃至第７の実施の形態によるサイリスタコンバータの制
御装置における振幅演算器２０の他の例を示す構成図で
あり、図９と同一部分には同一符号を付してその説明を
省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。

【０１６６】すなわち、本実施の形態の振幅演算器２０
は、図１０に示すように、図９の振幅演算器２０に、平
均電圧演算器２０５と、３つの減算器２０６ａ〜２０６
ｃとを付加した構成としている。

【０１６７】平均電圧演算器２０５は、交流電圧検出器
１５により検出された３相交流電源電圧Ｖ_RS，Ｖ_ST，Ｖ
_TRの瞬時平均値を演算する。

【０１６８】減算器２０６ａ〜２０６ｃは、交流電圧検
出器１５により検出されたＶ_RS，Ｖ_ST，Ｖ_TRから、平均
電圧演算器２０５により演算された瞬時平均値（Ｖ_RS＋
Ｖ_ST＋Ｖ_TR）／３を減算し、この減算器２０６ａ〜２０
６ｃの出力信号を２相変換器２０１へ入力するようにし
ている。

【０１６９】次に、以上のように構成した本実施の形態
の振幅演算器２０の作用について説明する。

【０１７０】図１０において、３相交流電源電圧がバラ
ンスしていれば、３相交流電源電圧の和（Ｖ_RS＋Ｖ_ST＋
Ｖ_TR）は０であり、前記図９の場合と同様の作用とな
る。

【０１７１】一方、３相交流電源電圧がアンバランス状
態の時には、３相交流電源電圧の和（Ｖ_RS＋Ｖ_ST＋
Ｖ_TR）は０でなくなり、演算された振幅にアンバランス
のためにリプル成分が含まれるようになる。

【０１７２】この場合、ローパスフィルタ２０４によっ
てある程度のリプル成分は除去できるが、リプル除去効
果をより大きくするために、ローパスフィルタ２０４の
時定数を大きくすると、振幅検出の遅れが大きくなり、
好ましくない状態となる。

【０１７３】そのため、平均電圧演算器２０５の出力で
ある瞬時平均電圧（Ｖ_RS＋Ｖ_ST＋Ｖ_TR）／３はアンバラ
ンス成分であり、このアンバランス成分を３つの減算器
２０６ａ〜２０６ｃにより除去することで、３相交流電
源電圧のアンバランス分を低減することができる。

【０１７４】上述したように、本実施の形態の振幅演算
器２０を用いることにより、検出電圧が３相アンバラン
ス状態にある時でも、ローパスフィルタ２０４の時定数
を大きくすることなく、リプルの小さい振幅信号を得る
ことが可能となる。

【０１７５】従って、本実施の形態の振幅演算器２０を
用いることにより、前記第１乃至第７の実施の形態によ
るサイリスタコンバータの制御装置の実現を容易にする
ことが可能となる。

【０１７６】この結果、交流電源５の電圧の変動の影響
を受けないサイリスタコンバータの制御装置を得ること
ができる。

【０１７７】（第１０の実施の形態）図１１は、前記第
１乃至第７の実施の形態によるサイリスタコンバータの
制御装置における振幅演算器２０の他の例を示す構成図
である。

【０１７８】すなわち、本実施の形態の振幅演算器２０
は、図１１に示すように、交流電圧検出器１５により検
出された３相交流電源電圧Ｖ_RS，Ｖ_ST，Ｖ_TRを入力とし
て全波整流する全波整流器２０７と、全波整流器２０７
の出力信号をそのリプルを除去するために平滑して振幅
信号Ｓ_acを出力するローパスフィルタ２０４とから構成
している。

【０１７９】ここで、全波整流器２０７は、３つの絶対
値演算器２０７ａ〜２０７ｃと、最大値選択器２０７ｄ
とから構成している。

【０１８０】すなわち、交流電圧検出器１５により検出
された３相交流電源電圧Ｖ_RS，Ｖ_ST，Ｖ_TRを、３つの絶
対値演算器２０７ａ〜２０７ｃでそれぞれ絶対値｜Ｖ_RS
｜，｜Ｖ_ST｜，｜Ｖ_TR｜に変換し、その絶対値のうちの
最大値を最大値選択器２０７ｄで選択出力することによ
り、全波整流器２０７の出力として３相交流電源電圧を
全波整流した信号を得る。

【０１８１】次に、以上のように構成した本実施の形態
の振幅演算器２０の作用について説明する。

【０１８２】図９において、３相交流電源電圧を全波整
流した波形の信号が全波整流器２０７から出力されるの
で、交流電源５の電圧の振幅に比例した信号を得ること
ができる。

【０１８３】また、全波整流波形には、交流電源５周波
数の６倍の周波数のリプル成分が含まれるが、ローパス
フィルタ２０４によりリプル成分を低減することができ
る。このようにして、本実施の形態の振幅演算器２０で
も、交流電源５の電圧の振幅を検出することができる。

【０１８４】上述したように、本実施の形態の振幅演算
器２０を用いることにより、交流電源５の電圧の振幅を
簡単に検出することが可能となる。

【０１８５】従って、本実施の形態の振幅演算器２０を
用いることにより、前記第１乃至第７の実施の形態によ
るサイリスタコンバータの制御装置の実現を容易にする
ことが可能となる。

【０１８６】この結果、交流電源５の電圧の変動の影響
を受けないサイリスタコンバータの制御装置を得ること
ができる。

【０１８７】（第１１の実施の形態）図１２は、前記第
１乃至第７の実施の形態によるサイリスタコンバータの
制御装置における振幅演算器２０の他の例を示す構成図
であり、図９と同一部分には同一符号を付してその説明
を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。

【０１８８】すなわち、本実施の形態の振幅演算器２０
は、図１２に示すように、図９の振幅演算器２０におけ
るローパスフィルタ２０４を、移動平均演算器２０８を
用いて構成している。

【０１８９】移動平均演算器２０８は、過去の一定時間
における入力信号の平均値を演算して出力する、一種の
ローパスフィルタである。

【０１９０】次に、以上のように構成した本実施の形態
の振幅演算器２０の作用について説明する。

【０１９１】なお、図９と同一部分の作用についてはそ
の説明を省略し、ここでは異なる部分の作用についての
み述べる。

【０１９２】図１２において、交流電源５に３相アンバ
ランスがある場合には、前述したように、振幅検出信号
Ｓ_acに交流電源５周波数の２倍周波数のリプル成分が含
まれる。この場合、移動平均演算器２０８における移動
平均時間を交流電源５の半周期に選ぶことにより、リプ
ル成分を完全に除去することができ、交流電源５の電圧
のアンバランス分をなくすことができる。

【０１９３】上述したように、リプル除去のために本実
施の形態の移動平均演算器２０８を振幅演算器２０に用
いることにより、振幅演算器２０の出力としてリプルの
ない振幅信号を得ることが可能となる。

【０１９４】従って、本実施の形態の振幅演算器２０を
用いることにより、前記第１乃至第７の実施の形態によ
るサイリスタコンバータの制御装置の実現を容易にする
ことが可能となる。

【０１９５】この結果、交流電源５の電圧の変動の影響
を受けないサイリスタコンバータの制御装置を得ること
ができる。

【０１９６】（第１２の実施の形態）図１３は、本実施
の形態によるＰＷＭコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図２０と同一部分には同一符号を付し
てその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ
述べる。

【０１９７】すなわち、本実施の形態のＰＷＭコンバー
タの制御装置は、図１３に示すように、図２０に３つの
加算器２８Ｒ，２８Ｓ，２８Ｔを付加した構成としてい
る。

【０１９８】つまり、有効および無効電流制御器１８の
出力である３相各相の交流電圧指令ν_R ^* ，ν_S ^* ，ν
_T ^* に、交流電圧検出器１５により検出された交流電源
５の各相電圧ｅ_R ，ｅ_S ，ｅ_T を加算器２８Ｒ，２８
Ｓ，２８Ｔによりそれぞれ重畳して、補正された各相の
交流電圧指令ν_RC ^* ，ν_SC ^* ，ν_TC ^* を求めるようにし
ている。

【０１９９】そして、この補正された各相の交流電圧指
令ν_RC ^* ，ν_SC ^* ，ν_TC ^* をＰＷＭ制御回路１９へ入力
し、パルス幅変調してＰＷＭインバータ３ａを制御する
ようにしている。

【０２００】次に、以上のように構成した本実施の形態
のＰＷＭコンバータの制御装置の作用について説明す
る。

【０２０１】ＰＷＭコンバータ３ａの交流電圧は、ＰＷ
Ｍ制御回路１９の入力ν_RC ^* ，ν_SC ^* ，ν_TC ^* にほぼ比
例する。そして、ＰＷＭコンバータ３ａの交流電圧と交
流電源５の電圧との差電圧が電源フィルタ６ａに印加さ
れることによって、交流電流の大きさが決まる。

【０２０２】従って、交流電源５の電圧の変動は外乱と
なり、交流電源５の電圧が変動すると、前述した従来の
図２０の構成では、交流電流が乱される。

【０２０３】この点、本実施の形態の構成においては、
かかる外乱の影響を除去するように作用する。

【０２０４】すなわち、図１３において、交流電源５の
電圧が変動しても、交流電圧検出器１５により検出され
た交流電源５の各相電圧に比例した信号ｅ_R ，ｅ_S ，ｅ
_T を、加算器２８Ｒ，２８Ｓ，２８Ｔにより重畳した各
相の交流電圧指令ν_RC ^* ，ν_SC ^* ，ν_TC ^* でパルス幅変
調するので、交流電源５の電圧の変動分だけＰＷＭコン
バータ３ａの交流電圧も変動する。

【０２０５】この結果、ＰＷＭコンバータ３ａの交流電
圧と交流電源５の電圧との差電圧には変化を生じないの
で、交流電源５の電圧の変動により交流電流が乱される
現象は起こらない。

【０２０６】上述したように、本実施の形態のＰＷＭコ
ンバータの制御装置では、交流電源５の電圧が変動して
も、ＰＷＭコンバータ３ａの交流電圧と交流電源５の電
圧との差電圧に変化を生じないため、交流電源５の電圧
変動の影響を受けないＰＷＭコンバータの制御装置を実
現することが可能となる。

【０２０７】これにより、交流電源５の電圧変動時で
も、平滑コンデンサ４の直流電圧を安定に制御すること
ができ、負荷であるインバータ１および電動機２には、
常に安定した電力を供給することができる。

【０２０８】（第１２の実施の形態の変形例）前記図１
３の実施の形態における有効および無効電流制御器１８
としては、図２１に示した構成の有効および無効電流制
御器１８を使用することができるが、これに限られるも
のではない。

【０２０９】すなわち、図２１の構成の有効および無効
電流制御器１８では、交流の電流指令と交流の検出電流
ｉ_R ，ｉ_T とを比較増幅して交流量で制御するようにし
ている。

【０２１０】一方、最近では、検出量を有効電流と無効
電流の直流量に変換し、有効および無効電流指令
ｉ_P ^* ，ｉ_Q ^* と比較増幅する直流量での制御が行なわ
れることが多い。そして、このような場合でも、本発明
を同様に適用することができ、その効果は変わらない。

【０２１１】図１４は、直流量での電流制御を行なう場
合の有効および無効電流制御器１８の構成例を示す回路
図であり、図２１と同一部分には同一符号を付してその
説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べ
る。

【０２１２】図１４において、座標変換器１８５は交流
量を直流量に変換するものであり、例えば交流信号を３
相信号から直交２相信号に変換し、さらに図２２の場合
と同様に、４つの乗算器と加算器と減算器とにより直流
量に変換する周知の構成である。

【０２１３】すなわち、電流検出器１１Ｒ，１１Ｔによ
り検出された交流電流ｉ_R ，ｉ_T を、座標変換器１８５
により交流電源５の電圧と同相な成分ｉ_P および直交す
る成分ｉ_Q に変換して、それぞれ有効電流指令ｉ_P ^* お
よび無効電流指令ｉ_Q ^* と比較器１８２Ｒ，１８２Ｔに
より比較し、電流制御器１８３Ｒ，１８３Ｔにより増幅
して、有効電圧指令ν_P ^* および無効電圧指令ν_Q ^* を
得る。

【０２１４】また、この有効，無効電圧指令ν_P ^* ，ν
_Q ^* を、図２２の場合と同様の構成の座標変換器１８１
によりＲ相，Ｔ相の交流電圧指令ν_R ^* ，ν_T ^* に変換
し、さらにこのＲ相，Ｔ相の交流電圧指令ν_R ^* ，ν_T
^* を、反転加算器１８４により極性反転した後、加算し
てＳ相の交流電圧指令ν_S ^* を得る。

【０２１５】図１４に示す本実施の形態のように、交流
電流を直流量に変換して電流制御する方式は、自動制御
ループの周波数特性の影響を受けずに、指令値に制御量
を追従させることができるので、よく使われる。

【０２１６】従って、図１３に示す第１２の実施の形態
における有効および無効電流制御器１８は、図１４に示
すように交流電流を直流量に変換して電流制御する方式
の有効および無効電流制御器１８であってもよいことは
明らかである。

【０２１７】（第１３の実施の形態）図１５は、本実施
の形態によるＰＷＭコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図１３および図１４と同一部分には同
一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分
についてのみ述べる。

【０２１８】すなわち、本実施の形態のＰＷＭコンバー
タの制御装置は、図１５に示すように、図１４に示した
交流電流を直流量に変換して電流制御する方式の有効お
よび無効電流制御器１８を有するものに適用した場合の
例である。

【０２１９】なお、図１５では、主回路部の図示を省略
して、制御装置部のみについて示している。

【０２２０】図１５において、交流電圧検出器１５によ
り検出されたＲ相，Ｔ相の各相電圧ｅ_R ，ｅ_T を、座標
変換器１８６により直流量ｅ_P ，ｅ_Q に変換し、電流制
御器１８３Ｒ，１８３Ｔの出力である有効電圧指令ν_P
^* ，無効電圧指令ν_Q ^* に加算器１８７Ｒ，１８７Ｔに
よりそれぞれ加算して、補正された有効，無効電圧指令
ν_PC ^* ，ν_QC ^* を求め、座標変換器１８１により交流量
ν_RC ^* ，ν_TC ^* に変換し、さらにこれらの交流量
ν_RC ^* ，ν_TC ^* を反転加算器１８４により加算して、交
流量ν_SC ^* を得るようにしている。

【０２２１】次に、以上のように構成した本実施の形態
のＰＷＭコンバータの制御装置の作用について説明す
る。

【０２２２】なお、図１３と同一部分の作用については
その説明を省略し、ここでは異なる部分の作用について
のみ述べる。

【０２２３】図１３に示す実施の形態では、交流の電圧
指令に交流の相電圧信号が重畳されているのに対し、図
１５に示す本実施の形態では、相電圧信号が直流量に変
換されて、直流量の電圧指令に重畳される。

【０２２４】すなわち、図１３に示す実施の形態と図１
５に示す本実施の形態では、交流量か直流量かの違いが
あるだけであり、交流電源５の電圧変動による交流電流
変動の抑制効果は変わらない。

【０２２５】上述したように、本実施の形態のＰＷＭコ
ンバータの制御装置では、交流電源５の電圧が変動して
も、ＰＷＭコンバータ３ａの交流電圧と交流電源５の電
圧との差電圧に変化を生じないため、交流電源５の電圧
変動の影響を受けないＰＷＭコンバータの制御装置を実
現することが可能となる。

【０２２６】これにより、交流電源５の電圧変動時で
も、平滑コンデンサ４の直流電圧を安定に制御すること
ができ、負荷であるインバータ１および電動機２には、
常に安定した電力を供給することができる。

【０２２７】（第１４の実施の形態）図１６は、本実施
の形態によるＰＷＭコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図１５と同一部分には同一符号を付し
てその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ
述べる。

【０２２８】本実施の形態のＰＷＭコンバータの制御装
置は、図１６に示すように、図１５の構成から加算器１
８７Ｔを省略した構成としている。

【０２２９】すなわち、図１５に示す実施の形態では、
交流電圧検出器１５により検出されたＲ相，Ｔ相の電源
電圧の有効成分ｅ_P および無効成分ｅ_Q を、電流制御器
１８３Ｒ，１８３Ｔの出力である有効，無効電圧指令ν
_P ^* ，ν_Q ^* に重畳しているのに対して、図１６に示す
本実施の形態では、交流電圧検出器１５により検出され
たＲ相，Ｔ相の電源電圧の有効成分ｅ_P のみを、電流制
御器１８３Ｒの出力である有効電圧指令ν_P ^* に重畳す
るようにしている。

【０２３０】次に、以上のように構成した本実施の形態
のＰＷＭコンバータの制御装置の作用について説明す
る。

【０２３１】なお、図１５と同一部分の作用については
その説明を省略し、ここでは異なる部分の作用について
のみ述べる。

【０２３２】図１６において、座標変換のための電源同
期信号Ｓ_P ，Ｓ_Q は、交流電源５の電圧の検出信号
ｅ_R ，ｅ_S ，ｅ_T から作られる。そして、検出信号に含
まれるノイズ除去等を行なうために、電源同期信号
Ｓ_P ，Ｓ_Q と検出信号ｅ_R ，ｅ_T とは、交流電源５の電
圧変動に対する感度の差はあるが、基本的には同じ信号
である。

【０２３３】従って、定常状態では、検出信号ｅ_R ，ｅ
_T を電源同期信号Ｓ_P ，Ｓ_Q により座標変換した結果
は、有効成分ｅ_P のみとなり、無効成分ｅ_Q は０であ
る。

【０２３４】一方、交流電源５の電圧の変動時には、無
効成分ｅ_Q も０でなくなるが、交流電源５の電圧の振幅
変動等の多くは、有効成分ｅ_P の方に現われる。

【０２３５】従って、図１６に示す本実施の形態のよう
に、有効成分ｅ_P のみを重畳することによっても、交流
電源５の電圧変動による交流電流変動の抑制効果を得る
ことができる。

【０２３６】上述したように、本実施の形態のＰＷＭコ
ンバータの制御装置では、交流電源５の電圧が変動して
も、ＰＷＭコンバータ３ａの交流電圧と交流電源５の電
圧との差電圧に変化を生じないため、交流電源５の電圧
変動の影響が少ないＰＷＭコンバータの制御装置を実現
することが可能となる。

【０２３７】これにより、交流電源５の電圧変動時で
も、平滑コンデンサ４の直流電圧を安定に制御すること
ができ、負荷であるインバータ１および電動機２には、
常に安定した電力を供給することができる。

【０２３８】（第１５の実施の形態）図１７は、本実施
の形態によるＰＷＭコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図１５と同一部分には同一符号を付し
てその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ
述べる。

【０２３９】本実施の形態のＰＷＭコンバータの制御装
置は、図１７に示すように、図１５の構成に、２つのハ
イパスフィルタ１８８Ｒ，１８８Ｔを付加した構成とし
ている。

【０２４０】すなわち、座標変換器１８６の出力であ
る、交流電圧検出器１５により検出されたＲ相，Ｔ相の
電源電圧の有効成分ｅ_P および無効成分ｅ_Q を、ハイパ
スフィルタ１８８Ｒ，１８８Ｔを介して加算器１８７
Ｒ，１８７Ｔに入力している。

【０２４１】つまり、図１５に示す実施の形態では、交
流電圧検出器１５により検出されたＲ相，Ｔ相の電源電
圧の有効成分ｅ_P および無効成分ｅ_Q を、電流制御器１
８３Ｒ，１８３Ｔの出力である有効，無効電圧指令ν_P
^* ，ν_Q ^* に重畳しているのに対して、図１７に示す本
実施の形態では、交流電圧検出器１５により検出された
Ｒ相，Ｔ相の電源電圧の有効成分ｅ_P および無効成分ｅ
_Q を、ハイパスフィルタ１８８Ｒおよび１８８Ｔを介し
て、電流制御器１８３Ｒ，１８３Ｔの出力である有効，
無効電圧指令ν_P ^* ，ν_Q ^* に重畳するようにしてい
る。

【０２４２】次に、以上のように構成した本実施の形態
のＰＷＭコンバータの制御装置の作用について説明す
る。

【０２４３】なお、図１５と同一部分の作用については
その説明を省略し、ここでは異なる部分の作用について
のみ述べる。

【０２４４】サイリスタコンバータの制御装置の実施の
形態でも説明したように、交流電源５の電圧の変動が制
御系に対して悪影響を与えるのは、その変動速度が速い
場合である。そして、制御系の応答速度に比べて遅い変
動は、制御系に対する影響が殆どない。

【０２４５】従って、交流電源５の電圧の速い変動分だ
けを電圧指令に重畳することにより、交流電源５の電圧
変動の制御系に与える影響を除去することができる。

【０２４６】図１７において、ハイパスフィルタ１８８
Ｒ，１８８Ｔにより、Ｒ相，Ｔ相の電源電圧の有効成分
ｅ_P および無効成分ｅ_Q から交流電源５の電圧の変化分
が抽出されて、電流制御器１８３Ｒ，１８３Ｔの出力で
ある電圧指令ν_P ^* ，ν_Q ^*に加算器１８７Ｒ，１８７
Ｔにより重畳されることで、電圧指令が補正される。

【０２４７】これにより、交流電源５変動の制御系に与
える影響を除去することができる。

【０２４８】上述したように、本実施の形態のＰＷＭコ
ンバータの制御装置では、交流電源５の電圧が変動して
も、ＰＷＭコンバータ３ａの交流電圧と交流電源５の電
圧との差電圧に変化を生じないため、交流電源５の電圧
変動の影響が少ないＰＷＭコンバータの制御装置を実現
することが可能となる。

【０２４９】これにより、交流電源５の電圧変動時で
も、平滑コンデンサ４の直流電圧を安定に制御すること
ができ、負荷であるインバータ１および電動機２には、
常に安定した電力を供給することができる。

【０２５０】（第１６の実施の形態）図１８は、本実施
の形態によるＰＷＭコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図１７と同一部分には同一符号を付し
てその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ
述べる。

【０２５１】本実施の形態のＰＷＭコンバータの制御装
置は、図１８に示すように、図１７の構成から、加算器
１８７Ｔと、ハイパスフィルタ１８８Ｔとを省略した構
成としている。

【０２５２】すなわち、図１７に示す実施の形態では、
交流電圧検出器１５により検出されたＲ相，Ｔ相の電源
電圧の有効成分ｅ_P および無効成分ｅ_Q の変化分を、電
流制御器１８３Ｒ，１８３Ｔの出力である有効，無効電
圧指令ν_P ^* ，ν_Q ^* に重畳しているのに対して、図１
８に示す本実施の形態では、交流電圧検出器１５により
検出されたＲ相，Ｔ相の電源電圧の有効成分ｅ_P の変化
分のみを、電流制御器１８３Ｒの出力である有効電圧指
令ν_P ^* に重畳するようにしている。

【０２５３】次に、以上のように構成した本実施の形態
のＰＷＭコンバータの制御装置の作用について説明す
る。

【０２５４】なお、図１７と同一部分の作用については
その説明を省略し、ここでは異なる部分の作用について
のみ述べる。

【０２５５】前記図１６に示す実施の形態で説明したよ
うに、交流電源５の電圧の振幅変動等の多くは、有効成
分ｅ_P の方に現われる。

【０２５６】従って、図１８に示す本実施の形態のよう
に、有効成分ｅ_P の変化分のみを重畳することによって
も、交流電源５の電圧変動による交流電流変動の抑制効
果を得ることができる。

【０２５７】上述したように、本実施の形態のＰＷＭコ
ンバータの制御装置では、交流電源５の電圧が変動して
も、ＰＷＭコンバータ３ａの交流電圧と交流電源５の電
圧との差電圧に変化を生じないため、交流電源５の電圧
変動の影響が少ないＰＷＭコンバータの制御装置を実現
することが可能となる。

【０２５８】これにより、交流電源５の電圧変動時で
も、平滑コンデンサ４の直流電圧を安定に制御すること
ができ、負荷であるインバータ１および電動機２には、
常に安定した電力を供給することができる。

【０２５９】（その他の実施の形態） （ａ）前記図１では、交流電源５の電圧を検出する電圧
検出器１５を、電源トランス６の２次側に設ける場合の
例について説明したが、これに限らず、前記図２０に示
す場合のように、電源トランス６の１次側に設けるよう
にしてもよいことは明らかである。また、平滑効果を高
くするため、サイリスタコンバータ３と平滑コンデンサ
４との間にリアクトルを挿入することもあるが、本発明
はそのような構成に対しても同様に適用することが可能
である。なお、これらのことは、前記他の実施の形態の
場合についても同様であることは言うまでもない。

【０２６０】（ｂ）前記図２のように電流制御を行なわ
ない構成でも、応答性改善のために負荷側を含めた電流
等を電圧制御ループに重畳することで補償する構成もあ
るが、本発明はそのような構成に対しても同様に適用す
ることが可能であり、位相制御器１４の入力を、振幅演
算器２０の出力である交流電源電圧振幅で除算すること
によって、前述の場合と同様の効果を得ることができ
る。

【０２６１】（ｃ）前記図１２では、図９の構成の振幅
演算器２０に移動平均演算器２０８を適用した場合の例
について説明したが、これに限らず、移動平均演算器２
０８を図１０および図１１の構成の振幅演算器２０につ
いても同様に適用することが可能であることは明らかで
ある。

【０２６２】

【発明の効果】以上説明したように、本発明のサイリス
タコンバータの制御装置によれば、交流電源電圧変動時
でも、交流電源電圧変動の影響を受けないサイリスタコ
ンバータの制御装置を実現することが可能となる。

【０２６３】これにより、交流電源電圧変動時でも、直
流回路電圧を安定に制御することができ、負荷には常に
安定した電力を供給することができる。

【０２６４】一方、本発明のＰＷＭコンバータの制御装
置によれば、交流電源電圧の変動による直流回路電圧の
変動、および交流電流の変動を抑制することができ、負
荷には常に安定した電力を供給することができる。

【０２６５】また、交流電源電圧が急変した時の装置過
電流等も防ぐことができ、装置停止に至ることなく連続
した運転を行なうことができるＰＷＭコンバータの制御
装置を得ることが可能となる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明によるサイリスタコンバータの制御装置
の第１の実施の形態を示す回路図。

【図２】本発明によるサイリスタコンバータの制御装置
の第２の実施の形態を示す回路図。

【図３】本発明によるサイリスタコンバータの制御装置
の第３の実施の形態を示す回路図。

【図４】本発明によるサイリスタコンバータの制御装置
の第４の実施の形態を示す回路図。

【図５】本発明によるサイリスタコンバータの制御装置
の第４の実施の形態を示す回路図。

【図６】本発明によるサイリスタコンバータの制御装置
の第５の実施の形態を示す回路図。

【図７】本発明によるサイリスタコンバータの制御装置
の第６の実施の形態を示す回路図。

【図８】本発明によるサイリスタコンバータの制御装置
の第７の実施の形態を示す回路図。

【図９】同第１乃至第７の実施の形態によるサイリスタ
コンバータの制御装置における振幅演算器の第１の例を
示す構成図。

【図１０】同第１乃至第７の実施の形態によるサイリス
タコンバータの制御装置における振幅演算器の第２の例
を示す構成図。

【図１１】同第１乃至第７の実施の形態によるサイリス
タコンバータの制御装置における振幅演算器の第３の例
を示す構成図。

【図１２】図９〜図１１におけるローパスフィルタの一
例を示す構成図。

【図１３】本発明によるＰＷＭコンバータの制御装置の
第１２の実施の形態を示す回路図。

【図１４】本発明に適用される有効および無効電流制御
器の一例を示す構成図。

【図１５】本発明によるＰＷＭコンバータの制御装置の
第１３の実施の形態を示す回路図。

【図１６】本発明によるＰＷＭコンバータの制御装置の
第１４の実施の形態を示す回路図。

【図１７】本発明によるＰＷＭコンバータの制御装置の
第１５の実施の形態を示す回路図。

【図１８】本発明によるＰＷＭコンバータの制御装置の
第１６の実施の形態を示す回路図。

【図１９】従来のサイリスタコンバータの制御装置の一
例を示す回路図。

【図２０】従来のＰＷＭコンバータの制御装置の一例を
示す回路図。

【図２１】図２０における有効および無効電流制御器の
一例を示す構成図。

【図２２】図２１における座標変換器の一例を示す構成
図、および動作を説明するための信号波形図。

【符号の説明】

１…インバータ、 ２…電動機、 ３…サイリスタコンバータ、 ３ａ…ＰＷＭコンバータ、 ４…平滑コンデンサ、 ５…交流電源、 ６…電源トランス、 ６ａ…電源フィルタ、 ７…電圧基準回路、 ８…電圧検出器、 ９…比較器、 １０…電圧制御器、 １１…電流検出器、 １２…比較器、 １３…電流制御器、 １４…位相制御器、 １５…交流電圧検出器、 １６…位相検出器、 １７…無効電流基準器、 １８…有効および無効電流制御器、 １８１…座標変換器、 １８１Ａ，１８１Ｂ，１８１Ｃ，１８１Ｄ…乗算器、 １８１Ｅ…減算器、 １８１Ｆ…加算器、 １８１Ｇ，１８１Ｈ…係数器、 １８１Ｉ…加算器、 １８２Ｒ，１８２Ｔ…比較器、 １８３Ｒ，１８３Ｔ…電流制御器、 １８４…反転加算器、 １８５，１８６…座標変換器、 １８７Ｒ，１８７Ｔ…加算器、 １８８Ｒ，１８８Ｔ…ハイパスフィルタ、 １９…ＰＷＭ制御回路、 ２０…振幅演算器、 ２０１…２相変換器、 ２０２…２乗加算器、 ２０３…平方根演算器、 ２０４…ローパスフィルタ、 ２０５…平均電圧演算器、 ２０６ａ〜２０６ｃ…減算器、 ２０７ａ〜２０７ｃ…絶対値演算器、 ２０７ｄ…最大値選択器、 ２０８…移動平均演算器、 ２１…割り算器、 ２２…逆数演算器、 ２３…ハイパスフィルタ、 ２４…加算器、 ２５…乗算器、 ２７…減算器、 ２８Ｒ，２８Ｓ，２８Ｔ…加算器。

フロントページの続き (56)参考文献 特開 平８−322262（ＪＰ，Ａ) 特開 平１−315266（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−247942（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−74765（ＪＰ，Ａ) 特開 平９−135580（ＪＰ，Ａ) 国際公開97／003493（ＷＯ，Ａ１) (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H02M 7/155

Claims (16)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して負
   荷に直流電力を供給するサイリスタコンバータの直流回
   路電圧をフィードバック制御して前記サイリスタコンバ
   ータの出力電流指令を出力する電圧制御手段と、 前記サイリスタコンバータの出力直流電流をフィードバ
   ック制御して前記サイリスタコンバータの出力電圧指令
   を出力する電流制御手段と、 前記サイリスタコンバータの出力電圧指令に前記サイリ
   スタコンバータの出力電圧平均値が比例するように前記
   サイリスタコンバータのサイリスタ点弧位相角を制御す
   る位相制御手段とを備えて構成されるサイリスタコンバ
   ータの制御装置において、 前記交流電源電圧を検出する交流電圧検出手段と、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の振幅
   に比例した信号を演算する振幅演算手段とを備え、 前記電流制御手段の出力であるサイリスタコンバータの
   出力電圧指令を前記振幅演算手段の出力である交流電源
   電圧振幅で除算することで、前記サイリスタコンバータ
   の出力電圧指令を補正するようにしたことを特徴とする
   コンバータの制御装置。
2. 【請求項２】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して負
   荷に直流電力を供給するサイリスタコンバータの直流回
   路電圧をフィードバック制御して前記サイリスタコンバ
   ータの出力電圧指令を出力する電圧制御手段と、 前記サイリスタコンバータの出力電圧指令に前記サイリ
   スタコンバータの出力電圧平均値が比例するように前記
   サイリスタコンバータのサイリスタ点弧位相角を制御す
   る位相制御手段とを備えて構成されるサイリスタコンバ
   ータの制御装置において、 前記交流電源電圧を検出する交流電圧検出手段と、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の振幅
   に比例した信号を演算する振幅演算手段とを備え、 前記電圧制御手段の出力であるサイリスタコンバータの
   出力電圧指令を前記振幅演算手段の出力である交流電源
   電圧振幅で除算することで、前記サイリスタコンバータ
   の出力電圧指令を補正するようにしたことを特徴とする
   コンバータの制御装置。
3. 【請求項３】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して負
   荷に直流電力を供給するサイリスタコンバータの直流回
   路の電圧基準を定める電圧基準手段と、 前記電圧基準に前記サイリスタコンバータの出力電圧平
   均値が比例するように前記サイリスタコンバータのサイ
   リスタ点弧位相角を制御する位相制御手段とを備えて構
   成されるサイリスタコンバータの制御装置において、 前記交流電源電圧を検出する交流電圧検出手段と、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の振幅
   に比例した信号を演算する振幅演算手段とを備え、 前記電圧基準を前記振幅演算手段の出力である交流電源
   電圧振幅で除算することで、前記電圧基準を補正するよ
   うにしたことを特徴とするコンバータの制御装置。
4. 【請求項４】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して負
   荷に直流電力を供給するサイリスタコンバータの直流回
   路電圧をフィードバック制御して前記サイリスタコンバ
   ータの出力電流指令を出力する電圧制御手段と、 前記サイリスタコンバータの出力直流電流をフィードバ
   ック制御して前記サイリスタコンバータの出力電圧指令
   を出力する電流制御手段と、 前記サイリスタコンバータの出力電圧指令に前記サイリ
   スタコンバータの出力電圧平均値が比例するように前記
   サイリスタコンバータのサイリスタ点弧位相角を制御す
   る位相制御手段とを備えて構成されるサイリスタコンバ
   ータの制御装置において、 前記交流電源電圧を検出する交流電圧検出手段と、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の振幅
   に比例した信号を演算する振幅演算手段と、 前記振幅演算手段の出力の逆数を求める逆数演算手段
   と、 前記逆数演算手段の出力の時間変化に比例した量を求め
   るハイパスフィルタとを備え、 前記電流制御手段の出力であるサイリスタコンバータの
   出力電圧指令に前記ハイパスフィルタの出力を乗算した
   量だけ増加させることで、前記サイリスタコンバータの
   出力電圧指令を補正するようにしたことを特徴とするコ
   ンバータの制御装置。
5. 【請求項５】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して負
   荷に直流電力を供給するサイリスタコンバータの直流回
   路電圧をフィードバック制御して前記サイリスタコンバ
   ータの出力電圧指令を出力する電圧制御手段と、 前記サイリスタコンバータの出力電圧指令に前記サイリ
   スタコンバータの出力電圧平均値が比例するように前記
   サイリスタコンバータのサイリスタ点弧位相角を制御す
   る位相制御手段とを備えて構成されるサイリスタコンバ
   ータの制御装置において、 前記交流電源電圧を検出する交流電圧検出手段と、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の振幅
   に比例した信号を演算する振幅演算手段と、 前記振幅演算手段の出力の逆数を求める逆数演算手段
   と、 前記逆数演算手段の出力の時間変化に比例した量を求め
   るハイパスフィルタとを備え、 前記電流制御手段の出力であるサイリスタコンバータの
   出力電圧指令に前記ハイパスフィルタの出力を乗算した
   量だけ増加させることで、前記サイリスタコンバータの
   出力電圧指令を補正するようにしたことを特徴とするコ
   ンバータの制御装置。
6. 【請求項６】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して負
   荷に直流電力を供給するサイリスタコンバータの直流回
   路電圧をフィードバック制御して前記コンバータの出力
   電流指令を出力する電圧制御手段と、 前記コンバータの出力直流電流をフィードバック制御し
   て前記コンバータの出力電圧指令を出力する電流制御手
   段と、 前記出力電圧指令に前記サイリスタコンバータの出力電
   圧平均値が比例するように前記サイリスタコンバータの
   サイリスタ点弧位相角を制御する位相制御手段からなる
   サイリスタコンバータの制御装置において、 前記交流電源電圧を検出する交流電圧検出手段と、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の振幅
   に比例した信号を演算する振幅演算手段と、 前記振幅演算手段の出力である交流電圧振幅の時間変化
   に比例した量を求めるハイパスフィルタとを備え、 前記電圧制御手段の出力であるサイリスタコンバータの
   出力電圧指令から前記ハイパスフィルタの出力を引算す
   ることで、前記サイリスタコンバータの出力電圧指令を
   補正するようにしたことを特徴とするコンバータの制御
   装置。
7. 【請求項７】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して負
   荷に直流電力を供給するサイリスタコンバータの直流回
   路電圧をフィードバック制御して前記サイリスタコンバ
   ータの出力電圧指令を出力する電圧制御手段と、 前記サイリスタコンバータの出力電圧指令に前記サイリ
   スタコンバータの出力電圧平均値が比例するように前記
   サイリスタコンバータのサイリスタ点弧位相角を制御す
   る位相制御手段とを備えて構成されるサイリスタコンバ
   ータの制御装置において、 前記交流電源電圧を検出する交流電圧検出手段と、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の振幅
   に比例した信号を演算する振幅演算手段と、 前記振幅演算手段の出力である交流電圧振幅の時間変化
   に比例した量を求めるハイパスフィルタとを備え、 前記電圧制御手段の出力であるサイリスタコンバータの
   出力電圧指令から前記ハイパスフィルタの出力を引算す
   ることで、前記サイリスタコンバータの出力電圧指令を
   補正するようにしたことを特徴とするコンバータの制御
   装置。
8. 【請求項８】 前記請求項１乃至請求項７のいずれか１
   項に記載のコンバータの制御装置において、 前記振幅演算手段は、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧を直交
   する２相信号に変換する２相変換手段と、 前記２相変換手段の出力である２相信号をそれぞれ２乗
   して加算する２乗加算手段と、 前記２乗加算手段の出力の平方根を求める平方根演算手
   段と、 前記平方根演算手段の出力信号のリプルを抑制するため
   のローパスフィルタと、 から構成したことを特徴とするコンバータの制御装置。
9. 【請求項９】 前記請求項１乃至請求項７のいずれか１
   項に記載のコンバータの制御装置において、 前記振幅演算手段は、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の瞬時
   平均値を求める平均電圧演算手段と、 前記平均電圧演算手段の出力である瞬時平均値を前記交
   流電圧検出手段により検出された交流電圧からそれぞれ
   引算する減算手段と、 前記減算手段の出力を直交する２相信号に変換する２相
   変換手段と、 前記２相変換手段の出力である２相信号をそれぞれ２乗
   して加算する２乗加算手段と、 前記２乗加算手段の出力の平方根を求める平方根演算手
   段と、 前記平方根演算手段の出力信号のリプルを抑制するため
   のローパスフィルタと、 から構成したことを特徴とするコンバータの制御装置。
10. 【請求項１０】 前記請求項１乃至請求項７のいずれか
    １項に記載のコンバータの制御装置において、 前記振幅演算手段は、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧を入力
    として全波整流する全波整流手段と、 前記全波整流手段の出力信号のリプルを抑制するための
    ローパスフィルタと、 から構成したことを特徴とするコンバータの制御装置。
11. 【請求項１１】 前記請求項８乃至請求項１０のいずれ
    か１項に記載のコンバータの制御装置において、 前記ローパスフィルタは、入力信号の移動平均を演算し
    て出力するようにしたことを特徴とするコンバータの制
    御装置。
12. 【請求項１２】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して
    負荷に直流電力を供給するパルス幅変調（ＰＷＭ）コン
    バータの直流回路電圧をフィードバック制御して交流電
    流の有効電流指令を出力する電圧制御手段と、 前記ＰＷＭコンバータの交流電流の無効電流指令を定め
    る無効電流基準手段と、 前記ＰＷＭコンバータの交流電流の電源電圧に対する同
    相成分および直交成分がそれぞれ前記有効電流指令およ
    び無効電流指令に追従するように前記ＰＷＭコンバータ
    の交流電圧指令を決める有効および無効電流制御手段
    と、 前記交流電圧指令に前記ＰＷＭコンバータの交流電圧平
    均値が比例するように前記ＰＷＭコンバータをＰＷＭ制
    御するＰＷＭ制御手段とを備えて構成されるＰＷＭコン
    バータの制御装置において、 前記交流電源の各相電圧を検出する交流電圧検出手段を
    備え、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧に比例
    した信号を、前記有効および無効電流制御手段の出力で
    ある各相の交流電圧指令に重畳するようにしたことを特
    徴とするコンバータの制御装置。
13. 【請求項１３】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して
    負荷に直流電力を供給するパルス幅変調（ＰＷＭ）コン
    バータの直流回路電圧をフィードバック制御して交流電
    流の有効電流指令を出力する電圧制御手段と、 前記ＰＷＭコンバータの交流電流の無効電流指令を定め
    る無効電流基準手段と、 前記交流電源電圧に同期した基準位相を出力する位相検
    出手段と、 前記ＰＷＭコンバータの交流電流を前記基準位相に同相
    な成分および直交する成分に変換する座標変換手段と、 前記交流電流の同相成分と前記有効電流指令とを比較増
    幅して有効電圧指令を出力する有効電流制御手段と、 前記交流電流の直交成分と前記無効電流指令とを比較増
    幅して無効電圧指令を出力する無効電流制御手段と、 前記基準位相を用いて前記有効および無効電圧指令を交
    流電圧指令に変換する座標変換手段と、 前記交流電圧指令に前記ＰＷＭコンバータの交流電圧平
    均値が比例するように前記ＰＷＭコンバータをＰＷＭ制
    御するＰＷＭ制御手段とを備えて構成されるＰＷＭコン
    バータの制御装置において、 前記交流電源の各相電圧を検出する交流電圧検出手段
    と、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧を、前
    記基準位相に同相な成分および直交する成分に変換する
    座標変換手段とを備え、 前記座標変換手段の出力である交流電圧同相成分に比例
    した信号を前記有効電圧指令に、また前記交流電圧直交
    成分に比例した信号を前記無効電圧指令にそれぞれ重畳
    するようにしたことを特徴とするコンバータの制御装
    置。
14. 【請求項１４】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して
    負荷に直流電力を供給するパルス幅変調（ＰＷＭ）コン
    バータの直流回路電圧をフィードバック制御して交流電
    流の有効電流指令を出力する電圧制御手段と、 前記ＰＷＭコンバータの交流電流の無効電流指令を定め
    る無効電流基準手段と、 前記交流電源電圧に同期した基準位相を出力する位相検
    出手段と、 前記ＰＷＭコンバータの交流電流を前記基準位相に同相
    な成分および直交する成分に変換する座標変換手段と、 前記交流電流の同相成分と前記有効電流指令とを比較増
    幅して有効電圧指令を出力する有効電流制御手段と、 前記交流電流の直交成分と前記無効電流指令とを比較増
    幅して無効電圧指令を出力する無効電流制御手段と、 前記基準位相を用いて前記有効および無効電圧指令を交
    流電圧指令に変換する座標変換手段と、 前記交流電圧指令に前記ＰＷＭコンバータの交流電圧平
    均値が比例するように前記ＰＷＭコンバータをＰＷＭ制
    御するＰＷＭ制御手段とを備えて構成されるＰＷＭコン
    バータの制御装置において、 前記交流電源の各相電圧を検出する交流電圧検出手段
    と、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧から前
    記基準位相との同相成分を求める座標変換手段とを備
    え、 前記座標変換手段の出力である交流電圧同相成分に比例
    した信号を前記有効電圧指令に重畳するようにしたこと
    を特徴とするコンバータの制御装置。
15. 【請求項１５】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して
    負荷に直流電力を供給するパルス幅変調（ＰＷＭ）コン
    バータの直流回路電圧をフィードバック制御して交流電
    流の有効電流指令を出力する電圧制御手段と、 前記ＰＷＭコンバータの交流電流の無効電流指令を定め
    る無効電流基準手段と、 前記交流電源電圧に同期した基準位相を出力する位相検
    出手段と、 前記ＰＷＭコンバータの交流電流を前記基準位相に同相
    な成分および直交する成分に変換する座標変換手段と、 前記交流電流の同相成分と前記有効電流指令とを比較増
    幅して有効電圧指令を出力する有効電流制御手段と、 前記交流電流の直交成分と前記無効電流指令とを比較増
    幅して無効電圧指令を出力する無効電流制御手段と、 前記基準位相を用いて前記有効および無効電圧指令を交
    流電圧指令に変換する座標変換手段と、 前記交流電圧指令に前記ＰＷＭコンバータの交流電圧平
    均値が比例するように前記ＰＷＭコンバータをＰＷＭ制
    御するＰＷＭ制御手段とを備えて構成されるＰＷＭコン
    バータの制御装置において、 前記交流電源の各相電圧を検出する交流電圧検出手段
    と、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧を、前
    記基準位相に同相な成分および直交する成分に変換する
    座標変換手段と、 前記座標変換手段の出力である交流電圧同相成分および
    直交成分の時間変化に比例した量をそれぞれ求めるハイ
    パスフィルタとを備え、 前記ハイパスフィルタの出力である交流電圧同相成分変
    動量を前記有効電圧指令に、また前記交流電圧直交成分
    変動量を前記無効電圧指令にそれぞれ重畳するようにし
    たことを特徴とするコンバータの制御装置。
16. 【請求項１６】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して
    負荷に直流電力を供給するパルス幅変調（ＰＷＭ）コン
    バータの直流回路電圧をフィードバック制御して交流電
    流の有効電流指令を出力する電圧制御手段と、 前記ＰＷＭコンバータの交流電流の無効電流指令を定め
    る無効電流基準手段と、 前記交流電源電圧に同期した基準位相を出力する位相検
    出手段と、 前記ＰＷＭコンバータの交流電流を前記基準位相に同相
    な成分および直交する成分に変換する座標変換手段と、 前記交流電流の同相成分と前記有効電流指令とを比較増
    幅して有効電圧指令を出力する有効電流制御手段と、 前記交流電流の直交成分と前記無効電流指令とを比較増
    幅して無効電圧指令を出力する無効電流制御手段と、 前記基準位相を用いて前記有効および無効電圧指令を交
    流電圧指令に変換する座標変換手段と、 前記交流電圧指令に前記ＰＷＭコンバータの交流電圧平
    均値が比例するように前記ＰＷＭコンバータをＰＷＭ制
    御するＰＷＭ制御手段とを備えて構成されるＰＷＭコン
    バータの制御装置において、 前記交流電源の各相電圧を検出する交流電圧検出手段
    と、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧から前
    記基準位相との同相成分を求める座標変換手段と、 前記座標変換手段の出力である交流電圧同相成分の時間
    変化に比例した量を求めるハイパスフィルタとを備え、 前記ハイパスフィルタの出力である交流電圧同相成分変
    動量を前記有効電圧指令に重畳するようにしたことを特
    徴とするコンバータの制御装置。