JP3403056B2 - コンバータの制御装置 - Google Patents
コンバータの制御装置Info
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Description
流電圧に順変換して負荷に直流電力を供給するサイリス
タコンバータあるいはパルス幅変調(以下、PWMと称
する)コンバータの制御装置に係り、特に交流電源電圧
変動に対しての電圧制御の安定性を高めるようにしたコ
ンバータの制御装置に関するものである。
はPWMコンバータは、多くの分野で使われてきてお
り、その使い方も様々である。そして、このサイリスタ
コンバータの制御装置としては、例えば“特開平8−3
22262号公報”等に開示されているものを初め、多
数のものがある。
バータの制御装置の基本的な構成例を示す回路図であ
る。
動機、3はサイリスタコンバータ、4は平滑コンデン
サ、5は交流電源、6は電源トランス、7は電圧基準回
路、8は電圧検出器、9は比較器、10は電圧制御器、
11は電流検出器、12は比較器、13は電流制御器、
14は位相制御器であり、図示のように構成されてい
る。
を介して入力される交流電力を、サイリスタコンバータ
3で直流電力に変換し、平滑コンデンサ4により直流電
圧Vdcのリップルを抑制する。そして、この平滑された
直流電圧Vdcを、インバータ1により3相交流電圧に逆
変換して、電動機2を駆動する。
は、電圧基準回路7から与えられる直流回路の電圧基準
と、電圧検出器8により検出された平滑コンデンサ4の
直流電圧Vdcとを比較器9で比較し、電圧制御器10に
よりフィードバック制御することで行なう。
リスタコンバータ3の出力電流指令と、電流検出器11
により検出されたサイリスタコンバータ3の出力電流と
を比較器12で比較し、電流制御器13によりフィード
バック制御することでサイリスタコンバータ3の出力電
圧指令を出力する。
リスタコンバータ3の出力電圧指令に比例したサイリス
タコンバータ3の出力電圧平均値が得られるように、位
相制御器14によりサイリスタコンバータ3のサイリス
タ点弧位相角を制御するという周知の構成である。
した時に、サイリスタの点弧位相角αとサイリスタコン
バータ3の出力電圧平均値Vc との関係は、下記(1)
式に示すようになるので、位相制御器14は、入力であ
るサイリスタコンバータ3の出力電圧指令Vc * に対し
て、下記(2)式が成立するように点弧位相角αを決定
する。
りサイリスタの点弧位相角αを制御し、下記(3)式に
示すように、サイリスタコンバータ3の出力電圧指令V
c * に比例したサイリスタコンバータ3の出力電圧平均
値Vc を得ることができる。
圧を制御し、負荷である電動機2に直流電力を供給す
る。
ータ1と電動機2のものに限らず、様々な直流負荷に適
用できることは言うまでもない。
サイリスタコンバータの制御装置において、前述のよう
に、サイリスタコンバータ3の出力電圧指令Vc * と出
力電圧平均値Vc との間に比例関係が成立するのは、交
流電源5の電圧振幅Vacが一定の場合の時だけである。
した場合には、その変化量に比例してサイリスタコンバ
ータ3の出力電圧平均値Vc も変化し、このことが外乱
となって制御に悪影響をもたらす。そして、交流電源5
の電源変動が起こると、平滑コンデンサ4の直流電圧V
dcを電圧基準値に追従させることができず、負荷である
電動機2の運転に影響を与える可能性がある。
についてであるが、より高速制御応答を実現できるコン
バータとして、トランジスタ等を用いたPWMコンバー
タが知られている。
タの制御装置の基本的な構成例を示す回路図である。
しては、前記図19の構成におけるサイリスタコンバー
タ3の代わりにPWMコンバータ3aを、また電源トラ
ンス6の代わりにリアクトルとコンデンサ等から構成し
た電源フィルタ6aを備えた構成となっている。
は、前記図19の場合と同様に、電圧基準回路7から与
えられる直流回路の電圧基準と、電圧検出器8により検
出された平滑コンデンサ4の直流電圧Vdcとを比較器9
で比較し、電圧制御器10によりフィードバック制御す
ることで行なう。
た電源電圧から、位相検出器16により電源に同期した
信号に変換する。
から構成され、出力SP ,SQ は交流電源5の相電圧に
同期した正弦波信号であり、PWMコンバータ3aの交
流電流制御の基準位相となる。
流指令iP * であり、無効電流基準器17から与えられ
る無効電流指令iQ * がPWMコンバータ3aの交流電
流に対する指令値となる。
位相検出器16から出力される電源同期信号SP ,SQ
を用いて、電流検出器11R,11Tにより検出された
交流電流iR およびiT の電源位相と同相な成分が有効
電流指令iP * に、電源位相と直交する成分が無効電流
指令iQ * にそれぞれ追従するように、3相の電圧指令
νR * ,νS * ,νT * を出力する。
* ,νT * をPWM制御回路19によりパルス幅変調
し、PWM制御回路19の出力によりPWMコンバータ
3aのトランジスタ等のスイッチングデバイスをオンオ
フするという周知の構成である。
電流制御器18の一例を示す構成図である。
82R,182Tは比較器、183R,183Tは電流
制御器、184は反転加算器である。
交流電流指令iR * ,iT * と、検出された各相電流i
R ,iT とを、それぞれ比較器182R,182Tによ
り比較し、この比較結果を電流制御器183R,183
Tにより増幅して、R相,T相の電圧指令νR * ,νT
* を得る。
相の電圧指令νR * ,νT * を、反転加算器184によ
り極性反転して加算することで得る。
るようにしているが、3相分を電流制御する構成もあ
る。
トランスを用いる場合もある。
器181の一例を示す構成図である。
B,181C,181Dは乗算器、181Eは減算器、
181Fは加算器、181G,181Hは係数器、18
1Iは加算器である。
される電源同期信号SP ,SQ の位相関係を示す信号波
形図である。
のR相電圧eR と同相な電源同期信号、SQ は電源同期
信号SP よりも90゜遅れた電源同期信号である。
SP ,SQ と有効電流指令iP * あるいは無効電流指令
iQ * とを、4つの乗算器181A,181B,181
C,181Dにより乗算する。
あるいは加算器181Fにより減算もしくは加算して、
それぞれの出力xおよびyは次のようになる。
とすれば、上記式は次のようになる。
P * 、直交する成分がiQ * の交流電流指令であり、y
は同じ同相成分iP * 、および直交成分iQ *を持つ交
流電流指令で、xよりも90゜遅れた信号である。
81Iは、上記出力xとyから、次式のような直交2相
/3相変換演算により、T相の電流指令を求める。
て、電源電圧と同相成分がiP * 、直交成分がiQ * の
R相およびT相の電流指令iR * およびiT *が得られ
る。
0゜位相差の信号を用いているが、120゜位相差の同
期信号を用いる等、座標変換の構成としては種々のもの
がある。
応答が前述のサイリスタコンバータ3よりも速いことか
ら、外乱の影響も少ない。
ータ3aとの間のインダクタンスが小さい場合には、交
流電源5の電圧変動によって交流電流が影響を受け、過
電流に至る場合もある。
ての電圧制御の安定性を高くすることが可能なコンバー
タの制御装置を提供することにある。
めに、請求項1の発明では、交流電源電圧を直流電圧に
順変換して負荷に直流電力を供給するサイリスタコンバ
ータの直流回路電圧をフィードバック制御してサイリス
タコンバータの出力電流指令を出力する電圧制御手段
と、サイリスタコンバータの出力直流電流をフィードバ
ック制御してサイリスタコンバータの出力電圧指令を出
力する電流制御手段と、サイリスタコンバータの出力電
圧指令にサイリスタコンバータの出力電圧平均値が比例
するようにサイリスタコンバータのサイリスタ点弧位相
角を制御する位相制御手段とを備えて構成されるサイリ
スタコンバータの制御装置において、交流電源電圧を検
出する交流電圧検出手段と、交流電圧検出手段により検
出された交流電圧の振幅に比例した信号を演算する振幅
演算手段とを備え、電流制御手段の出力であるサイリス
タコンバータの出力電圧指令を振幅演算手段の出力であ
る交流電源電圧振幅で除算することで、サイリスタコン
バータの出力電圧指令を補正するようにしている。
御装置においては、電流制御手段をマイナループに持つ
サイリスタコンバータの制御装置において、交流電源電
圧を検出して、その振幅に比例した信号を演算し、この
交流電源電圧振幅でサイリスタコンバータの出力電圧指
令を除算することによってサイリスタコンバータの出力
電圧指令を補正することにより、交流電源電圧変動の影
響を緩和することができる。
を直流電圧に順変換して負荷に直流電力を供給するサイ
リスタコンバータの直流回路電圧をフィードバック制御
してサイリスタコンバータの出力電圧指令を出力する電
圧制御手段と、サイリスタコンバータの出力電圧指令に
サイリスタコンバータの出力電圧平均値が比例するよう
にサイリスタコンバータのサイリスタ点弧位相角を制御
する位相制御手段とを備えて構成されるサイリスタコン
バータの制御装置において、交流電源電圧を検出する交
流電圧検出手段と、交流電圧検出手段により検出された
交流電圧の振幅に比例した信号を演算する振幅演算手段
とを備え、電圧制御手段の出力であるサイリスタコンバ
ータの出力電圧指令を振幅演算手段の出力である交流電
源電圧振幅で除算することで、サイリスタコンバータの
出力電圧指令を補正するようにしている。
御装置においては、電流制御手段をマイナループに持た
ないサイリスタコンバータの制御装置において、交流電
源電圧を検出して、その振幅に比例した信号を演算し、
この交流電源電圧振幅でサイリスタコンバータの出力電
圧指令を除算することによってサイリスタコンバータの
出力電圧指令を補正することにより、交流電源電圧変動
の影響を緩和することができる。
圧を直流電圧に順変換して負荷に直流電力を供給するサ
イリスタコンバータの直流回路の電圧基準を定める電圧
基準回路と、電圧基準にサイリスタコンバータの出力電
圧平均値が比例するようにサイリスタコンバータのサイ
リスタ点弧位相角を制御する位相制御手段とを備えて構
成されるサイリスタコンバータの制御装置において、交
流電源電圧を検出する交流電圧検出手段と、交流電圧検
出手段により検出された交流電圧の振幅に比例した信号
を演算する振幅演算手段とを備え、電圧基準を振幅演算
手段の出力である交流電源電圧振幅で除算することで、
電圧基準を補正するようにしている。
御装置においては、与えられた電圧基準をサイリスタコ
ンバータの出力電圧指令とするオープンループのサイリ
スタコンバータの制御装置において、交流電源電圧を検
出して、その振幅に比例した信号を演算し、この交流電
源電圧振幅で与えられた電圧基準を除算することによっ
て電圧基準を補正することにより、交流電源電圧変動の
影響を緩和することができる。
を直流電圧に順変換して負荷に直流電力を供給するサイ
リスタコンバータの直流回路電圧をフィードバック制御
してサイリスタコンバータの出力電流指令を出力する電
圧制御手段と、サイリスタコンバータの出力直流電流を
フィードバック制御してサイリスタコンバータの出力電
圧指令を出力する電流制御手段と、サイリスタコンバー
タの出力電圧指令にサイリスタコンバータの出力電圧平
均値が比例するようにサイリスタコンバータのサイリス
タ点弧位相角を制御する位相制御手段とを備えて構成さ
れるサイリスタコンバータの制御装置において、交流電
源電圧を検出する交流電圧検出手段と、交流電圧検出手
段により検出された交流電圧の振幅に比例した信号を演
算する振幅演算手段と、振幅演算手段の出力の逆数を求
める逆数演算手段と、逆数演算手段の出力の時間変化に
比例した量を求めるハイパスフィルタとを備え、電流制
御手段の出力であるサイリスタコンバータの出力電圧指
令にハイパスフィルタの出力を乗算した量だけ増加させ
ることで、サイリスタコンバータの出力電圧指令を補正
するようにしている。
御装置においては、電流制御手段をマイナループに持つ
サイリスタコンバータの制御装置において、交流電源電
圧を検出して、その振幅に比例した信号を演算し、この
交流電源電圧振幅の逆数を求めて、その時間変化に比例
した量を求め、この量を乗算した量だけサイリスタコン
バータの出力電圧指令に増加させることによってサイリ
スタコンバータの出力電圧指令を補正することにより、
交流電源電圧変動の影響を緩和することができる。
を直流電圧に順変換して負荷に直流電力を供給するサイ
リスタコンバータの直流回路電圧をフィードバック制御
してサイリスタコンバータの出力電圧指令を出力する電
圧制御手段と、サイリスタコンバータの出力電圧指令に
サイリスタコンバータの出力電圧平均値が比例するよう
にサイリスタコンバータのサイリスタ点弧位相角を制御
する位相制御手段とを備えて構成されるサイリスタコン
バータの制御装置において、交流電源電圧を検出する交
流電圧検出手段と、交流電圧検出手段により検出された
交流電圧の振幅に比例した信号を演算する振幅演算手段
と、振幅演算手段の出力の逆数を求める逆数演算手段
と、逆数演算手段の出力の時間変化に比例した量を求め
るハイパスフィルタとを備え、電流制御手段の出力であ
るサイリスタコンバータの出力電圧指令にハイパスフィ
ルタの出力を乗算した量だけ増加させることで、サイリ
スタコンバータの出力電圧指令を補正するようにしてい
る。
御装置においては、電流制御手段をマイナループに持た
ないサイリスタコンバータの制御装置において、交流電
源電圧を検出して、その振幅に比例した信号を演算し、
この交流電源電圧振幅の逆数を求めて、その時間変化に
比例した量を求め、この量を乗算した量だけサイリスタ
コンバータの出力電圧指令値に増加させることによって
サイリスタコンバータの出力電圧指令を補正することに
より、交流電源電圧変動の影響を緩和することができ
る。
圧を直流電圧に順変換して負荷に直流電力を供給するサ
イリスタコンバータの直流回路電圧をフィードバック制
御してコンバータの出力電流指令を出力する電圧制御手
段と、コンバータの出力直流電流をフィードバック制御
してコンバータの出力電圧指令を出力する電流制御手段
と、出力電圧指令にサイリスタコンバータの出力電圧平
均値が比例するようにコンバータのサイリスタ点弧位相
角を制御する位相制御手段からなるサイリスタコンバー
タの制御装置において、交流電源電圧を検出する交流電
圧検出手段と、交流電圧検出手段により検出された交流
電圧の振幅に比例した信号を演算する振幅演算手段と、
振幅演算手段の出力である交流電圧振幅の時間変化に比
例した量を求めるハイパスフィルタとを備え、電圧制御
手段の出力であるサイリスタコンバータの出力電圧指令
からハイパスフィルタの出力を引算することで、サイリ
スタコンバータの出力電圧指令を補正するようにしてい
る。
御装置においては、電流制御手段をマイナループに持つ
サイリスタコンバータの制御装置において、交流電源電
圧を検出して、その振幅に比例した信号を演算し、この
交流電源電圧振幅の時間変化に比例した量を求め、この
量をサイリスタコンバータの出力電圧指令から引算する
ことによってサイリスタコンバータの出力電圧指令を補
正することにより、交流電源電圧変動の影響を緩和する
ことができる。
源電圧を直流電圧に順変換して負荷に直流電力を供給す
るサイリスタコンバータの直流回路電圧をフィードバッ
ク制御してサイリスタコンバータの出力電圧指令を出力
する電圧制御手段と、サイリスタコンバータの出力電圧
指令にサイリスタコンバータの出力電圧平均値が比例す
るようにサイリスタコンバータのサイリスタ点弧位相角
を制御する位相制御手段とを備えて構成されるサイリス
タコンバータの制御装置において、交流電源電圧を検出
する交流電圧検出手段と、交流電圧検出手段により検出
された交流電圧の振幅に比例した信号を演算する振幅演
算手段と、振幅演算手段の出力である交流電圧振幅の時
間変化に比例した量を求めるハイパスフィルタとを備
え、電圧制御手段の出力であるサイリスタコンバータの
出力電圧指令からハイパスフィルタの出力を引算するこ
とで、サイリスタコンバータの出力電圧指令を補正する
ようにしている。
御装置においては、電流制御手段をマイナループに持た
ないサイリスタコンバータの制御装置において、交流電
源電圧を検出して、その振幅に比例した信号を演算し、
この交流電圧振幅の時間変化に比例した量を求め、この
量をサイリスタコンバータの出力電圧指令値から引算す
ることによってサイリスタコンバータの出力電圧指令を
補正することにより、交流電源電圧変動の影響を緩和す
ることができる。
求項8に記載したように、交流電圧検出手段により検出
された交流電圧を直交する2相信号に変換する2相変換
手段と、2相変換手段の出力である2相信号をそれぞれ
2乗して加算する2乗加算手段と、2乗加算手段の出力
の平方根を求める平方根演算手段と、平方根演算手段の
出力信号のリプルを抑制するためのローパスフィルタと
から構成することが好ましい。
9に記載したように、交流電圧検出手段により検出され
た交流電圧の瞬時平均値を求める平均電圧演算手段と、
平均電圧演算手段の出力である瞬時平均値を交流電圧検
出手段により検出された交流電圧からそれぞれ引算する
減算手段と、減算手段の出力を直交する2相信号に変換
する2相変換手段と、2相変換手段の出力である2相信
号をそれぞれ2乗して加算する2乗加算手段と、2乗加
算手段の出力の平方根を求める平方根演算手段と、平方
根演算手段の出力信号のリプルを抑制するためのローパ
スフィルタとから構成することが好ましい。
項10に記載したように、交流電圧検出手段により検出
された交流電圧を入力として全波整流する全波整流手段
と、全波整流手段の出力信号のリプルを抑制するための
ローパスフィルタとから構成することが好ましい。
えば請求項11に記載したように、入力信号の移動平均
を演算して出力することが好ましい。
電源電圧を直流電圧に順変換して負荷に直流電力を供給
するパルス幅変調(PWM)コンバータの直流回路電圧
をフィードバック制御して交流電流の有効電流指令を出
力する電圧制御手段と、PWMコンバータの交流電流の
無効電流指令を定める無効電流基準手段と、PWMコン
バータの交流電流の電源電圧に対する同相成分および直
交成分がそれぞれ有効電流指令および無効電流指令に追
従するようにPWMコンバータの交流電圧指令を決める
有効および無効電流制御手段と、交流電圧指令にPWM
コンバータの交流電圧平均値が比例するようにPWMコ
ンバータをPWM制御するPWM制御手段とを備えて構
成されるPWMコンバータの制御装置において、請求項
12の発明では、交流電源の各相電圧を検出する交流電
圧検出手段を備え、交流電圧検出手段により検出された
交流電圧に比例した信号を、有効および無効電流制御手
段の出力である各相の交流電圧指令に重畳するようにし
ている。
制御装置においては、電流制御ループを持つPWMコン
バータの制御装置において、交流電源の各相電圧を検出
して、それに比例した信号を各相の交流電圧指令に重畳
することにより、交流電源電圧変動の影響を緩和するこ
とができる。
各相電圧を検出する交流電圧検出手段と、交流電圧検出
手段により検出された交流電圧を、基準位相に同相な成
分および直交する成分に変換する座標変換手段とを備
え、座標変換手段の出力である交流電圧同相成分に比例
した信号を有効電圧指令に、また交流電圧直交成分に比
例した信号を無効電圧指令にそれぞれ重畳するようにし
ている。
制御装置においては、交流電流を基準位相と同相な成分
および直交する成分に変換して電流制御した結果として
有効および無効電圧指令を得るPWMコンバータの制御
装置において、交流電源の各相電圧を検出して、それを
基準位相との同相成分および直交成分に変換し、この交
流電圧同相成分に比例した信号を有効電圧指令に、また
交流電圧直交成分に比例した信号を無効電圧指令にそれ
ぞれ重畳することにより、交流電源電圧変動の影響を緩
和することができる。
の各相電圧を検出する交流電圧検出手段と、交流電圧検
出手段により検出された交流電圧から基準位相との同相
成分を求める座標変換手段とを備え、座標変換手段の出
力である交流電圧同相成分に比例した信号を有効電圧指
令に重畳するようにしている。
制御装置においては、交流電流を基準位相と同相な成分
および直交する成分に変換して電流制御した結果として
有効および無効電圧指令を得るPWMコンバータの制御
装置において、交流電源の各相電圧を検出して、それか
ら基準位相との同相成分を求め、この交流電圧同相成分
に比例した信号を有効電圧指令に重畳することにより、
交流電源電圧変動の影響を緩和することができる。
各相電圧を検出する交流電圧検出手段と、交流電圧検出
手段により検出された交流電圧を、基準位相に同相な成
分および直交する成分に変換する座標変換手段と、座標
変換手段の出力である交流電圧同相成分および直交成分
の時間変化に比例した量をそれぞれ求めるハイパスフィ
ルタとを備え、ハイパスフィルタの出力である交流電圧
同相成分変動量を有効電圧指令に、また交流電圧直交成
分変動量を無効電圧指令にそれぞれ重畳するようにして
いる。
制御装置においては、交流電流を基準位相と同相な成分
および直交する成分に変換して電流制御した結果として
有効および無効電圧指令を得るPWMコンバータの制御
装置において、交流電源の各相電圧を検出して、それを
基準位相との同相成分および直交成分に変換し、さらに
この交流電圧同相成分および直交成分の時間変化に比例
した量をそれぞれ求め、この交流電圧同相成分変動量を
有効電圧指令に、また交流電圧直交成分変動量を無効電
圧指令にそれぞれ重畳することにより、交流電源電圧変
動の影響を緩和することができる。
の各相電圧を検出する交流電圧検出手段と、交流電圧検
出手段により検出された交流電圧から基準位相との同相
成分を求める座標変換手段と、座標変換手段の出力であ
る交流電圧同相成分の時間変化に比例した量を求めるハ
イパスフィルタとを備え、ハイパスフィルタの出力であ
る交流電圧同相成分変動量を有効電圧指令に重畳するよ
うにしている。
制御装置においては、交流電流を基準位相と同相な成分
および直交する成分に変換して電流制御した結果として
有効および無効電圧指令を得るPWMコンバータの制御
装置において、交流電源の各相電圧を検出して、それか
ら基準位相との同相成分を求め、この交流電圧同相成分
の時間変化に比例した量を求め、この交流電圧同相成分
変動量を有効電圧指令に重畳することにより、交流電源
電圧変動の影響を緩和することができる。
電圧制御の安定性を高くできる。
て図面を参照して詳細に説明する。
態によるサイリスタコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図19と同一部分には同一符号を付し
てその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ
述べる。
バータの制御装置は、図1に示すように、交流電圧検出
器15と、振幅演算器20と、割り算器21とを、図1
9に付加した構成としている。
ータ3の入力交流電圧、すなわち交流電源5の電圧を検
出する。
より検出された交流電圧の振幅に比例した信号を演算す
る。
あるサイリスタコンバータの出力電圧指令を、振幅演算
器20の出力である交流電源電圧振幅で除算すること
で、サイリスタコンバータの出力電圧指令を補正する。
のサイリスタコンバータの制御装置の作用について説明
する。
を、次式のように比例係数Kacを用いて表わすものとす
る。
るように、上記式の比例係数Kacを選ぶことにより、交
流電源5が定常状態で変動がない時は、割り算器21に
与えられる出力Sacは1であり、前述した図19の従来
の場合と全く同じ制御機能となる。
振幅演算器20の出力Sacは1でなくなり、電流制御器
14の出力Vc * は振幅演算器20の出力Sacで割られ
て、補正されたサイリスタコンバータ3の出力電圧指令
Vcc * は、次式のようになる。
を用いて、(2)式のように位相制御器14でαを決定
すると、(1)式に代入することで明らかなように、サ
イリスタコンバータ3の出力電圧平均値Vc は、次式の
ように電流制御器14の出力Vc * に比例するようにな
る。
の制御装置では、交流電源5の電圧が変動しても、サイ
リスタコンバータ3の出力電圧平均値Vc を電流制御器
14の出力Vc * に比例させることができるため、交流
電源5の電圧変動の影響を受けないサイリスタコンバー
タの制御装置を実現することが可能となる。
も、平滑コンデンサ4の直流電圧Vdcを安定に制御する
ことができ、負荷であるインバータ1および電動機2に
は、常に安定した電力を供給することができる。
騰水型原子炉の原子炉冷却材再循環ポンプ(React
or Internal Pump 以下、RIPと略
称する)の駆動装置である原子炉冷却材再循環ポンプ可
変周波数電源装置(Reactor Internal
pump Adjustable Speed Dr
ive 以下、ASDと略称する)が挙げられる。
ポンプであり、その運転速度によって原子炉の出力を制
御する機能を持つため、駆動源であるASDには、極力
安定した電力をRIPに供給することが要求されてい
る。
所内の母線切替等に起因する電圧変動や、発電所そのも
のは当然系統につながっているため系統動揺の影響を受
ける可能性があり、本実施の形態をASDの電圧制御回
路に取り入れて、電源電圧変動による電圧制御回路の外
乱を抑制することは、原子力発電所の運用上非常に意味
のあることと言える。
態によるサイリスタコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図1と同一部分には同一符号を付して
その説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述
べる。
バータの制御装置は、図2に示すように、前記図1の構
成に対して、電流検出器11、比較器12、電流制御器
13からなる電流制御ループを省略した構成としてい
る。
では、電流制御を行なわずに、電圧制御器10の出力で
位相制御を行なう場合もあり、図2は電流制御を行なわ
ない場合に対して適用した構成である。
5により検出された交流電圧の振幅に比例した信号を演
算する振幅演算器20の出力である交流電源電圧振幅
で、電圧制御器10の出力であるサイリスタコンバータ
の出力電圧指令を割り算器21により除算した結果を、
補正されたサイリスタコンバータの出力電圧指令として
位相制御器14へ入力するようにしている。
のサイリスタコンバータの制御装置の作用について説明
する。
るサイリスタコンバータの出力電圧指令を、振幅演算器
20の出力である交流電源電圧振幅で除算することによ
り、交流電源5の電圧が変動した場合に、位相制御器1
4の入力がその電源変動に応じて補正される。
きさであっても、交流電源5の電圧が低下すると位相制
御器14の入力は大きくなり、交流電源5の電圧が上昇
すると位相制御器14の入力は小さくなる。そして、こ
の結果として、電源変動が起きても、電圧制御器10の
出力とサイリスタコンバータ3の出力電圧平均値を比例
させることができる。
タコンバータの制御装置では、交流電源5の電圧が変動
しても、サイリスタコンバータ3の出力電圧平均値を電
圧制御器10の出力に比例させることができるため、交
流電源5の電圧変動の影響を受けないサイリスタコンバ
ータの制御装置を実現することが可能となる。
も、平滑コンデンサ4の直流電圧を安定に制御すること
ができ、負荷であるインバータ1および電動機2には、
常に安定した電力を供給することができる。
態によるサイリスタコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図2と同一部分には同一符号を付して
その説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述
べる。
バータの制御装置は、図3に示すように、前記図2の構
成に対して、電圧検出器8、比較器9、電圧制御器10
からなる電圧制御ループを省略した構成としている。
明した、前記(1)〜(3)式から明らかなように、電
圧制御ループを構成しなくても、サイリスタコンバータ
の出力電圧を制御することができる。
5により検出された交流電圧の振幅に比例した信号を演
算する振幅演算器20の出力である交流電源電圧振幅
で、電圧基準回路7の出力である電圧基準を割り算器2
1により割り算した結果を、補正された電圧基準として
位相制御器14へ入力するようにしている。
のサイリスタコンバータの制御装置の作用について説明
する。
る電圧基準を、振幅演算器20の出力である交流電源電
圧振幅で除算することにより、交流電源5の電圧が変動
した場合に、位相制御器14の入力がその電源変動に応
じて補正される。
きさであっても、交流電源5の電圧が低下すると位相制
御器14の入力は大きくなり、交流電源5の電圧が上昇
すると位相制御器14の入力は小さくなる。そして、こ
の結果として、電源変動が起きても、電圧基準回路7の
出力とサイリスタコンバータ3の出力電圧平均値をほぼ
比例させることができる。
タコンバータの制御装置では、交流電源5の電圧が変動
しても、サイリスタコンバータ3の出力電圧平均値を電
圧基準回路7の出力にほぼ比例させることができるた
め、交流電源5の電圧変動の影響を受けないサイリスタ
コンバータの制御装置を実現することが可能となる。
も、平滑コンデンサ4の直流電圧を安定に制御すること
ができ、負荷であるインバータ1および電動機2には、
常に安定した電力を供給することができる。
態によるサイリスタコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図1と同一部分には同一符号を付して
その説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述
べる。
バータの制御装置は、図4に示すように、前記図1の構
成に対して、逆数演算器22と、ハイパスフィルタ23
と、加算器24とを付加し、さらに割り算器21に代え
て、乗算器25を備えた構成としている。
の逆数を演算する。
の出力の時間変化に比例した量(逆数の変化率)の大き
な成分を抽出する。
力に1を加算する。
るサイリスタコンバータの出力電圧指令に、加算器24
の出力を乗算した結果を、補正されたサイリスタコンバ
ータの出力電圧指令として位相制御器14へ入力するよ
うにしている。
と1次遅れフィルタとを組み合わせた特性の不完全微分
等で実現することができる。
のサイリスタコンバータの制御装置の作用について説明
する。
入力の変動分だけを出力するので、交流電源5の電圧変
動がない場合には出力は0である。
算器25の出力は電流制御器13の出力と同じであり、
乗算器25は何の作用もしない。
があった場合には、振幅演算器20の出力が逆数演算器
22で逆数演算され、その変化分がハイパスフィルタ2
3から出力される。
り、位相制御器14の入力であるサイリスタコンバータ
の出力電圧指令が補正される。
昇した場合に逆数演算器22の出力が小さくなり、ハイ
パスフィルタ23の出力は負に変化する。
り、位相制御器14の入力であるサイリスタコンバータ
の出力電圧指令は小さくなる方向に補正される。そし
て、位相制御器14の入力であるサイリスタコンバータ
の出力電圧指令を小さくすることで、交流電源5の電圧
の上昇によるサイリスタコンバータ3の出力電圧の上昇
を抑制して、直流電圧を安定に制御することができる。
リスタコンバータの出力電圧指令をVc * 、ハイパスフ
ィルタ23の出力をKc 、位相制御器14の入力をVcc
* とすると、本実施の形態における位相制御器14の入
力Vcc * は、次式のようになる。
の制御装置では、交流電源5の電圧が変動しても、サイ
リスタコンバータ3の出力電圧の上昇を抑制することが
できるため、交流電源5の電圧変動の影響を受けないサ
イリスタコンバータの制御装置を実現することが可能と
なる。
も、平滑コンデンサ4の直流電圧を安定に制御すること
ができ、負荷であるインバータ1および電動機2には、
常に安定した電力を供給することができる。
1および第2の実施の形態では、交流電源5の電圧の変
動量に比例して位相制御器14の入力であるサイリスタ
コンバータの出力電圧指令を補正しているが、各実施の
形態とも電圧をフィードバック制御しているので、遅い
変化の変動は電圧制御器10によって補正される。従っ
て、交流電源5の電圧の急速な変動分だけを補正するこ
とにより、本発明の目的を達成することができる。
実施の形態によるサイリスタコンバータの制御装置の構
成例を示す回路図であり、図4と同一部分には同一符号
を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分につい
てのみ述べる。
バータの制御装置は、図5に示すように、前記図4の構
成に対して、加算器24を省略し、この加算器24に代
えて、加算器26を備えた構成としている。
るサイリスタコンバータの出力電圧指令と、ハイパスフ
ィルタ23の出力とを乗算する。
るサイリスタコンバータの出力電圧指令に、乗算器25
の出力を加算した結果を、補正されたサイリスタコンバ
ータの出力電圧指令として位相制御器14へ入力するよ
うにしている。
のサイリスタコンバータの制御装置においても、前記図
4に示した第2の実施の形態のサイリスタコンバータの
制御装置と同様に作用する。
イリスタコンバータの出力電圧指令をVc * 、ハイパス
フィルタ23の出力をKc 、位相制御器14の入力をV
cc *とすると、本実施の形態における位相制御器14の
入力Vcc * は、次式のようになり、前記図4に示した第
2の実施の形態における式と同じであることは明らかで
ある。
の制御装置でも、前記図4に示した第2の実施の形態の
場合と同様の効果を得ることが可能である。
態によるサイリスタコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図2および図4と同一部分には同一符
号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分につ
いてのみ述べる。
バータの制御装置は、図6に示すように、前記図2に示
す第2の実施の形態の場合と同様に、電流制御器13を
持たないサイリスタコンバータの制御装置に、図4に示
す第4の実施の形態の場合と同様に、振幅演算器20の
出力から逆数を求める逆数演算器22と、逆数演算器2
2の出力の時間変化に比例した量(逆数の変化率)の大
きな成分(早い変化だけ)を抽出するハイパスフィルタ
23と、ハイパスフィルタ23の出力に1を加算する加
算器24と、電圧制御器10の出力であるサイリスタコ
ンバータの出力電圧指令に、加算器24の出力を乗算す
る乗算器25とを備え、この乗算器25の出力を、補正
されたサイリスタコンバータの出力電圧指令として位相
制御器14へ入力するようにしている。
のサイリスタコンバータの制御装置の作用について説明
する。
急な変動があった場合には、振幅演算器20の出力が逆
数演算器22で逆数演算され、その変化分がハイパスフ
ィルタ23から出力される。
り、前記図4および図5の場合と同様に、位相制御器1
4の入力であるサイリスタコンバータの出力電圧指令が
補正される。
タコンバータの制御装置では、交流電源5の電圧が変動
しても、サイリスタコンバータ3の出力電圧の上昇を抑
制することができるため、交流電源5の電圧変動の影響
を受けないサイリスタコンバータの制御装置を実現する
ことが可能となる。
も、平滑コンデンサ4の直流電圧を安定に制御すること
ができ、負荷であるインバータ1および電動機2には、
常に安定した電力を供給することができる。
分だけを補正することにより、本発明の目的を達成する
ことができる。
態によるサイリスタコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図4と同一部分には同一符号を付して
その説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述
べる。
バータの制御装置は、図7に示すように、前記図4の構
成をより簡単な構成にしたものであり、振幅演算器20
の出力である交流電圧振幅の時間変化に比例した量(交
流電源5の電圧の振幅変動分)を抽出するハイパスフィ
ルタ23と、電流制御器13の出力であるサイリスタコ
ンバータの出力電圧指令から、ハイパスフィルタ23の
出力を減算する減算器27とを備え、この減算器27の
出力を、補正されたサイリスタコンバータの出力電圧指
令として位相制御器14へ入力するようにしている。
のサイリスタコンバータの制御装置の作用について説明
する。
変動があった場合には、位相制御器14の入力であるサ
イリスタコンバータの出力電圧指令が、電源変動に応じ
て補正される。
ハイパスフィルタ23の出力は0から正に変化する。
も小さな信号となり、位相制御器14の入力であるサイ
リスタコンバータの出力電圧指令は小さくなる方向に補
正される。
と、位相制御器14の入力であるサイリスタコンバータ
の出力電圧指令は小さくなり、電源変動の影響を除去す
ることができる。
タコンバータの制御装置では、交流電源5の電圧が変動
しても、サイリスタコンバータ3の出力電圧の上昇を抑
制することができるため、交流電源5の電圧変動の影響
を受けないサイリスタコンバータの制御装置を実現する
ことが可能となる。
も、平滑コンデンサ4の直流電圧を安定に制御すること
ができ、負荷であるインバータ1および電動機2には、
常に安定した電力を供給することができる。
態によるサイリスタコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図6と同一部分には同一符号を付して
その説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述
べる。
バータの制御装置は、図8に示すように、前記図6の構
成をより簡単な構成にしたものであり、振幅演算器20
の出力である交流電圧振幅の時間変化に比例した量(交
流電源5の電圧の振幅変動分)を抽出するハイパスフィ
ルタ23と、電圧制御器10の出力であるサイリスタコ
ンバータの出力電圧指令から、ハイパスフィルタ23の
出力を減算する減算器27とを備え、この減算器27の
出力を、補正されたサイリスタコンバータの出力電圧指
令として位相制御器14へ入力するようにしている。
のサイリスタコンバータの制御装置の作用について説明
する。
変動があった場合には、位相制御器14の入力であるサ
イリスタコンバータの出力電圧指令が、電源変動に応じ
て補正される。
ハイパスフィルタ23の出力は0から正に変化する。
も小さな信号となり、位相制御器14の入力であるサイ
リスタコンバータの出力電圧指令は小さくなる方向に補
正される。
と、位相制御器14の入力であるサイリスタコンバータ
の出力電圧指令は小さくなり、電源変動の影響を除去す
ることができる。
タコンバータの制御装置では、交流電源5の電圧が変動
しても、サイリスタコンバータ3の出力電圧の上昇を抑
制することができるため、交流電源5の電圧変動の影響
を受けないサイリスタコンバータの制御装置を実現する
ことが可能となる。
も、平滑コンデンサ4の直流電圧を安定に制御すること
ができ、負荷であるインバータ1および電動機2には、
常に安定した電力を供給することができる。
至第7の実施の形態によるサイリスタコンバータの制御
装置における振幅演算器20の一例を示す構成図であ
る。
は、図9に示すように、交流電圧検出器15により検出
された3相交流電源電圧VRS,VST,VTRを直交する2
相信号X,Yに変換する2相変換器201と、2相変換
器201の出力である2相信号X,Yをそれぞれ2乗し
て加算する2乗加算器202と、2乗加算器202の出
力の平方根を求める平方根演算器203と、平方根演算
器203の出力信号をそのリプルを除去するために平滑
して振幅信号Sacを出力するローパスフィルタ204と
から構成している。
の振幅演算器20の作用について説明する。
換器201により直交する2相信号に変換され、2乗加
算器202および平方根演算器203により、3相交流
電源電圧の振幅が演算される。
た3相交流電源電圧は、転流サージ等のために歪成分が
含まれていることが多い。そして、このような場合に
は、平方根演算器203の出力である電源電圧振幅にも
リプル成分が含まれる。そのため、ローパスフィルタ2
04により、このようなリプル成分を低減して、リプル
成分の少ない振幅信号Sacを出力する。
器20を用いることにより、前記第1乃至第7の実施の
形態によるサイリスタコンバータの制御装置の実現を容
易にすることが可能となる。
を受けないサイリスタコンバータの制御装置を得ること
ができる。
乃至第7の実施の形態によるサイリスタコンバータの制
御装置における振幅演算器20の他の例を示す構成図で
あり、図9と同一部分には同一符号を付してその説明を
省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
は、図10に示すように、図9の振幅演算器20に、平
均電圧演算器205と、3つの減算器206a〜206
cとを付加した構成としている。
15により検出された3相交流電源電圧VRS,VST,V
TRの瞬時平均値を演算する。
出器15により検出されたVRS,VST,VTRから、平均
電圧演算器205により演算された瞬時平均値(VRS+
VST+VTR)/3を減算し、この減算器206a〜20
6cの出力信号を2相変換器201へ入力するようにし
ている。
の振幅演算器20の作用について説明する。
ンスしていれば、3相交流電源電圧の和(VRS+VST+
VTR)は0であり、前記図9の場合と同様の作用とな
る。
態の時には、3相交流電源電圧の和(VRS+VST+
VTR)は0でなくなり、演算された振幅にアンバランス
のためにリプル成分が含まれるようになる。
てある程度のリプル成分は除去できるが、リプル除去効
果をより大きくするために、ローパスフィルタ204の
時定数を大きくすると、振幅検出の遅れが大きくなり、
好ましくない状態となる。
ある瞬時平均電圧(VRS+VST+VTR)/3はアンバラ
ンス成分であり、このアンバランス成分を3つの減算器
206a〜206cにより除去することで、3相交流電
源電圧のアンバランス分を低減することができる。
器20を用いることにより、検出電圧が3相アンバラン
ス状態にある時でも、ローパスフィルタ204の時定数
を大きくすることなく、リプルの小さい振幅信号を得る
ことが可能となる。
用いることにより、前記第1乃至第7の実施の形態によ
るサイリスタコンバータの制御装置の実現を容易にする
ことが可能となる。
を受けないサイリスタコンバータの制御装置を得ること
ができる。
1乃至第7の実施の形態によるサイリスタコンバータの
制御装置における振幅演算器20の他の例を示す構成図
である。
は、図11に示すように、交流電圧検出器15により検
出された3相交流電源電圧VRS,VST,VTRを入力とし
て全波整流する全波整流器207と、全波整流器207
の出力信号をそのリプルを除去するために平滑して振幅
信号Sacを出力するローパスフィルタ204とから構成
している。
値演算器207a〜207cと、最大値選択器207d
とから構成している。
された3相交流電源電圧VRS,VST,VTRを、3つの絶
対値演算器207a〜207cでそれぞれ絶対値|VRS
|,|VST|,|VTR|に変換し、その絶対値のうちの
最大値を最大値選択器207dで選択出力することによ
り、全波整流器207の出力として3相交流電源電圧を
全波整流した信号を得る。
の振幅演算器20の作用について説明する。
流した波形の信号が全波整流器207から出力されるの
で、交流電源5の電圧の振幅に比例した信号を得ること
ができる。
数の6倍の周波数のリプル成分が含まれるが、ローパス
フィルタ204によりリプル成分を低減することができ
る。このようにして、本実施の形態の振幅演算器20で
も、交流電源5の電圧の振幅を検出することができる。
器20を用いることにより、交流電源5の電圧の振幅を
簡単に検出することが可能となる。
用いることにより、前記第1乃至第7の実施の形態によ
るサイリスタコンバータの制御装置の実現を容易にする
ことが可能となる。
を受けないサイリスタコンバータの制御装置を得ること
ができる。
1乃至第7の実施の形態によるサイリスタコンバータの
制御装置における振幅演算器20の他の例を示す構成図
であり、図9と同一部分には同一符号を付してその説明
を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べる。
は、図12に示すように、図9の振幅演算器20におけ
るローパスフィルタ204を、移動平均演算器208を
用いて構成している。
における入力信号の平均値を演算して出力する、一種の
ローパスフィルタである。
の振幅演算器20の作用について説明する。
の説明を省略し、ここでは異なる部分の作用についての
み述べる。
ランスがある場合には、前述したように、振幅検出信号
Sacに交流電源5周波数の2倍周波数のリプル成分が含
まれる。この場合、移動平均演算器208における移動
平均時間を交流電源5の半周期に選ぶことにより、リプ
ル成分を完全に除去することができ、交流電源5の電圧
のアンバランス分をなくすことができる。
施の形態の移動平均演算器208を振幅演算器20に用
いることにより、振幅演算器20の出力としてリプルの
ない振幅信号を得ることが可能となる。
用いることにより、前記第1乃至第7の実施の形態によ
るサイリスタコンバータの制御装置の実現を容易にする
ことが可能となる。
を受けないサイリスタコンバータの制御装置を得ること
ができる。
の形態によるPWMコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図20と同一部分には同一符号を付し
てその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ
述べる。
タの制御装置は、図13に示すように、図20に3つの
加算器28R,28S,28Tを付加した構成としてい
る。
出力である3相各相の交流電圧指令νR * ,νS * ,ν
T * に、交流電圧検出器15により検出された交流電源
5の各相電圧eR ,eS ,eT を加算器28R,28
S,28Tによりそれぞれ重畳して、補正された各相の
交流電圧指令νRC * ,νSC * ,νTC * を求めるようにし
ている。
令νRC * ,νSC * ,νTC * をPWM制御回路19へ入力
し、パルス幅変調してPWMインバータ3aを制御する
ようにしている。
のPWMコンバータの制御装置の作用について説明す
る。
M制御回路19の入力νRC * ,νSC * ,νTC * にほぼ比
例する。そして、PWMコンバータ3aの交流電圧と交
流電源5の電圧との差電圧が電源フィルタ6aに印加さ
れることによって、交流電流の大きさが決まる。
なり、交流電源5の電圧が変動すると、前述した従来の
図20の構成では、交流電流が乱される。
かかる外乱の影響を除去するように作用する。
電圧が変動しても、交流電圧検出器15により検出され
た交流電源5の各相電圧に比例した信号eR ,eS ,e
T を、加算器28R,28S,28Tにより重畳した各
相の交流電圧指令νRC * ,νSC * ,νTC * でパルス幅変
調するので、交流電源5の電圧の変動分だけPWMコン
バータ3aの交流電圧も変動する。
圧と交流電源5の電圧との差電圧には変化を生じないの
で、交流電源5の電圧の変動により交流電流が乱される
現象は起こらない。
ンバータの制御装置では、交流電源5の電圧が変動して
も、PWMコンバータ3aの交流電圧と交流電源5の電
圧との差電圧に変化を生じないため、交流電源5の電圧
変動の影響を受けないPWMコンバータの制御装置を実
現することが可能となる。
も、平滑コンデンサ4の直流電圧を安定に制御すること
ができ、負荷であるインバータ1および電動機2には、
常に安定した電力を供給することができる。
3の実施の形態における有効および無効電流制御器18
としては、図21に示した構成の有効および無効電流制
御器18を使用することができるが、これに限られるも
のではない。
電流制御器18では、交流の電流指令と交流の検出電流
iR ,iT とを比較増幅して交流量で制御するようにし
ている。
電流の直流量に変換し、有効および無効電流指令
iP * ,iQ * と比較増幅する直流量での制御が行なわ
れることが多い。そして、このような場合でも、本発明
を同様に適用することができ、その効果は変わらない。
合の有効および無効電流制御器18の構成例を示す回路
図であり、図21と同一部分には同一符号を付してその
説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ述べ
る。
量を直流量に変換するものであり、例えば交流信号を3
相信号から直交2相信号に変換し、さらに図22の場合
と同様に、4つの乗算器と加算器と減算器とにより直流
量に変換する周知の構成である。
り検出された交流電流iR ,iT を、座標変換器185
により交流電源5の電圧と同相な成分iP および直交す
る成分iQ に変換して、それぞれ有効電流指令iP * お
よび無効電流指令iQ * と比較器182R,182Tに
より比較し、電流制御器183R,183Tにより増幅
して、有効電圧指令νP * および無効電圧指令νQ * を
得る。
Q * を、図22の場合と同様の構成の座標変換器181
によりR相,T相の交流電圧指令νR * ,νT * に変換
し、さらにこのR相,T相の交流電圧指令νR * ,νT
* を、反転加算器184により極性反転した後、加算し
てS相の交流電圧指令νS * を得る。
電流を直流量に変換して電流制御する方式は、自動制御
ループの周波数特性の影響を受けずに、指令値に制御量
を追従させることができるので、よく使われる。
における有効および無効電流制御器18は、図14に示
すように交流電流を直流量に変換して電流制御する方式
の有効および無効電流制御器18であってもよいことは
明らかである。
の形態によるPWMコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図13および図14と同一部分には同
一符号を付してその説明を省略し、ここでは異なる部分
についてのみ述べる。
タの制御装置は、図15に示すように、図14に示した
交流電流を直流量に変換して電流制御する方式の有効お
よび無効電流制御器18を有するものに適用した場合の
例である。
して、制御装置部のみについて示している。
り検出されたR相,T相の各相電圧eR ,eT を、座標
変換器186により直流量eP ,eQ に変換し、電流制
御器183R,183Tの出力である有効電圧指令νP
* ,無効電圧指令νQ * に加算器187R,187Tに
よりそれぞれ加算して、補正された有効,無効電圧指令
νPC * ,νQC * を求め、座標変換器181により交流量
νRC * ,νTC * に変換し、さらにこれらの交流量
νRC * ,νTC * を反転加算器184により加算して、交
流量νSC * を得るようにしている。
のPWMコンバータの制御装置の作用について説明す
る。
その説明を省略し、ここでは異なる部分の作用について
のみ述べる。
指令に交流の相電圧信号が重畳されているのに対し、図
15に示す本実施の形態では、相電圧信号が直流量に変
換されて、直流量の電圧指令に重畳される。
5に示す本実施の形態では、交流量か直流量かの違いが
あるだけであり、交流電源5の電圧変動による交流電流
変動の抑制効果は変わらない。
ンバータの制御装置では、交流電源5の電圧が変動して
も、PWMコンバータ3aの交流電圧と交流電源5の電
圧との差電圧に変化を生じないため、交流電源5の電圧
変動の影響を受けないPWMコンバータの制御装置を実
現することが可能となる。
も、平滑コンデンサ4の直流電圧を安定に制御すること
ができ、負荷であるインバータ1および電動機2には、
常に安定した電力を供給することができる。
の形態によるPWMコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図15と同一部分には同一符号を付し
てその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ
述べる。
置は、図16に示すように、図15の構成から加算器1
87Tを省略した構成としている。
交流電圧検出器15により検出されたR相,T相の電源
電圧の有効成分eP および無効成分eQ を、電流制御器
183R,183Tの出力である有効,無効電圧指令ν
P * ,νQ * に重畳しているのに対して、図16に示す
本実施の形態では、交流電圧検出器15により検出され
たR相,T相の電源電圧の有効成分eP のみを、電流制
御器183Rの出力である有効電圧指令νP * に重畳す
るようにしている。
のPWMコンバータの制御装置の作用について説明す
る。
その説明を省略し、ここでは異なる部分の作用について
のみ述べる。
期信号SP ,SQ は、交流電源5の電圧の検出信号
eR ,eS ,eT から作られる。そして、検出信号に含
まれるノイズ除去等を行なうために、電源同期信号
SP ,SQ と検出信号eR ,eT とは、交流電源5の電
圧変動に対する感度の差はあるが、基本的には同じ信号
である。
T を電源同期信号SP ,SQ により座標変換した結果
は、有効成分eP のみとなり、無効成分eQ は0であ
る。
効成分eQ も0でなくなるが、交流電源5の電圧の振幅
変動等の多くは、有効成分eP の方に現われる。
に、有効成分eP のみを重畳することによっても、交流
電源5の電圧変動による交流電流変動の抑制効果を得る
ことができる。
ンバータの制御装置では、交流電源5の電圧が変動して
も、PWMコンバータ3aの交流電圧と交流電源5の電
圧との差電圧に変化を生じないため、交流電源5の電圧
変動の影響が少ないPWMコンバータの制御装置を実現
することが可能となる。
も、平滑コンデンサ4の直流電圧を安定に制御すること
ができ、負荷であるインバータ1および電動機2には、
常に安定した電力を供給することができる。
の形態によるPWMコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図15と同一部分には同一符号を付し
てその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ
述べる。
置は、図17に示すように、図15の構成に、2つのハ
イパスフィルタ188R,188Tを付加した構成とし
ている。
る、交流電圧検出器15により検出されたR相,T相の
電源電圧の有効成分eP および無効成分eQ を、ハイパ
スフィルタ188R,188Tを介して加算器187
R,187Tに入力している。
流電圧検出器15により検出されたR相,T相の電源電
圧の有効成分eP および無効成分eQ を、電流制御器1
83R,183Tの出力である有効,無効電圧指令νP
* ,νQ * に重畳しているのに対して、図17に示す本
実施の形態では、交流電圧検出器15により検出された
R相,T相の電源電圧の有効成分eP および無効成分e
Q を、ハイパスフィルタ188Rおよび188Tを介し
て、電流制御器183R,183Tの出力である有効,
無効電圧指令νP * ,νQ * に重畳するようにしてい
る。
のPWMコンバータの制御装置の作用について説明す
る。
その説明を省略し、ここでは異なる部分の作用について
のみ述べる。
形態でも説明したように、交流電源5の電圧の変動が制
御系に対して悪影響を与えるのは、その変動速度が速い
場合である。そして、制御系の応答速度に比べて遅い変
動は、制御系に対する影響が殆どない。
けを電圧指令に重畳することにより、交流電源5の電圧
変動の制御系に与える影響を除去することができる。
R,188Tにより、R相,T相の電源電圧の有効成分
eP および無効成分eQ から交流電源5の電圧の変化分
が抽出されて、電流制御器183R,183Tの出力で
ある電圧指令νP * ,νQ *に加算器187R,187
Tにより重畳されることで、電圧指令が補正される。
える影響を除去することができる。
ンバータの制御装置では、交流電源5の電圧が変動して
も、PWMコンバータ3aの交流電圧と交流電源5の電
圧との差電圧に変化を生じないため、交流電源5の電圧
変動の影響が少ないPWMコンバータの制御装置を実現
することが可能となる。
も、平滑コンデンサ4の直流電圧を安定に制御すること
ができ、負荷であるインバータ1および電動機2には、
常に安定した電力を供給することができる。
の形態によるPWMコンバータの制御装置の構成例を示
す回路図であり、図17と同一部分には同一符号を付し
てその説明を省略し、ここでは異なる部分についてのみ
述べる。
置は、図18に示すように、図17の構成から、加算器
187Tと、ハイパスフィルタ188Tとを省略した構
成としている。
交流電圧検出器15により検出されたR相,T相の電源
電圧の有効成分eP および無効成分eQ の変化分を、電
流制御器183R,183Tの出力である有効,無効電
圧指令νP * ,νQ * に重畳しているのに対して、図1
8に示す本実施の形態では、交流電圧検出器15により
検出されたR相,T相の電源電圧の有効成分eP の変化
分のみを、電流制御器183Rの出力である有効電圧指
令νP * に重畳するようにしている。
のPWMコンバータの制御装置の作用について説明す
る。
その説明を省略し、ここでは異なる部分の作用について
のみ述べる。
うに、交流電源5の電圧の振幅変動等の多くは、有効成
分eP の方に現われる。
に、有効成分eP の変化分のみを重畳することによって
も、交流電源5の電圧変動による交流電流変動の抑制効
果を得ることができる。
ンバータの制御装置では、交流電源5の電圧が変動して
も、PWMコンバータ3aの交流電圧と交流電源5の電
圧との差電圧に変化を生じないため、交流電源5の電圧
変動の影響が少ないPWMコンバータの制御装置を実現
することが可能となる。
も、平滑コンデンサ4の直流電圧を安定に制御すること
ができ、負荷であるインバータ1および電動機2には、
常に安定した電力を供給することができる。
検出器15を、電源トランス6の2次側に設ける場合の
例について説明したが、これに限らず、前記図20に示
す場合のように、電源トランス6の1次側に設けるよう
にしてもよいことは明らかである。また、平滑効果を高
くするため、サイリスタコンバータ3と平滑コンデンサ
4との間にリアクトルを挿入することもあるが、本発明
はそのような構成に対しても同様に適用することが可能
である。なお、これらのことは、前記他の実施の形態の
場合についても同様であることは言うまでもない。
ない構成でも、応答性改善のために負荷側を含めた電流
等を電圧制御ループに重畳することで補償する構成もあ
るが、本発明はそのような構成に対しても同様に適用す
ることが可能であり、位相制御器14の入力を、振幅演
算器20の出力である交流電源電圧振幅で除算すること
によって、前述の場合と同様の効果を得ることができ
る。
演算器20に移動平均演算器208を適用した場合の例
について説明したが、これに限らず、移動平均演算器2
08を図10および図11の構成の振幅演算器20につ
いても同様に適用することが可能であることは明らかで
ある。
タコンバータの制御装置によれば、交流電源電圧変動時
でも、交流電源電圧変動の影響を受けないサイリスタコ
ンバータの制御装置を実現することが可能となる。
流回路電圧を安定に制御することができ、負荷には常に
安定した電力を供給することができる。
置によれば、交流電源電圧の変動による直流回路電圧の
変動、および交流電流の変動を抑制することができ、負
荷には常に安定した電力を供給することができる。
電流等も防ぐことができ、装置停止に至ることなく連続
した運転を行なうことができるPWMコンバータの制御
装置を得ることが可能となる。
の第1の実施の形態を示す回路図。
の第2の実施の形態を示す回路図。
の第3の実施の形態を示す回路図。
の第4の実施の形態を示す回路図。
の第4の実施の形態を示す回路図。
の第5の実施の形態を示す回路図。
の第6の実施の形態を示す回路図。
の第7の実施の形態を示す回路図。
コンバータの制御装置における振幅演算器の第1の例を
示す構成図。
タコンバータの制御装置における振幅演算器の第2の例
を示す構成図。
タコンバータの制御装置における振幅演算器の第3の例
を示す構成図。
例を示す構成図。
第12の実施の形態を示す回路図。
器の一例を示す構成図。
第13の実施の形態を示す回路図。
第14の実施の形態を示す回路図。
第15の実施の形態を示す回路図。
第16の実施の形態を示す回路図。
例を示す回路図。
示す回路図。
一例を示す構成図。
図、および動作を説明するための信号波形図。
Claims (16)
- 【請求項1】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して負
荷に直流電力を供給するサイリスタコンバータの直流回
路電圧をフィードバック制御して前記サイリスタコンバ
ータの出力電流指令を出力する電圧制御手段と、 前記サイリスタコンバータの出力直流電流をフィードバ
ック制御して前記サイリスタコンバータの出力電圧指令
を出力する電流制御手段と、 前記サイリスタコンバータの出力電圧指令に前記サイリ
スタコンバータの出力電圧平均値が比例するように前記
サイリスタコンバータのサイリスタ点弧位相角を制御す
る位相制御手段とを備えて構成されるサイリスタコンバ
ータの制御装置において、 前記交流電源電圧を検出する交流電圧検出手段と、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の振幅
に比例した信号を演算する振幅演算手段とを備え、 前記電流制御手段の出力であるサイリスタコンバータの
出力電圧指令を前記振幅演算手段の出力である交流電源
電圧振幅で除算することで、前記サイリスタコンバータ
の出力電圧指令を補正するようにしたことを特徴とする
コンバータの制御装置。 - 【請求項2】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して負
荷に直流電力を供給するサイリスタコンバータの直流回
路電圧をフィードバック制御して前記サイリスタコンバ
ータの出力電圧指令を出力する電圧制御手段と、 前記サイリスタコンバータの出力電圧指令に前記サイリ
スタコンバータの出力電圧平均値が比例するように前記
サイリスタコンバータのサイリスタ点弧位相角を制御す
る位相制御手段とを備えて構成されるサイリスタコンバ
ータの制御装置において、 前記交流電源電圧を検出する交流電圧検出手段と、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の振幅
に比例した信号を演算する振幅演算手段とを備え、 前記電圧制御手段の出力であるサイリスタコンバータの
出力電圧指令を前記振幅演算手段の出力である交流電源
電圧振幅で除算することで、前記サイリスタコンバータ
の出力電圧指令を補正するようにしたことを特徴とする
コンバータの制御装置。 - 【請求項3】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して負
荷に直流電力を供給するサイリスタコンバータの直流回
路の電圧基準を定める電圧基準手段と、 前記電圧基準に前記サイリスタコンバータの出力電圧平
均値が比例するように前記サイリスタコンバータのサイ
リスタ点弧位相角を制御する位相制御手段とを備えて構
成されるサイリスタコンバータの制御装置において、 前記交流電源電圧を検出する交流電圧検出手段と、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の振幅
に比例した信号を演算する振幅演算手段とを備え、 前記電圧基準を前記振幅演算手段の出力である交流電源
電圧振幅で除算することで、前記電圧基準を補正するよ
うにしたことを特徴とするコンバータの制御装置。 - 【請求項4】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して負
荷に直流電力を供給するサイリスタコンバータの直流回
路電圧をフィードバック制御して前記サイリスタコンバ
ータの出力電流指令を出力する電圧制御手段と、 前記サイリスタコンバータの出力直流電流をフィードバ
ック制御して前記サイリスタコンバータの出力電圧指令
を出力する電流制御手段と、 前記サイリスタコンバータの出力電圧指令に前記サイリ
スタコンバータの出力電圧平均値が比例するように前記
サイリスタコンバータのサイリスタ点弧位相角を制御す
る位相制御手段とを備えて構成されるサイリスタコンバ
ータの制御装置において、 前記交流電源電圧を検出する交流電圧検出手段と、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の振幅
に比例した信号を演算する振幅演算手段と、 前記振幅演算手段の出力の逆数を求める逆数演算手段
と、 前記逆数演算手段の出力の時間変化に比例した量を求め
るハイパスフィルタとを備え、 前記電流制御手段の出力であるサイリスタコンバータの
出力電圧指令に前記ハイパスフィルタの出力を乗算した
量だけ増加させることで、前記サイリスタコンバータの
出力電圧指令を補正するようにしたことを特徴とするコ
ンバータの制御装置。 - 【請求項5】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して負
荷に直流電力を供給するサイリスタコンバータの直流回
路電圧をフィードバック制御して前記サイリスタコンバ
ータの出力電圧指令を出力する電圧制御手段と、 前記サイリスタコンバータの出力電圧指令に前記サイリ
スタコンバータの出力電圧平均値が比例するように前記
サイリスタコンバータのサイリスタ点弧位相角を制御す
る位相制御手段とを備えて構成されるサイリスタコンバ
ータの制御装置において、 前記交流電源電圧を検出する交流電圧検出手段と、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の振幅
に比例した信号を演算する振幅演算手段と、 前記振幅演算手段の出力の逆数を求める逆数演算手段
と、 前記逆数演算手段の出力の時間変化に比例した量を求め
るハイパスフィルタとを備え、 前記電流制御手段の出力であるサイリスタコンバータの
出力電圧指令に前記ハイパスフィルタの出力を乗算した
量だけ増加させることで、前記サイリスタコンバータの
出力電圧指令を補正するようにしたことを特徴とするコ
ンバータの制御装置。 - 【請求項6】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して負
荷に直流電力を供給するサイリスタコンバータの直流回
路電圧をフィードバック制御して前記コンバータの出力
電流指令を出力する電圧制御手段と、 前記コンバータの出力直流電流をフィードバック制御し
て前記コンバータの出力電圧指令を出力する電流制御手
段と、 前記出力電圧指令に前記サイリスタコンバータの出力電
圧平均値が比例するように前記サイリスタコンバータの
サイリスタ点弧位相角を制御する位相制御手段からなる
サイリスタコンバータの制御装置において、 前記交流電源電圧を検出する交流電圧検出手段と、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の振幅
に比例した信号を演算する振幅演算手段と、 前記振幅演算手段の出力である交流電圧振幅の時間変化
に比例した量を求めるハイパスフィルタとを備え、 前記電圧制御手段の出力であるサイリスタコンバータの
出力電圧指令から前記ハイパスフィルタの出力を引算す
ることで、前記サイリスタコンバータの出力電圧指令を
補正するようにしたことを特徴とするコンバータの制御
装置。 - 【請求項7】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して負
荷に直流電力を供給するサイリスタコンバータの直流回
路電圧をフィードバック制御して前記サイリスタコンバ
ータの出力電圧指令を出力する電圧制御手段と、 前記サイリスタコンバータの出力電圧指令に前記サイリ
スタコンバータの出力電圧平均値が比例するように前記
サイリスタコンバータのサイリスタ点弧位相角を制御す
る位相制御手段とを備えて構成されるサイリスタコンバ
ータの制御装置において、 前記交流電源電圧を検出する交流電圧検出手段と、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の振幅
に比例した信号を演算する振幅演算手段と、 前記振幅演算手段の出力である交流電圧振幅の時間変化
に比例した量を求めるハイパスフィルタとを備え、 前記電圧制御手段の出力であるサイリスタコンバータの
出力電圧指令から前記ハイパスフィルタの出力を引算す
ることで、前記サイリスタコンバータの出力電圧指令を
補正するようにしたことを特徴とするコンバータの制御
装置。 - 【請求項8】 前記請求項1乃至請求項7のいずれか1
項に記載のコンバータの制御装置において、 前記振幅演算手段は、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧を直交
する2相信号に変換する2相変換手段と、 前記2相変換手段の出力である2相信号をそれぞれ2乗
して加算する2乗加算手段と、 前記2乗加算手段の出力の平方根を求める平方根演算手
段と、 前記平方根演算手段の出力信号のリプルを抑制するため
のローパスフィルタと、 から構成したことを特徴とするコンバータの制御装置。 - 【請求項9】 前記請求項1乃至請求項7のいずれか1
項に記載のコンバータの制御装置において、 前記振幅演算手段は、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧の瞬時
平均値を求める平均電圧演算手段と、 前記平均電圧演算手段の出力である瞬時平均値を前記交
流電圧検出手段により検出された交流電圧からそれぞれ
引算する減算手段と、 前記減算手段の出力を直交する2相信号に変換する2相
変換手段と、 前記2相変換手段の出力である2相信号をそれぞれ2乗
して加算する2乗加算手段と、 前記2乗加算手段の出力の平方根を求める平方根演算手
段と、 前記平方根演算手段の出力信号のリプルを抑制するため
のローパスフィルタと、 から構成したことを特徴とするコンバータの制御装置。 - 【請求項10】 前記請求項1乃至請求項7のいずれか
1項に記載のコンバータの制御装置において、 前記振幅演算手段は、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧を入力
として全波整流する全波整流手段と、 前記全波整流手段の出力信号のリプルを抑制するための
ローパスフィルタと、 から構成したことを特徴とするコンバータの制御装置。 - 【請求項11】 前記請求項8乃至請求項10のいずれ
か1項に記載のコンバータの制御装置において、 前記ローパスフィルタは、入力信号の移動平均を演算し
て出力するようにしたことを特徴とするコンバータの制
御装置。 - 【請求項12】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して
負荷に直流電力を供給するパルス幅変調(PWM)コン
バータの直流回路電圧をフィードバック制御して交流電
流の有効電流指令を出力する電圧制御手段と、 前記PWMコンバータの交流電流の無効電流指令を定め
る無効電流基準手段と、 前記PWMコンバータの交流電流の電源電圧に対する同
相成分および直交成分がそれぞれ前記有効電流指令およ
び無効電流指令に追従するように前記PWMコンバータ
の交流電圧指令を決める有効および無効電流制御手段
と、 前記交流電圧指令に前記PWMコンバータの交流電圧平
均値が比例するように前記PWMコンバータをPWM制
御するPWM制御手段とを備えて構成されるPWMコン
バータの制御装置において、 前記交流電源の各相電圧を検出する交流電圧検出手段を
備え、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧に比例
した信号を、前記有効および無効電流制御手段の出力で
ある各相の交流電圧指令に重畳するようにしたことを特
徴とするコンバータの制御装置。 - 【請求項13】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して
負荷に直流電力を供給するパルス幅変調(PWM)コン
バータの直流回路電圧をフィードバック制御して交流電
流の有効電流指令を出力する電圧制御手段と、 前記PWMコンバータの交流電流の無効電流指令を定め
る無効電流基準手段と、 前記交流電源電圧に同期した基準位相を出力する位相検
出手段と、 前記PWMコンバータの交流電流を前記基準位相に同相
な成分および直交する成分に変換する座標変換手段と、 前記交流電流の同相成分と前記有効電流指令とを比較増
幅して有効電圧指令を出力する有効電流制御手段と、 前記交流電流の直交成分と前記無効電流指令とを比較増
幅して無効電圧指令を出力する無効電流制御手段と、 前記基準位相を用いて前記有効および無効電圧指令を交
流電圧指令に変換する座標変換手段と、 前記交流電圧指令に前記PWMコンバータの交流電圧平
均値が比例するように前記PWMコンバータをPWM制
御するPWM制御手段とを備えて構成されるPWMコン
バータの制御装置において、 前記交流電源の各相電圧を検出する交流電圧検出手段
と、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧を、前
記基準位相に同相な成分および直交する成分に変換する
座標変換手段とを備え、 前記座標変換手段の出力である交流電圧同相成分に比例
した信号を前記有効電圧指令に、また前記交流電圧直交
成分に比例した信号を前記無効電圧指令にそれぞれ重畳
するようにしたことを特徴とするコンバータの制御装
置。 - 【請求項14】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して
負荷に直流電力を供給するパルス幅変調(PWM)コン
バータの直流回路電圧をフィードバック制御して交流電
流の有効電流指令を出力する電圧制御手段と、 前記PWMコンバータの交流電流の無効電流指令を定め
る無効電流基準手段と、 前記交流電源電圧に同期した基準位相を出力する位相検
出手段と、 前記PWMコンバータの交流電流を前記基準位相に同相
な成分および直交する成分に変換する座標変換手段と、 前記交流電流の同相成分と前記有効電流指令とを比較増
幅して有効電圧指令を出力する有効電流制御手段と、 前記交流電流の直交成分と前記無効電流指令とを比較増
幅して無効電圧指令を出力する無効電流制御手段と、 前記基準位相を用いて前記有効および無効電圧指令を交
流電圧指令に変換する座標変換手段と、 前記交流電圧指令に前記PWMコンバータの交流電圧平
均値が比例するように前記PWMコンバータをPWM制
御するPWM制御手段とを備えて構成されるPWMコン
バータの制御装置において、 前記交流電源の各相電圧を検出する交流電圧検出手段
と、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧から前
記基準位相との同相成分を求める座標変換手段とを備
え、 前記座標変換手段の出力である交流電圧同相成分に比例
した信号を前記有効電圧指令に重畳するようにしたこと
を特徴とするコンバータの制御装置。 - 【請求項15】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して
負荷に直流電力を供給するパルス幅変調(PWM)コン
バータの直流回路電圧をフィードバック制御して交流電
流の有効電流指令を出力する電圧制御手段と、 前記PWMコンバータの交流電流の無効電流指令を定め
る無効電流基準手段と、 前記交流電源電圧に同期した基準位相を出力する位相検
出手段と、 前記PWMコンバータの交流電流を前記基準位相に同相
な成分および直交する成分に変換する座標変換手段と、 前記交流電流の同相成分と前記有効電流指令とを比較増
幅して有効電圧指令を出力する有効電流制御手段と、 前記交流電流の直交成分と前記無効電流指令とを比較増
幅して無効電圧指令を出力する無効電流制御手段と、 前記基準位相を用いて前記有効および無効電圧指令を交
流電圧指令に変換する座標変換手段と、 前記交流電圧指令に前記PWMコンバータの交流電圧平
均値が比例するように前記PWMコンバータをPWM制
御するPWM制御手段とを備えて構成されるPWMコン
バータの制御装置において、 前記交流電源の各相電圧を検出する交流電圧検出手段
と、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧を、前
記基準位相に同相な成分および直交する成分に変換する
座標変換手段と、 前記座標変換手段の出力である交流電圧同相成分および
直交成分の時間変化に比例した量をそれぞれ求めるハイ
パスフィルタとを備え、 前記ハイパスフィルタの出力である交流電圧同相成分変
動量を前記有効電圧指令に、また前記交流電圧直交成分
変動量を前記無効電圧指令にそれぞれ重畳するようにし
たことを特徴とするコンバータの制御装置。 - 【請求項16】 交流電源電圧を直流電圧に順変換して
負荷に直流電力を供給するパルス幅変調(PWM)コン
バータの直流回路電圧をフィードバック制御して交流電
流の有効電流指令を出力する電圧制御手段と、 前記PWMコンバータの交流電流の無効電流指令を定め
る無効電流基準手段と、 前記交流電源電圧に同期した基準位相を出力する位相検
出手段と、 前記PWMコンバータの交流電流を前記基準位相に同相
な成分および直交する成分に変換する座標変換手段と、 前記交流電流の同相成分と前記有効電流指令とを比較増
幅して有効電圧指令を出力する有効電流制御手段と、 前記交流電流の直交成分と前記無効電流指令とを比較増
幅して無効電圧指令を出力する無効電流制御手段と、 前記基準位相を用いて前記有効および無効電圧指令を交
流電圧指令に変換する座標変換手段と、 前記交流電圧指令に前記PWMコンバータの交流電圧平
均値が比例するように前記PWMコンバータをPWM制
御するPWM制御手段とを備えて構成されるPWMコン
バータの制御装置において、 前記交流電源の各相電圧を検出する交流電圧検出手段
と、 前記交流電圧検出手段により検出された交流電圧から前
記基準位相との同相成分を求める座標変換手段と、 前記座標変換手段の出力である交流電圧同相成分の時間
変化に比例した量を求めるハイパスフィルタとを備え、 前記ハイパスフィルタの出力である交流電圧同相成分変
動量を前記有効電圧指令に重畳するようにしたことを特
徴とするコンバータの制御装置。
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
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