KR20100124816A - 컨버터의 제어 방법 - Google Patents

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Abstract

전원 전압 실효값의 검출을 필요로 하지 않고, 전원 전압의 변동에 따라 직류 전압의 제어를 행한다. 직류 전압 지령(Vdc*)과 직류 전압(Vdc)의 차인 편차(ΔVdc)에 대해, PI 제어부(702)가 PI 제어를 행하고, d축 전류 지령값(Id*)를 출력한다. d축 전류 지령값(Id*)와 d축 전류(Id)의 차인 편차(ΔId)에 대해, PI 제어부(704)가 PI 제어를 행하고, d축 전압 지령값(Vd*)를 출력한다. d축 전압 지령값(Vd*)와 q축 전압 지령값(Vq*)에 기초하여, PWM 제어부(709)는 컨버터의 스위칭 동작을 제어하는 스위칭 제어 신호(G1)를 출력한다. 직류 전압 지령(Vdc*)은 d축 전압 지령값(Vd*)에 기초하여, 전압 지령 연산부(710)에서 생성된다.

Description

컨버터의 제어 방법{CONVERTER CONTROL METHOD}
이 발명은 컨버터의 제어 방법에 관한 것으로, 특히 다상 전류를 정류하는 컨버터를 제어하는 방법에 관한　것이다.
교류 전원으로부터 얻어지는 전류를 정류하여 직류 전압을 얻는 경우, 역률은 높은 쪽이 바람직하다. 예를 들면 전압형 PWM 컨버터를 이용하는데 있어서 역률을 1로 하기 위해, 출력되는 직류 전압을, 교류 전원의 출력 전압의 피크값보다도 높은 값으로 설정할 필요가 있다. 그리고 실제로 사용되는 교류 전원의 출력 전압의 사양이 불명확한 경우에는, 일반적인 사양의 전압보다 높은 전압으로 직류 전압이 설정된다.
그러나, 컨버터로부터 출력되는 직류 전압의 설정값을 높게 하는 것은, 당해 직류 전압을 입력하는 인버터 장치에 부여되는 전압값의 최대값이 상승하게 된다. 이것은, 컨버터 및 인버터가 가지는 스위칭 소자나, 교류 전원과 컨버터의 사이에 개재하는 리액터의 손실을 증대시키게 되고, 나아가서는 컨버터/인버터 전체적인 변환기 효율이 저하된다는 문제점이 발생하고 있었다.
이러한 사태를 회피하기 위해, 교류 전원의 출력 전압을 검출하고, 검출된 전압의 피크값보다 높은 값으로, 직류 전압을 설정하는 전압의 하한값을 조정하는 수법이 제안되어 있다(예를 들면 하기 특허 문헌 1).
특허 문헌 1 : 일본국 공개특허 평7-245957호 공보 특허 문헌 2 : 일본국 공개특허 2006-6406호 공보
그러나, 이와 같은 수법에서는 교류 전원의 출력 전압을 검출하는 전압 검출 회로가 필요하여, 제어 회로의 크기 및 비용이 상승하게 된다. 또한, 직류 전압의 지령값을 설정할 때에는, 전압 검출 회로의 오차를 고려할 필요가 있어, 직류 전압의 승압을 최소한으로 억제하는 것은 곤란했다.
한편, 직류 전압의 지령값의 설정을, PWM 컨버터의 변조율과 변조율 지령값의 차가 없어지도록 설정하는 수법도 제안되어 있다(예를 들면 상기 특허 문헌 2). 이 수법에 의하면, 교류 전원의 출력 전압의 검출을 필요로 하지 않고, 교류 전원의 전압 변동에 따라 직류 전압을 제어할 수 있다.
그러나 이와 같은 수법에서는, 변조율을 변조율 지령값에 일치시키기 위해서, 직류 전압의 지령값을 연산할 때에 적분기가 필요하다. 또 PWM 제어에 이용하는 전압 지령값을 얻기 위한 적분기도 별도로 필요하다. 따라서 후에 본 발명의 실시의 형태에 대한 비교예로서 상세히 서술하는 바와 같이, 순시 전압 저하를 거쳐 복귀했을 때에는 상기 2종의 적분기의 동작이 간섭하여, 직류 전압의 오버 슛이 발생하는 문제가 있었다.
본 발명은 전원 전압 실효값의 검출을 필요로 하지 않고, 전원 전압의 변동에 따라 직류 전압의 제어를 행하는 것을 목적으로 한다. 이와 같은 목적의 달성에 의해, 제어의 신뢰성도 향상하고, 소자 내압도 저감된다.
본 발명의 바람직한 태양에서는 또한, 순시 전압 저하를 거친 복귀시에 있어서의 직류 전압의 오버 슛을 회피하는 것도 목적으로 한다.
이 발명에 관련된 컨버터의 제어 방법은, 다상 전원(1)으로부터 다상 전류(Ir, Is, It)를 입력하고 스위칭을 행하여 직류 전압(Vdc)을 출력하는 컨버터(3)에 있어서 상기 직류 전압(Vdc)을 제어하는 방법이다. 상기 직류 전압의 지령값이 직류 전압 지령값(Vdc*)이다. 상기 다상 전원의 전원 주파수(ω/2π)로 회전하는 회전 좌표계에 있어서 쌍을 이루는 제1 전압(Vd) 및 제2 전압(Vq)에 의해 상기 컨버터에 입력하는 다상 전압이 표시된다. 상기 제2 전압은 상기 제1 전압에 대해 90도 진상(進相)이다. 상기 제1 전압 및 상기 제2 전압의, 각각에 대한 지령값이 제1 전압 지령값(Vd*) 및 제2 전압 지령값(Vq*)이다.
이 발명에 관련된 컨버터의 제어 방법의 제1 태양에서는, 상기 직류 전압의 상기 직류 전압 지령값(Vdc*)에 대한 편차(ΔVdc)를 구하여, 상기 제1 전압 지령값 및 제2 전압 지령값에 기초하여 상기 스위칭을 제어하고, 상기 직류 전압 지령값은 상기 제1 전압 지령값에 기초하여 결정된다.
예를 들면 상기 컨버터(3)에 입력하는 상기 다상 전압의 전압(Vi)의 추정값으로서, 상기 제1 전압 지령값(Vd*)의 제곱과 상기 제2 전압 지령값(Vq*)의 제곱의 합의 제곱근을 구하여, 상기 추정값에 기초하여 상기 직류 전압 지령값(Vdc*)이 결정된다.
예를 들면 상기 다상 전원(1)과 상기 컨버터(3)의 사이에는 상기 다상 전류(Ir, Is, It)가 흐르는 리액터군(2)이 설치되고, 적어도 상기 회전 좌표계에 있어서 표시되는 상기 리액터군의 저항 성분(r)과, 상기 회전 좌표계에 있어서 표시되는 상기 다상 전류의 상기 제1 전압과 동상 성분(Id)의 곱을, 상기 제1 전압 지령값(Vd*)으로부터 차감하여 얻어진 값(Vd*-r·Id)을, 상기 다상 전원의 전압(Vs)의 추정값으로서 구하여, 상기 추정값에 기초하여 상기 직류 전압 지령값(Vdc*)이 결정된다.
혹은 예를 들면 상기 다상 전원(1)과 상기 컨버터(3)의 사이에는 상기 다상 전류(Ir, Is, It)가 흐르는 리액터군(2)이 설치되고, 적어도 상기 회전 좌표계에 있어서 표시되는 상기 리액터군의 저항 성분(r)과, 상기 회전 좌표계에 있어서 표시되는 상기 다상 전류의 상기 제1 전압과 동상 성분(Id)의 곱을, 컨버터에 입력하는 상기 다상 전압의 전압(Vi)으로부터 차감한 값(Vi-r·Id)을 구하여, 상기 값에 기초하여 상기 직류 전압 지령값(Vdc*)이 결정된다.
혹은 예를 들면 상기 제2 전압 지령값(Vq*)을 상기 제1 전압 지령값(Vd*)으로 나눈 값의 역탄젠트(ψ=tan-1(Vq*/Vd*))의 코사인값(cosψ)으로 상기 다상 전원의 전압(Vs)의 추정값을 제산하여 얻어진 값(Vs/cosψ)을 상기 컨버터에 입력하는 상기 다상 전압(Vi)의 추정값으로 하고, 상기 추정값에 기초하여 상기 직류 전압 지령값(Vdc*)이 결정된다.
이 발명에 관련된 컨버터의 제어 방법의 제2 태양은, 그 제1 태양으로서, 상기 직류 전압 지령값(Vdc*)의 결정에는 적분 요소를 포함하는 피드백 루프가 배제된다.
제1 및 제2 태양에 있어서, 예를 들면 상기 직류 전압 지령값(Vdc*)의 결정에는, 상기 제1 전압 지령값 또는 상기 컨버터에 입력하는 다상 전압(Vi)의 추정값 또는 상기 다상 전원의 전압(Vs)의 추정값에 대한, 선형 계산이 채용된다.
이 발명에 관련된 컨버터의 제어 방법의 제3 태양은, 그 제2 태양으로서, 직류 전압(Vdc)을 입력하는 인버터(4)의 동작과 연계하여, 상기 서술한 계산에 이용되는 상수를 설정한다.
이 발명에 관련된 컨버터의 제어 방법의 제4 태양은, 그 제1 태양 또는 제2 태양으로서, 상기 제1 전압 지령값(Vd*) 또는 상기 컨버터(3)에 입력하는 다상 전압(Vi)의 추정값 또는 상기 다상 전원의 전압(Vs)의 추정값에 대한 필터 처리가 포함된다.
이 발명에 관련된 컨버터의 제어 방법의 제1 태양에 의하면, 다상 전원의 전원 위상을 필요로 하지만, 다상 전원의 전압을 필요로 하지 않는다. 따라서 다상 전원의 전압을 검출하기 위한 회로 구성은 불필요해져, 치수나 제조 코스트를 억제하면서도 직류 전압을 제어하여, 입력 전력의 역률을 향상시키기 쉽게 한다.
이 발명에 관련된 컨버터의 제어 방법의 제2 태양에 의하면, 직류 전압 지령값의 결정에 적분 요소와 같은 시간 지연 요소를 포함하지 않기 때문에, 순간 정지/복귀에 수반하여 당해 결정이 지연되는 일이 없다. 따라서 당해 지연에 기초한 직류 전압의 오버 슛의 발생을 회피할 수 있다.
이 발명에 관련된 컨버터의 제어 방법의 제3 태양에 의하면, 인버터의 부하의 운전에 따라 직류 전압을 설정할 수 있으므로, 인버터의 운전 영역을 확대할 수 있다.
이 발명에 관련된 컨버터의 제어 방법의 제4 태양에 의하면, 직류 전압 지령값의 결정에 1차 지연 요소나 평균 연산과 같은 필터 처리를 포함함으로써, 직류 전압 지령값을 결정하는 제어계의 응답을 제1 전압 지령값 및 제2 전압 지령값을 결정하는 제어계의 응답보다도 지연하여, 과도 응답에 대해 안정된 제어를 행한다.
이 발명의 목적, 특징, 국면, 및 이점은, 이하의 상세한 설명과 첨부 도면에 의해, 보다 명백해진다.
도 1은 본 발명의 실시의 형태에 관련된 컨버터의 제어 방법이 적용되는 컨버터 및 그 주변에 접속되는 구성을 나타낸 회로도이다.
도 2는 종래의 컨버터 파형 제어부의 구성을 나타낸 회로도이다.
도 3은 종래의 컨버터 파형 제어부의 동작을 나타낸 그래프이다.
도 4는 본 발명의 제1 실시의 형태에 관련된 컨버터 파형 제어부의 구성을 나타낸 회로도이다.
도 5는 본 발명의 제1 실시의 형태에 관련된 컨버터 파형 제어부의 동작을 나타낸 그래프이다.
도 6은 본 발명의 제2 실시의 형태에 관련된 컨버터 파형 제어부의 구성을 나타낸 회로도이다.
도 7은 본 발명의 제3 실시의 형태에 관련된 컨버터 파형 제어부의 구성을 나타낸 회로도이다.
도 8은 전압 지령값 연산부의 구성을 예시한 블럭도이다.
도 9는 직류 전압 지령값과 전원 전압의 관계를 나타낸 그래프이다.
도 10은 전압 지령값 연산부의 다른 구성을 예시한 블럭도이다.
도 11은 직류 전압 지령값과 전원 전압의 관계를 나타낸 그래프이다.
도 12는 전압 지령값 연산부의 또 다른 구성을 예시한 블럭도이다.
도 13은 직류 전압 지령값과 전원 전압의 관계를 나타낸 그래프이다.
도 14는 전압 지령값 연산부의 또 다른 구성을 예시한 블럭도이다.
도 15는 전압 지령값 연산부의 또 다른 구성을 예시한 블럭도이다.
이하, 당해 분야에서 자주 행해지는 바와 같이, 전류 자신과, 그 값에는 동일한 부호를 이용한다. 예를 들면 「전류 I」와 같은 표현은, 회로를 흐르는 전류 I를 가리키는 경우와, 그 값을 가리키는 경우에서 겸용된다. 전압이나 다른 제량에 대해서도 마찬가지이다.
A: 전체 구성.
도 1은 본 발명의 실시의 형태에 관련된 컨버터의 제어 방법이 적용되는 컨버터 및 그 주변에 접속되는 구성을 나타낸 회로도이다.
다상 전원(1)은 상 R, S, T의 3상 전압을 출력하는 3상 전원이다. 본 실시의 형태에 있어서 상수(相數)를 3으로 했지만, 상수(相數)는 3에 한정되지 않는다.
컨버터(3)는 다상 전원(1)으로부터, EMI(Electro Magnetic Interference) 필터 및 입력 리액터군(2)을 통하여 전류 Ir, Is, It를 입력한다. 전류 Ir, Is, It는 각각 R상, S상, T상의 선전류이다. EMI 필터는, 전류 Ir, Is, It에 포함되는 고주파 노이즈 등을 제거한다. 입력 리액터군(2)은, 컨버터(3)로 돌입 전류가 흐르는 것을 방지하고, 또 컨버터(3)의 입력 전압과 다상 전원(1)으로부터의 출력 전압의 전위차를 유지한다.
컨버터(3)는 전압형 PWM 컨버터로서 주지된 스위칭 소자를 가지고, 당해 스위칭 소자의 스위칭을 행하여 직류 전압 Vdc를 출력한다.
인버터(4)에는 직류 전압 Vdc가 인가되고, 주지된 인버터 동작을 행하여 3상 전류 Iu, Iv, Iw를 출력한다. 3상 부하(6)에는 3상 전류 Iu, Iv, Iw가 공급되어 구동된다. 여기에서는 3상 부하(6)로서 모터가 예시되어 있다. 인버터(4)가 출력하는 전류의 상수(相數)는 3에 한정되지 않는다.
컨버터(3)와 인버터(4)의 사이의 DC링크에 있어서, 직류 전압 Vdc를 유지하는 콘덴서(5)가 설치된다. 단 콘덴서(5)를 설치하지 않는 태양의 AC-AC컨버터(광의)에서 채용되는 컨버터에 대해 본 발명을 적용할 수 있다.
컨버터(3) 및 인버터(4)의 스위칭은, 각각 스위칭 제어 신호 Gcnv, Ginv에 의해 제어된다. 스위칭 제어 신호 Gcnv, Ginv는, 각각 컨버터 파형 제어부(7) 및 인버터 제어부(8)에 의해 생성된다.
인버터 제어부(8)는, 3상 부하(6)의 구동 주파수의 지령값 ωm*과, 직류 전압 Vdc와, 3상 전류 Iu, Iv, Iw에 기초하여 생성된다. 이 생성에 대해서는 주지 기술이며, 또한 본 발명과 직접적인 관련은 없기 때문에, 상세한 것은 생략한다.
컨버터 파형 제어부(7)는, 다상 전원(1)에 있어서의 R-S상간 전압의 제로 크로스 신호 φrs와, 선전류 Ir, Is, It와, 직류 전압 Vdc에 기초하여 생성된다. 일반적으로 It=-(Is+Ir)의 관계가 있으므로, 도 1에 나타낸 구성에서는, 커런트 트랜스 CT1, CT2에 의해 각각 선전류 Ir, Is를 구하고, 이들이 컨버터 파형 제어부(7)로 부여되고 있다.
B: 컨버터 파형 제어부(7)의 동작.
본 실시의 형태에서 채용되는 컨버터 파형 제어부(7)의 동작을 설명하기 전에, 종래의 컨버터의 제어 방법을 설명하고, 우선 그 문제점의 상세를 설명한다. 그 후, 본 실시의 형태에서 채용되는 컨버터 파형 제어부(7)의 동작에 의해 당해 문제점이 해소되는 것을 설명한다.
(b-1) 종래의 컨버터의 제어 방법.
도 2는, 도 1의 컨버터 파형 제어부(7)로서 채용 가능한 종래의 구성을 나타낸 회로도이다. 당해 구성에서는 스위칭 제어 신호 Gcnv로서 스위칭 제어 신호 G0가 출력된다. 또 당해 구성은 특허 문헌 2에 개시된 내용을 간략하게 한 구성에 대응하고 있다.
또한, 다상 전원(1)의 전원 주파수(ω/2π)로 회전하는 회전 좌표계에서 채용되는 d축, q축을 이용한 표현을 도입한다. q축은 d축에 대해 90도 진상이 된다. 예를 들면 컨버터(3)에 입력하는 전압의 1상 당의 실효값인 전압 Vi는, d축 전압 Vd와 q축 전압 Vq의 쌍에 의해 표시된다. 보다 구체적으로는 전압 Vi의 제곱은, d축 전압 Vd의 제곱과 q축 전압 Vq의 제곱의 합에 동일하다.
위상 연산부(708)는 R-S상간 전압의 제로 크로스 신호 φrs에 기초하여 전원 위상 θ을 결정하고, 이것을 상변환부(707) 및 PWM 제어부(709)에 부여한다.
상변환부(707)는 전원 위상 θ에 따라, 상기 회전 좌표계인 d축-q축 좌표계로 3상/2상 변환을 행하고, 선전류 Ir, Is, It의 d축 성분인 d축 전류 Id와, q축 성분인 q축 전류 Iq를 산출한다. d축 전류 Id, q축 전류 Iq는, 각각 유효 전력 및 무효 전력에 기여한다. 따라서 역률의 개선을 위해서는 q축 전류 Iq는 작은 쪽이 바람직하다.
상기 서술한 바와 같이 선전류 It는 선전류 Ir, Is로부터 결정된다. 따라서 상변환부(707)로의 선전류 It의 입력은 생략해도 되고, 이 생략을 도 2에 있어서 부호 It를 소괄호로 묶음으로써 나타내고 있다.
가감산기 701은, 직류 전압 지령값 Vdc*로부터 직류 전압 Vdc를 차감하여 전압 편차 ΔVdc를 구한다.
PI 제어부 702는, 전압 편차 ΔVdc에 기초하여 PI 제어함으로써 d축 전류 지령값 Id*를 구한다. d축 전류 지령값 Id*는, d축 전류 Id의 지령값에 상당한다.
가감산기 703은, d축 전류 지령값 Id*로부터 d축 전류 Id를 차감하여 전류 편차 ΔId를 구한다.
PI 제어부 704는, 전류 편차 ΔId에 기초하여 PI 제어함으로써, d축 전압 지령값 Vd*를 얻는다. d축 전압 지령값 Vd*는, d축 전압 Vd의 지령값에 상당한다.
가감산기 705는, q축 전류 지령값 Iq*로부터 q축 전류 Iq를 차감하여 전류 편차 ΔId를 구한다. q축 전류 지령값 Iq*는, q축 전류 Id의 지령값에 상당한다.
PI 제어부 706은, 전류 편차 ΔIq에 기초하여 PI 제어함으로써, q축 전압 지령값 Vq*를 얻는다. q축 전압 지령값 Vq*는, q축 전압 Vq의 지령값에 상당한다.
PWM 제어부(709)에는, d축 전압 지령값 Vd* 및 q축 전압 지령값 Vq* 및 전원 위상 θ이 입력되고, 이들에 기초하여 스위칭 제어 신호 G0를 생성한다. 스위칭 제어 신호 G0는 도 1에 나타낸 스위칭 제어 신호 Gcnv로서 이용된다. 스위칭 제어 신호 G0의 생성은 주지된 기술을 이용하여 행해지므로, 상세한 설명은 생략한다.
상기 서술한 바와 같이, 컨버터(3)로의 입력 전압 Vi는 √(Vd2+Vq2)로 표시되어지므로, 전압 Vi를 여기에서는 √(Vd*2+Vq*2)로 추측하는 것으로 한다. 전압 Vi와 전원 전압 Vs의 위상차는 ψ=tan-1(Vq*/Vd*)로서 표시된다.
또 PWM 제어부(709)에는 또한, 직류 전압 Vdc도 부여되어, 변조율 Ks가 √2(Vi/Vdc)로 구해진다. 상기 서술한 바와 같이 전압 Vi는 컨버터(3)에 입력하는 전압의 1상 당의 실효값이므로, 변조율 Ks는 직류 전압 Vdc에 대한 입력 전압 Vi의 파고값의 비가 된다.
가감산기(721)는 변조율 Ks로부터 그 지령값 Ks*를 차감하여, 당해 차가 비례 연산부(722)에 있어서 비례 연산되어 변조율의 편차 ΔK가 얻어진다. 승산부(723)는, 0 또는 1의 2값을 채용하는 계수 ε를 편차 ΔK에 승산한다. 적분기(724)는 승산 결과 ε·ΔK를 적분하여 직류 전압 지령값 Vdc*를 생성한다.
제한부(725)는 직류 전압 지령값 Vdc*를 입력하고, 이것이 원하는 범위 내에 있는 경우에는 계수 ε로서 값 1을 출력한다. 직류 전압 지령값 Vdc*가 원하는 범위보다도 작은 경우, 편차 ΔK가 음이면 계수 ε로서 값 0이 채용되고, 편차 ΔK가 양이면 계수 ε로서 값 1이 채용된다. 직류 전압 지령값 Vdc*가 원하는 범위보다도 큰 경우, 편차 ΔK가 음이면 계수 ε로서 값 1이 채용되고, 편차 ΔK가 양이면 계수 ε로서 값 0이 채용된다. 이와 같이 하여, 직류 전압 지령값 Vdc*와 변조율 Ks가 음의 상관 관계에 있는 것을 이용하여, 적분부(724)에서의 적분값이 너무 커지는 것이 제한된다.
도 3은 전원 전압이 순간적으로 400V에서 340V로 저하하고, 그 후에 복귀한 경우의, 도 2에 나타낸 구성의 각 부의 동작을 나타낸 그래프이다. 여기에서는 순시 전압 저하가 발생한 시각, 및 복귀한 시각을, 각각 시각 t0, t1로 나타내고 있다.
단, 정상 상태에 있어서는 d축 전류 지령값 Id*가 음인 경우를 고려하여, 그래프에서는 d축 전류 지령값 Id* 및 d축 전류 Id의 각각의 부호를 바꾼 값 -Id*, -Id를 나타내고 있다.
시각 t0에 있어서 순시 전압 저하가 발생한 것에 의해, d축 전류 Id의 절대값은 순간적으로 저하된다(도 3 세번째단의 그래프 참조: 시각 t0에 있어서의 값 -Id의 변동은 급격하여, 그래프에서는 하향 선으로서 나타나 있다).
이와 같은 d축 전류 Id의 변동은 PI 제어부(704)가 출력하는 d축 전압 지령값 Vd*의 급준한 저하를 초래한다(도 3 네번째단의 그래프). PI 제어부(704)에서의 연산은 적분항을 가지고 있기 때문에 적분항에 의한 값 s2는 완만하게 저하된다. 그러나 통상, PI 제어부(704)에서의 적분항의 영향은 작고, 비례항의 영향이 크기 때문에, d축 전압 지령값 Vd*는 상기 서술한 바와 같이 d축 전류 Id의 변동을 크게 받는다.
d축 전압 지령값 Vd*의 급준한 저하는 전압 Vi의 급준한 저하를 초래하고, 이것보다도 직류 전압 Vdc의 저하가 완만하기 때문에, 변조율 Ks는 급격하게 저하된다(도 3 첫째단의 그래프). 그 후에 직류 전압 Vdc도 저하함으로써(도 3 둘째단의 그래프), 변조율 Ks는 상승한다(도 3 첫째단의 그래프).
변조율의 지령값 Ks*에 대해 변조율 Ks는 저하하기 때문에, 편차 ΔK는 음이 되어, 적분부(724)의 기능에 의해 직류 전압 지령값 Vdc*도 서서히 저하된다. 단 시각 t0의 직후에서는 직류 전압 지령값 Vdc* 쪽이, 직류 전압 Vdc보다도 내려가는 속도가 늦기 때문에, 편차 ΔVdc는 양이 되고, d축 전류 지령값 Id*는 저하(값 -Id*는 상승)된다. 그러나 그 후, 직류 전압 지령값 Vdc*도 감소하기 때문에, 편차 ΔVdc는 작아진다(도 3 둘째단 참조).
시각 t1에서 전원이 복귀하면, 직류 전압 Vdc는 전원 전압의 피크값인 565V정도로 충전된다. 그러나 직류 전압 지령값 Vdc*는 적분부(724)에 있어서의 적분 연산에 의해 증대하기 때문에, 그 증대 속도는 늦다. 따라서 편차 ΔVdc는 시각 t1에 있어서 급격하게 음이 된다.
이에 의해, PI 제어부(702)가 출력하는 d축 전류 지령값 Id*는 급격하게 증대하고(값 -Id*는 감소), 전류 편차 ΔId가 양이 된다. 따라서 PI 제어부(704)가 출력하는 d축 전압 지령값 Vd*가 증가한다. 상기 서술한 바와 같이 PI 제어부(704)에서의 적분항의 영향은 작고, 비례항의 영향이 크기 때문에, d축 전압 지령값 Vd*는 급격하게 증대한다.
이에 의해 전압 vi가 급상승하여, 변조율 Ks는 상한값 1에 도달한다. 또한 컨버터(3)는 직류 전압 Vdc에 대한 강압형 변환기로서 동작하기 때문에, 정류기 모드로 동작하여 변조율 Ks가 최대값 1을 채용한다. 이에 의해 편차 ΔK는 양이 된다.
편차 ΔK가 양이 됨으로써 적분부(724)에서의 적분 연산에 의해, 직류 전압 지령값 Vdc*는 완만하게 상승하고, 결국 시각 t2에 있어서 직류 전압 Vdc와 일치한다. 동일하게 하여 시각 t1~t2에 있어서는 PI 제어부(702)에 있어서의 편차 ΔVdc(<0)의 적분 동작에 의해, 적분항에 의한 값 s1은 완만하게 저하된다. 단 시각 t2의 후에도 직류 전압 지령값 Vdc*는 계속 상승하므로, 시각 t2 이후에 편차 ΔVdc는 양이 되고, 값 s1은 완만하게 상승한다.
직류 전압 지령값 Vdc*의 완만한 증대에 의해, d축 전류 지령값 Id*는 완만하게 감소하고(값 -Id*는 증대), 시각 t3에 있어서 d축 전류 Id와 일치한다. 즉 시각 t3까지는 PI 제어부(704)의 적분항에 의한 값 s2는 완만하게 계속 증대하고, 그 후에는 감소한다. 단, 상기 서술한 바와 같이 PI 제어부(704)의 적분항의 영향은 작기 때문에, d축 전압 지령값 Vd*가 극대값을 채용하는 타이밍은 값 s2가 극대값을 채용하는 시각 t3보다도 빠르다.
시각 t3에 있어서 편차 ΔId가 0이 되어도, d축 전압 지령값 Vd*가 전원 전압 400V를 밑돌지 않는 이상, 상기 서술한 바와 같이 컨버터(3)는 정류기 모드로 동작하여 변조율 Ks가 최대값이 1을 계속 채용한다. 따라서 편차 ΔK는 양이며, 적분부(724)의 기능에 의해 직류 전압 지령값 Vdc*가 계속 증대하고, d축 전류 지령값 Id*는 완만하게 계속 감소한다(값 -Id*는 계속 증대한다).
시각 t4에 있어서 d축 전압 지령값 Vd*가 400V를 밑돌면, 컨버터(3)는 정류기 모드로부터 통상의 컨버터의 동작으로 복귀한다. 이에 의해 직류 전압 Vdc에 오버 슛이 발생하고, 변조율 Ks에 언더 슛이 발생한다. 또 값 -Id*가 저하하기(d전류 지령값 Id*가 상승하기) 때문에, 값 -Id*는 도 3에 있어서 오버 슛으로서 그려져 있다. 또 직류 전압 Vdc가 정상 상태로 복귀하는 동안, 값 s1에도 오버 슛이 발생한다.
이 후, 시각 t5에 있어서 각 부의 동작은 안정된다.
(b-2) 제1 실시의 형태에 관련된 컨버터의 제어 방법.
도 4는, 도 1의 컨버터 파형 제어부(7)로서 채용 가능한 제1 실시의 형태에 관련된 컨버터 파형 제어부의 구성을 나타낸 회로도이다. 당해 구성에서는 스위칭 제어 신호 Gcnv로서 스위칭 제어 신호 G1이 출력된다.
본 실시의 형태에 관련된 컨버터 파형 제어부에서 채용되는 가감산기(701, 703, 705), PI 제어부(702, 704, 706), 상변환부(707), 위상 연산부(708), PWM 제어부(709)는, 도 2에 나타낸 것이 채용된다.
당해 구성에서는, 도 2에 나타낸 가감산기(721), 비례 연산부(722), 승산부(723), 적분기(724), 제한부(725) 대신에, 전압 지령값 연산부(710)를 채용하고 있다.
전압 지령값 연산부(710)는, PI 제어부(704)로부터 출력된 d축 전압 지령값 Vd*에 기초하여, 직류 전압 지령값 Vdc*를 생성하고, 이것을 가감산기(701)에 부여한다. 이와 같이 직류 전압 지령값 Vdc*의 생성은, d축 전압 지령값 Vd*에 기초하고 있으며, 전원 위상을 필요로 하지만, 다상 전원의 전압 자체를 필요로 하지 않는다. 따라서 다상 전원의 전압을 검출하기 위한 회로 구성은 불필요해져, 치수나 제조 코스트를 억제하면서도 직류 전압 Vdc를 제어하여, 입력 전력의 역률을 향상시키기 쉬워진다.
특히 q전류 Iq를 0으로 하는 제어를 행하면, 적어도 리액터군(2)의 저항 성분 r과, d축 전류 Id의 곱 r·Id를, d축 전압 지령값 Vd*로부터 차감한 값(Vd*-r·Id)에 기초하여, 직류 전압 지령값 Vdc*를 결정하는 것이 바람직하다. 값(Vd*-r·Id)은, 상기 d축의 정의 상, 정상 상태에서는 전원 전압의 추정값이 되고, 전원 전압을 실측하는 일 없이 실질적으로 전원 전압에 기초한 직류 전압 Vdc의 제어가 실현될 수 있기 때문이다. 이 경우, 저항 성분 r의 값은 전압 지령값 연산부(710)에 기억되거나, 혹은 외부로부터 입력되는 것이 바람직하다. 또 d축 전류 Id는 상변환부(707)로부터 얻을 수 있다.
이것을 수식을 이용하여 보다 상세하게 나타내면, 간단하게 하기 위해서 Ld=Lq=L로 하고, 전원 전압 Vs, 미분 연산자 s를 도입하여, 일반적으로 Vd=Vs+(Ls+r)Id-ωL·Iq, Vq=(Ls+r)Iq+ωL·Id가 성립한다. 제1 식에 Iq=0(q전류 Iq를 0으로 한다)를 대입하고, 정상 상태에서는 미분 연산자 s에 의한 연산 결과가 0이 되는 점에서, Vd=Vs+r·Id가 얻어지고, Vs=Vd-r·Id가 성립한다. 본 실시의 형태에서는 d축 전압 Vd, 전원 전압 Vs는 측정하지 않기 때문에, d축 전압 Vd 대신에 d축 전압 지령값 Vd*를 이용하여 값(Vd*-r·Id)을 전원 전압 Vs의 추정값으로서 취급한다.
또한, 적어도 곱 r·Id를, 컨버터(3)로의 입력 전압 Vi(혹은 그 추정값)로부터 차감한 값(Vi-r·Id)에 기초하여, 직류 전압 지령값 Vdc*를 결정해도 된다. 특히 위상차 ψ가 작은 경우에 전원 전압 Vs는 전압 Vi와 거의 동일해지므로, 이러한 결정을 행할 수도 있다.
직류 전압 지령값 Vdc*의 결정에는 적분 요소를 포함하는 피드백 루프가 배제되는 것이 바람직하다. 이 경우에는 순간 정지/복귀에 수반하여 당해 결정이 지연되는 일이 없다. 따라서 당해 지연에 기초한 직류 전압 Vdc의 오버 슛의 발생을 회피할 수 있다.
도 5는 전원 전압이 순간적으로 400V에서 340V로 저하하고, 그 후에 복귀한 경우의, 도 4에 나타낸 구성의 각 부의 동작을 나타낸 그래프이다. 도 3과 동일하게 하여, 순시 전압 저하가 발생한 시각, 및 복귀한 시각을, 각각 시각 t0, t1로 나타내고 있다.
여기에서는 직류 전압 지령값 Vdc*를, d축 전압 지령값 Vd*에 소정의 계수를 곱하고, 변조율 Ks가 도 3에 나타낸 경우와 동일해지도록 설정한 경우를 나타냈다.
(b-1)에서 설명된 동작과는 달리, 적분부(724)에 있어서의 적분 동작이 없고, 시각 t1 후에, d축 전압 지령값 Vd* 및 직류 전압 지령값 Vdc*는 급준하게 변화한다. 따라서 도 3의 시각 t1~t4에서 보여진 d축 전류 지령값 Id*의 감소(값 -Id*의 증대)가 발생하는 기간은 매우 짧다. 따라서 변조율 Ks에 언더 슛이 발생하는 일도 없고, 시각 t6에 있어서 각 부의 동작이 안정된다.
(b-3) 제2 실시의 형태에 관련된 컨버터의 제어 방법.
도 6은, 도 1의 컨버터 파형 제어부(7)로서 채용 가능한 제2 실시의 형태에 관련된 구성을 나타낸 회로도이다. 당해 구성에서는 스위칭 제어 신호 Gcnv로서 스위칭 제어 신호 G2가 출력된다.
제2 실시의 형태에서 채용되는 구성은, 제1 실시의 형태에서 채용되는 구성에 대해, 전압 제어부(711, 713) 및 가산기(712, 714)를 추가하고 있다.
전압 제어부(711)는 d축 전류 지령값 Id*와, 리액터군(2)의 d축 인덕턴스 Ld와, 전원 전압의 모서리 주파수 ω의 곱 ωLd·Id*를 가산기(712)에 출력한다. 전압 제어부(713)는 q축 전류 지령값 Iq*와, 리액터군(2)의 q축 인덕턴스 Lq와, 모서리 주파수 ω의 곱 ωLq·Iq*를 가산기(714)에 출력한다. d축 인덕턴스 Ld, q축 인덕턴스 Lq는 각각, 리액터군(2)의 유도계수를 d축-q축 좌표계로 변환한 것이다. 단 리액터군(2)을 구성하는 리액터의 각각의 값은 서로 동일한 것으로 했다.
또 모서리 주파수 ω는 전원 주파수 f로부터 구해진다(ω=2πf). 전원 주파수 f의 값은 전압 지령값 연산부(710)에 기억되거나, 혹은 외부로부터 입력(제로 크로스 신호 φrs로부터 산출)되는 것이 바람직하다. 모서리 주파수 ω의 전압 제어부(711, 713)로의 입력은, 도면의 번잡을 피하기 위해서 생략했다.
가산기(712)는 PI 제어부(704)의 출력에 곱 ωLd·Id*를 가산하여, d축 전압 지령값 Vd*를 생성한다. 가산기(714)는 PI 제어부(706)의 출력에 곱 ωLq·Iq*를 가산하여, q축 전압 지령값 Vq*를 생성한다. 바꾸어 말하면, 전압 제어부(711, 713) 및 가산기(712, 714)는 리액터군(2)에 기인한 간섭항을 보상하는 기능을 가지고 있다. 이와 같은 간섭항의 보상 자체에 대해서는 주지된 기술이므로, 상세한 설명은 생략한다.
(b-4) 제3 실시의 형태에 관련된 컨버터의 제어 방법.
도 7은 도 1의 컨버터 파형 제어부(7)로서 채용 가능한 제3 실시의 형태에 관련된 구성을 나타낸 회로도이다. 당해 구성에서는 스위칭 제어 신호 Gcnv로서 스위칭 제어 신호 G3가 출력된다.
제3 실시의 형태에서 채용되는 구성은, 제2 실시의 형태에서 채용되는 구성에 대해, 전압 지령값 연산부(710)에 있어서, 직류 전압 지령값 Vdc*를 d축 전압 지령값 Vd*로부터가 아니라, PWM 제어부(709)에서 전압 Vi를 여기에서는 √(Vd*2+Vq*2)로서 추정된 추정값을 채용하는 점에서 다르다.
물론, 본 실시의 형태에 있어서도 제1 실시의 형태와 마찬가지로, 전압 제어부(711, 713) 및 가산기(712, 714)를 생략해도 된다.
또, 전원 전압 Vs(의 추정값)와 전압 Vi의 사이에는 상기 서술한 위상차 ψ가 존재하는 것을 감안하여, 전압 Vi의 추정을 Vs/cosψ로 구해도 된다.
C: 전압 지령값 연산부(710)의 동작.
구체적으로는, 직류 전압 지령값 Vdc*는, 이하와 같이 하여 설정할 수 있다.
(c-1) 비례 계산.
예를 들면 직류 전압 지령값 Vdc*로서 d축 전압 지령값 Vd*와 상수 √2·K1의 곱을 채용한다. 이 경우, 상수 K1은 무부하(Id=0)의 경우의 승압율에 상당하고, 전원 전압이 변동해도 당해 승압율을 일정하게 유지할 수 있다.
혹은 직류 전압 지령값 Vdc*로서 컨버터(3)에 입력하는 다상 전압의 추정값 Vi와 상수 √2·K1의 곱을 채용한다. 이 경우, 상수 K1은 변조율 Ks에 상당하고, 전원 전압이 변동해도 변조율 Ks를 일정하게 유지할 수 있다.
단, 실제로는 직류 전압 지령값 Vdc*에 상한/하한을 설치하는 것이 바람직하다. 도 8은 전압 지령값 연산부(710)의 구성을 예시한 블럭도이며, 도 9는 직류 전압 지령값 Vdc*와 전원 전압의 관계를 나타낸 그래프이다.
비례 계산부 710a는 d축 전압 지령값 Vd*를 입력하고, 이것과 상수 √2·K1의 곱을 리미터 710b에 부여한다. 리미터 710b는 상기 곱을 하한값 Vdc_min 및 상한값 Vdc_max로 슬라이스하여, 직류 전압 지령값 Vdc*로서 출력한다. 직류 전압 지령값 Vdc*가 하한값 Vdc_min와 상한값 Vdc_max의 사이의 값을 채용할 수 있는 전원 전압의 범위(Vac_min~Vac_max)에 있어서, 승압율을 일정하게 유지할 수 있다.
도 8, 도 9에 있어서 d축 전압 지령값 Vd*를 컨버터(3)에 입력하는 다상 전압의 추정값 Vi로 바꾸어 읽으면, 전원 전압의 범위(Vac_min~Vac_max)에 있어서, 변조율이 일정하게 유지되게 된다.
(c-2) 선형 계산.
예를 들면 직류 전압 지령값 Vdc*로서 d축 전압 지령값 Vd*와 √2의 곱에 상수 V1를 더한 값(√2·Vd*+V1)을 채용한다. 혹은 직류 전압 지령값 Vdc*로서 컨버터(3)에 입력하는 다상 전압의 추정값 Vi와 √2의 곱에 상수 V1를 더한 값(√2·Vi+V1)을 채용한다.
이 경우, 상수 V1은 직류 전압 지령값 Vdc*에 대한 일정한 승압을 부여하게 된다. 따라서, (c-1)에서 나타낸 비례 계산을 채용하는 경우와 비교하여, 전원 전압이 변동한 경우의 직류 전압 지령값 Vdc*의 변동폭을 억제할 수 있다.
도 10은 전압 지령값 연산부(710)의 구성을 예시한 블럭도이며, 도 11은 직류 전압 지령값 Vdc*와 전원 전압의 관계를 나타낸 그래프이다.
비례 계산부 710c는 d축 전압 지령값 Vd*를 입력하고, 이것에 √2를 곱하여, 가산기 710d에 부여한다. 가산기 710d는 √2·Vd*에 상수 V1를 가산하여, 리미터 710b에 부여한다. 리미터 710b는 값(√2·Vd*+V1)을 하한값 Vdc_min 및 상한값 Vdc_max로 슬라이스하여, 직류 전압 지령값 Vdc*로서 출력한다. 도 10, 도 11에 있어서 d축 전압 지령값 Vd*를 컨버터(3)에 입력하는 다상 전압의 추정값 Vi로 바꾸어 읽을 수도 있다.
혹은 예를 들면 직류 전압 지령값 Vdc*로서 d축 전압 지령값 Vd*와 √2의 곱에 상수 V2를 더한 값(√2·Vd*+V2)을 K2배(培)한 값을 채용한다. 혹은 직류 전압 지령값 Vdc*로서 컨버터(3)에 입력하는 다상 전압의 추정값 Vi와 √2의 곱에 상수 V2를 더한 값(√2·Vi+V2)을 K2배한 값을 채용한다.
(√2·Vd*+V2)×K2=√2·Vd*×K2+V2×K2=√2·Vd*×K1+V1로 변형할 수 있기 때문에, K1의 값을 일정하게 하여 직류 전압 Vdc의 승압을 억제하면서, 직류 전압 Vdc의 변화의 폭을 작게 할 수 있는 것을 알 수 있다. 이것은 직류 전압 Vdc가 저하된 경우, 당해 저하에 수반하여 인버터(4)의 운전 영역이 만족할 수 없게 된다는 사태를 회피하는 관점에서 바람직하다.
도 12는 전압 지령값 연산부(710)의 구성을 예시한 블럭도이며, 도 13은 직류 전압 지령값 Vdc*와 전원 전압의 관계를 나타낸 그래프이다.
비례 계산부 710c는 d축 전압 지령값 Vd*를 입력하고, 이것에 √2를 곱하여, 가산기 710d에 부여한다. 가산기 710d는 값 √2·Vd*에 상수 V2를 가산하여, 승산기 710e에 부여한다. 승산기 710e는 값(√2·Vd*+V2)×K2를 리미터 710b에 부여한다. 리미터 710b는 값(√2·Vd*+V2)×K2를 하한값 Vdc_min 및 상한값 Vdc_max로 슬라이스하여, 직류 전압 지령값 Vdc*로서 출력한다. 도 12, 도 13에 있어서 d축 전압 지령값 Vd*를 컨버터(3)에 입력하는 다상 전압의 추정값 Vi로 바꾸어 읽을 수도 있다.
(c-3) 필터 처리.
도 14는 전압 지령값 연산부(710)의 구성을 예시한 블럭도이다. 평균값 연산부 710f는 d축 전압 지령값 Vd*의 소정 기간에서의 평균값을 구한다. 비례 계산부 710f는 당해 평균값에 상수 K3를 곱하고, 직류 전압 지령값 Vdc*를 출력한다.
도 15는 전압 지령값 연산부(710)의 다른 구성을 예시한 블럭도이다. 비례 계산부 710h는 d축 전압 지령값 Vd*와 상수 K4의 곱을 구한다. 1차 지연 연산부 710i는 당해 곱에 대해 1차 지연 연산을 행한다.
상기 2종의 구성은 모두 d축 전압 지령값 Vd*에 대한 필터 처리를 행하고 있으며, 직류 전압 지령값 Vdc*의 고주파 변동 성분을 제거할 수 있다. 직류 전압 지령값 Vdc*를 결정하는 전압 지령값 연산부(710)의 응답을, 편차 ΔVdc에 기초하여 d축 전압 지령값 Vd*를 구하는 응답(구체적으로는 PI 제어부 702, 704의 응답)이나, q축 전압 지령값 Vq*를 구하는 응답(구체적으로는 PI 제어부 706의 응답)보다도 충분히 지연함으로써, 과도 응답에 대해 안정된 제어계가 구성된다. d축 전압 지령값 Vd*를 컨버터(3)에 입력하는 다상 전압의 추정값 Vi로 대체해도 된다.
또한, (b-1)에서 설명된 오버 슛이나 언더 슛을 회피하는 관점에서는, 적분 계산을 수반하여 직류 전압 지령값 Vdc*를 구하는 것은 바람직하지 않다. 그러나 전원 전압 실효값의 검출을 필요로 하지 않고, 전원 전압의 변동에 따른 직류 전압 Vdc의 제어를 행하는 것은 가능하다.
D: 인버터 제어
인버터 제어부(8)로부터의 지령값 J(도 1 참조)에 따라, 직류 전압 지령값 Vd*의 연산을 변화시켜도 된다. 구체적으로는, 예를 들면 3상 부하(6)가 모터이며, 이것을 고속 회전시킬 필요가 있는 경우에는, 인버터(4)를 이와 같은 필요에 대응하여 구동하게 된다. 그리고 그러한 구동을 행하는 경우, 인버터 제어부(8)는 인버터(4)에, 모터의 고속 회전용의 구동, 예를 들면 전류 위상을 진행시켜 약한 계자 제어를 행하게 한다. 이러한 고속 회전용의 구동을 인버터(4)에 행하게 할 때, 인버터 제어부(8)가 지령값 J를 출력하고, 이에 의해 컨버터 파형 제어부(7)의 동작을 제어한다.
보다 구체적으로는 전압 지령값 연산부(710)의 동작에 있어서, 상기 「C」에서 예시한 비례 계산, 선형 계산, 적분 계산 중 어느 하나를 채용하거나, 또한 비례 상수 K1, K2, V1, V2를 설정한다.
이와 같이 컨버터 파형 제어부(7)의 동작, 나아가서는 컨버터(3)의 동작을, 인버터 제어부(8)의 동작, 나아가서는 인버터(4)의 동작과 연계함으로써, 모터의 고속 회전이 필요할 때만, 직류 전압 Vdc를 높게 설정할 수 있다. 이에 의해, 통상은 직류 전압 Vdc의 승압을 억제한 고효율 제어를 행하고, 필요할 때만 고속 회전을 실현하여, 인버터 운전 영역을 확대할 수 있다.
이 발명은 상세하게 설명되었지만, 상기한 설명은, 모든 국면에 있어서, 예시이며, 이 발명이 그에 한정되는 것은 아니다. 예시되어 있지 않은 무수한 변형예가, 이 발명의 범위로부터 벗어나는 일 없이 상정될 수 있는 것이라고 해석된다.

Claims (9)

  1. 다상 전원(1)으로부터 다상 전류(Ir, Is, It)를 입력하고 스위칭을 행하여 직류 전압(Vdc)을 출력하는 컨버터(3)에 있어서 상기 직류 전압(Vdc)을 제어하는 방법으로서,
    상기 직류 전압의 지령값이 직류 전압 지령값(Vdc*)이며,
    상기 다상 전원의 전원 주파수(ω/2π)로 회전하는 회전 좌표계에 있어서 쌍을 이루는 제1 전압(Vd) 및 제2 전압(Vq)에 의해 상기 컨버터에 입력하는 다상 전압이 표시되고,
    상기 제2 전압은 상기 제1 전압에 대해 90도 진상(進相)이며,
    상기 제1 전압 및 상기 제2 전압의, 각각에 대한 지령값이 제1 전압 지령값(Vd*) 및 제2 전압 지령값(Vq*)이고,
    상기 직류 전압의 상기 직류 전압 지령값(Vdc*)에 대한 편차(ΔVdc)를 구하여,
    상기 제1 전압 지령값 및 상기 제2 전압 지령값에 기초하여 상기 스위칭을 제어하고,
    상기 직류 전압 지령값은 상기 제1 전압 지령값에 기초하여 결정되는, 컨버터의 제어 방법.
  2. 청구항 1에 있어서,
    상기 컨버터(3)에 입력하는 상기 다상 전압의 전압(Vi)의 추정값으로서, 상기 제1 전압 지령값(Vd*)의 제곱과 상기 제2 전압 지령값(Vq*)의 제곱의 합의 제곱근을 구하여, 상기 추정값에 기초하여 상기 직류 전압 지령값(Vdc*)이 결정되는, 컨버터의 제어 방법.
  3. 청구항 1에 있어서,
    상기 다상 전원(1)과 상기 컨버터(3)의 사이에는 상기 다상 전류(Ir, Is, It)가 흐르는 리액터군(2)이 설치되고,
    상기 회전 좌표계에 있어서 표시되는 상기 리액터군의 저항 성분(r)과, 상기 회전 좌표계에 있어서 표시되는 상기 다상 전류의 상기 제1 전압과 동상 성분(Id)의 곱(r·Id)을, 상기 제1 전압 지령값(Vd*)으로부터 차감하여 얻어진 값(Vd*-r·Id)을, 상기 다상 전원의 전압(Vs)의 추정값으로서 구하여,
    상기 추정값에 기초하여 상기 직류 전압 지령값(Vdc*)이 결정되는, 컨버터의 제어 방법.
  4. 청구항 1에 있어서,
    상기 다상 전원(1)과 상기 컨버터(3)의 사이에는 상기 다상 전류(Ir, Is, It)가 흐르는 리액터군(2)이 설치되고,
    상기 회전 좌표계에 있어서 표시되는 상기 리액터군의 저항 성분(r)과, 상기 회전 좌표계에 있어서 표시되는 상기 다상 전류의 상기 제1 전압과 동상 성분(Id)의 곱을, 상기 컨버터에 입력하는 상기 다상 전압의 전압(Vi) 혹은 그 추정값으로부터 차감한 값(Vi-r·Id)을 구하여,
    상기 값에 기초하여 상기 직류 전압 지령값(Vdc*)이 결정되는, 컨버터의 제어 방법.
  5. 청구항 1에 있어서,
    상기 제2 전압 지령값(Vq*)을 상기 제1 전압 지령값(Vd*)으로 나눈 값의 역탄젠트(Ψ=tan-1(Vq*/Vd*))의 코사인값(cosΨ)으로, 상기 타상 전원의 전압(Vs)의 추정값을 제산하여 얻어진 값(Vs/cosΨ)을, 상기 컨버터(3)에 입력하는 상기 다상 전압(Vi)의 추정값으로 하고,
    상기 추정값에 기초하여 상기 직류 전압 지령값(Vdc*)이 결정되는, 컨버터의 제어 방법.
  6. 청구항 1 내지 청구항 5 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 직류 전압 지령값(Vdc*)의 결정에는 적분 요소를 포함하는 피드백 루프가 배제되는, 컨버터의 제어 방법.
  7. 청구항 1 내지 청구항 5 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 직류 전압 지령값(Vdc*)의 결정에는, 상기 제1 전압 지령값 또는 상기 컨버터(3)에 입력하는 다상 전압(Vi)의 추정값 또는 상기 다상 전원의 전압(Vs)의 추정값에 대한, 선형 계산이 채용되는, 컨버터의 제어 방법.
  8. 청구항 7에 있어서,
    직류 전압(Vdc)을 입력하는 인버터(4)의 동작과 연계하여, 상기 서술한 계산에 이용되는 상수를 설정하는, 컨버터의 제어 방법.
  9. 청구항 1 내지 청구항 5 중 어느 한 항에 있어서,
    상기 제1 전압 지령값(Vd*) 또는 상기 컨버터(3)에 입력하는 다상 전압(Vi)의 추정값 또는 상기 다상 전원의 전압(Vs)의 추정값에 대한 필터 처리가 포함되는, 컨버터의 제어 방법.
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Families Citing this family (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP5567365B2 (ja) * 2010-03-10 2014-08-06 株式会社ダイヘン インバータ制御回路、および、このインバータ制御回路を備えた系統連系インバータシステム
CN102372201B (zh) * 2010-08-26 2013-09-04 上海三菱电梯有限公司 电梯贮能装置
EP2654199B1 (de) * 2012-04-18 2017-08-02 Siemens Aktiengesellschaft Verfahren und Vorrichtung zum Stabilisieren einer elektrischen Spannung mittels einer feldorientierten Regelung
KR101928435B1 (ko) 2012-06-19 2018-12-12 삼성전자주식회사 전력 변환 장치 및 이의 제어 방법
JP5712987B2 (ja) * 2012-09-27 2015-05-07 ダイキン工業株式会社 電力変換装置の制御方法
US9331614B2 (en) * 2013-02-08 2016-05-03 Regal Beloit America, Inc. Systems and methods for controlling electric machines
JP5742980B1 (ja) * 2014-02-19 2015-07-01 ダイキン工業株式会社 電力変換装置の制御方法
CN104065276B (zh) * 2014-06-27 2017-01-25 华为技术有限公司 一种三相不间断电源的控制方法、装置和三相不间断电源
ITUA20162878A1 (it) * 2016-04-26 2017-10-26 Phase Motion Control S P A Dispositivo di alimentazione e azionamento per un motore elettrico a magneti permanenti
JP7154019B2 (ja) * 2018-03-08 2022-10-17 ナブテスコ株式会社 Ａｃ－ａｃ電力変換装置
JP2019193482A (ja) * 2018-04-26 2019-10-31 三菱重工サーマルシステムズ株式会社 制御装置、空気調和機、制御方法及びプログラム
CN111371364B (zh) * 2020-03-17 2022-03-25 美的集团股份有限公司 升降压驱动方法、装置、空调器和计算机可读存储介质

Family Cites Families (23)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH0734629B2 (ja) * 1987-06-05 1995-04-12 三菱電機株式会社 電力変換器
JP2833187B2 (ja) * 1990-01-17 1998-12-09 富士電機株式会社 電力変換器の電流制御回路
JPH05252748A (ja) * 1992-03-05 1993-09-28 Mitsubishi Electric Corp Ｐｗｍコンバータ装置
JP3283134B2 (ja) * 1994-03-04 2002-05-20 株式会社東芝 Ｐｗｍコンバータ装置
TW312759B (ko) * 1995-09-27 1997-08-11 Mitsubishi Electric Corp
KR0155940B1 (ko) * 1995-12-29 1998-12-15 김광호 부하전류 관측자를 이용한 정류기의 직류링크 전압제어 장치 및 펄스폭변조 정류기의 전향제어 장치
JPH1127946A (ja) * 1997-07-08 1999-01-29 Fuji Electric Co Ltd パルス幅変調制御コンバータ
DE19844050A1 (de) * 1998-09-25 2000-03-30 Abb Daimler Benz Transp Verfahren zum Steuern und Regeln eines elektrischen Antriebes sowie Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens
JP2000134956A (ja) * 1998-10-28 2000-05-12 Mitsubishi Electric Corp 交直電力変換装置
US6130832A (en) * 1999-11-08 2000-10-10 Otis Elevator Company Active filtering of AC/DC switched converter input current
JP3650565B2 (ja) * 2000-04-03 2005-05-18 東芝三菱電機産業システム株式会社 電力変換装置
KR20050003732A (ko) * 2003-07-04 2005-01-12 현대자동차주식회사 유도 전동기용 벡터 제어형 듀얼 인버터 시스템
JP4060777B2 (ja) * 2003-09-03 2008-03-12 株式会社東芝 電気車制御装置
JP4572595B2 (ja) * 2004-06-18 2010-11-04 ダイキン工業株式会社 コンバータ制御方法及びコンバータ制御装置並びに空調機及びその制御方法及び制御装置
JP2006006406A (ja) * 2004-06-22 2006-01-12 Toshiba Tec Corp 電気掃除機用フィルタおよび電気掃除機
JP4601044B2 (ja) * 2004-08-30 2010-12-22 日立アプライアンス株式会社 電力変換装置およびその電力変換装置を備えた空気調和機
JP4649940B2 (ja) * 2004-10-14 2011-03-16 ダイキン工業株式会社 コンバータの制御方法及びコンバータの制御装置
KR100645807B1 (ko) * 2004-12-06 2007-02-28 엘지전자 주식회사 모터 기동 제어장치 및 그 방법
JP4634193B2 (ja) * 2005-03-14 2011-02-16 日立オートモティブシステムズ株式会社 同期電動機
JP2007006601A (ja) * 2005-06-23 2007-01-11 Toshiba Corp 電力変換装置
JP3927584B2 (ja) * 2005-10-26 2007-06-13 三菱電機株式会社 自動車用動力制御装置
US7511385B2 (en) * 2005-11-11 2009-03-31 Converteam Ltd Power converters
JP4634321B2 (ja) * 2006-02-28 2011-02-16 日立オートモティブシステムズ株式会社 電動４輪駆動車用制御装置

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