JP5527054B2 - コンバータの制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、系統インピーダンスの影響を受けずに安定な入力電流制御を可能とするPWMコンバータの制御装置に関する。

PWMコンバータは半導体スイッチング素子を制御することにより、入力された交流電圧を任意の直流電圧に変換する電力変換器である。電動機を駆動するためのインバータの直流電源や、無停電電源装置の構成要素の1つとなっている等、幅広い分野で適用されている。PWMコンバータは入力電流を正弦波に制御できるので、系統へ流れる高調波の抑制という面でメリットがある。またPWMコンバータと同様に、高調波抑制という面でメリットを発揮する電力変換器として、入力された交流電圧を任意の交流電圧に直接変換できるマトリックスコンバータがある。
これらの電力変換器は、半導体スイッチング素子を高速でスイッチングを行うことにより電圧を出力するため、出力電圧は方形波状であり高周波成分を多く含む。そのため、電力変換器の入力側にはリアクトル及びコンデンサからなるフィルタを設置して交流電源と接続する必要がある。

コスト・損失の観点から、フィルタには抵抗を設置しないことがある。しかし、リアクトルとコンデンサのみでフィルタを構成すると、フィルタは共振周波数を持つだけでなく、共振をダンピングする要素は何もない。そのため、制御系の応答速度によっては共振が発生し、入力電流が歪むだけでなく、最悪の場合、安定に動作することすらできなくなる。

通常は上記のような共振が起こらないように、フィルタや制御系の設計を行う。しかし、系統には少なからずインピーダンスが存在し、特に大きなインピーダンスを持つ系統に上記の電力変換器を接続すると、フィルタの共振周波数が変化してしまい、共振が発生することがある。よって、どのような系統に接続されても共振が発生することのない、安定動作を行うことが重要となる。

特許文献１では、系統のインピーダンスが変化した場合においても安定動作を可能とするマトリックスコンバータの制御装置に関する技術が開示されている。
図６に特許文献１に開示されているマトリックスコンバータ全体の制御ブロック図を示す。図６の制御方式は、マトリックスコンバータを仮想の整流器とインバータを組み合わせたシステムと見なして制御を行うものである。入力電流制御手段では、検出した入力電圧から仮想整流器の入力電流指令を演算し、さらに整流器制御手段で仮想整流器の出力電圧指令を演算する。一方、インバータ制御手段では、設定された出力電圧指令をもとに仮想インバータの出力電圧指令を演算する。PWMパルス合成手段では、上記のように得られた仮想の整流器・インバータの電圧指令から、それぞれのPWMパルスを求め、マトリックスコンバータの各半導体へ与えるPWMパルスを合成する。
図７に入力電流制御手段の詳細なブロック図を示す。ここでは、検出したマトリックスコンバータ入力電圧を２相の直交する静止座標系に変換した電圧v_αとv_β，瞬時有効電力指令p^*，瞬時無効電力指令q^*から入力電流指令を数式1にて演算する。

さらに、ｖ_α，v_βからハイパスフィルタを用いて高調波成分v_{α rip}，v_{β rip}を抽出し、ゲインK_dを乗じてi_{α rip}，i_{β rip}を得る。i_α ^＊，i_β ^＊にi_{α rip}，i_{β rip}をそれぞれ加えてi_α ^＊＊， i_β ^＊＊をそれぞれ求め、これを最終的な電流指令とする。上記のi_{α rip}，i_{β rip}を加算する操作が、系統に大きなインピーダンスが存在する場合でも、安定な制御を可能とする補償項に相当する。

特開２００６−２６２５６０号公報

特許文献１に記載された技術は、系統インピーダンスの値によらず、電力変換器を安定に制御可能とする技術であるが、対象がマトリックスコンバータに代表される交流−交流直接変換器である。この制御方式は、従来の整流器・インバータの制御手法をベースにした方式であり、従来のPWMコンバータ制御の安定性改善にも適用は可能である。
しかし、３相V結線コンバータは図１に示すように、２相のスイッチング素子を制御することにより３相の電流を制御する電力変換器である。すなわち、マトリックスコンバータのように３相対称な主回路構造ではなく、３相非対称な特殊な主回路構造となっている。さらに、リアクトル・コンデンサなどのフィルタ要素も３相対称に設置しないこともあり、１つの共振点を持つ３相対称なLCフィルタと異なり、フィルタが複数の共振点を持つより複雑な系になることもある。よって、系統インピーダンスの値によらず、３相V結線コンバータを安定に制御するための手法として、固有の手段が必要である。
本発明は、上記の点を鑑みて考案されたものであり、安定性が系統インピーダンスの影響を受けることのない、３相V結線コンバータの制御装置を提供するものである。

上記目的を達成するために、請求項１に係る発明では、３相交流電源のうち２相がそれぞれ半導体スイッチング素子を有する２つのアームに、３相交流電源のうち１相が直流コンデンサを直列接続した直流コンデンサ直列回路の中点に接続され、かつ前記２つのアームと前記直流コンデンサ直列回路が並列接続された回路構成を有し、前記２つのアームの半導体スイッチング素子を制御することにより、３相交流電圧を任意の直流電圧に変換する３相V結線コンバータの制御装置において、
３相V結線コンバータの入力相電圧検出値に基づいて入力相電流指令を演算する入力相電流指令演算手段と、前記入力相電圧検出値に含まれる任意の高周波成分を抽出する高周波成分抽出手段と、前記高周波成分抽出手段の出力の大きさを調整する調整手段と、前記調整手段の出力を補正量とし前記入力相電流指令を補正する補正手段と、を備え、
前記補正手段の出力を前記入力相電流指令演算手段に入力して、前記入力相電流指令を補正することを特徴とする。

また、請求項２に係る発明では、
請求項１に記載の３相V結線コンバータの制御装置において、前記周波数成分抽出手段はハイパスフィルタであることを特徴とする。
また、請求項３に係る発明では、
請求項１に記載の３相V結線コンバータの制御装置において、前記周波数成分抽出手段はバンドパスフィルタであることを特徴とする。

本発明では、３相V結線コンバータに対応した制御手段を追加することで、系統インピーダンスの値によらずコンバータの安定動作が達成できる。その結果、新たに外部装置を追加することなく、３相V結線コンバータを安定に制御可能な制御装置を低コストで実現できる。

本発明による実施形態を示す構成図である。 本発明による実施形態を示す構成図である。 本発明による実施形態を示す構成図である。 本発明による実施形態を示す構成図である。 本発明による実施形態を示す構成図である。 従来技術を示す構成図である。 従来技術を示す構成図である。

図１に３相V結線コンバータの主回路構成図、図２に制御装置のブロック図をそれぞれ示す。これらは請求項１に記載の発明の実施形態に相当する。
３相V結線コンバータは、２相分だけ半導体スイッチング素子を有し、系統電圧のS相とコンバータの直流コンデンサの中点が直結された構造になっている。
図２に示す制御装置では，まず直流電圧の指令ちと検出ちの偏差から、入力電流振幅指令値演算手段３によって、コンバータの入力電流振幅指令値を演算する。入力電流指令振幅演算手段３の構成としては、P制御やPI制御により構成するのが一般的である。上記の手段で得られた入力電流振幅指令値を、R相にあっては、R相入力電圧V_Rと乗算器１０によって乗算し、T相にあっては、T相入力電圧V_Tと乗算器１１によって乗算して各相の入力電流指令の瞬時値とする。R相およびT相の入力電流指令の瞬時値は、それぞれ入力電流制御手段４，５へ入力され、入力電流が指令通りになるようなコンバータの出力電圧指令値が得られる。上記のようにして得られたコンバータ出力電圧指令値は、三角波キャリアとの大小比較を行い、半導体スイッチング素子へ与えるパルスオン指令が演算される。

図３にR相の入力電流制御手段４の構成例を示す。ここではまずR相入力電流指令と検出値の偏差を減算器４ａで求め、この偏差に比例ゲインを乗じた補正量を乗算器４ｂで演算する。なお、この補正量は、入力電流の偏差に対してPI制御で演算しても構わない。R相入力電圧検出値とS相入力電圧検出値との差分を減算器４ｃで求め、この差分に乗算器４ｂから出力される補正量を減じたものを減算器４ｄで求め、コンバータR相の出力電圧指令値を生成する。前記補正量は、入力電流検出値が指令値とずれた場合に出力されるものであり、入力電流を力率１かつ正弦波状に制御可能となり、さらに直流電圧の状態に応じた有効電力を供給して、直流電圧を指令値通りに制御可能となる。また、T相についても同様の制御を行う。

以上が３相V結線コンバータの基本的な制御原理であるが、その特徴としては、相電圧の瞬時値をベースとして制御を行っていることである。コンバータの制御方式としては種々のものがあり、他には３相の制御量を直交する２相の静止座標に変換した状態で制御演算を行う、また回転座標系に変換して制御演算を行う方式などがある。
上記のような座標変換を用いる手法は、３相分の制御指令を一括して演算するため、制御に手間がかからず、利便性が高いが、これを２相の電圧しか制御しないV結線コンバータに適用した場合、制御を行えない相についても制御が可能であることを前提に指令値を演算してしまうことになり、所望の特性が出なかったり、安定動作が不能となるケースが出るなどの問題が生じてしまう。また、座標変換を用いるとソフトの演算量が増えるため、ソフト演算量の負荷という観点からも望ましくない。よって、本願では、３相V結線コンバータは制御可能な２相それぞれについて、相電圧瞬時値をベースとして制御演算を行う方式が考えられる。

特に特許文献１に開示された技術は、系統のインピーダンスによらず電力変換器を安定に制御可能にするものであり、座標変換を用いて入力電流を制御することを前提としている。本発明では３相V結線コンバータであることを考慮し、２相それぞれについて相電圧瞬時値での制御を採用する。
本発明の制御方式を図２に示す。検出したR相入力電圧に対して、高周波成分抽出手段６により、入力電圧に含まれる高周波成分のみを抽出する。そして、抽出した高周波成分に対し、振幅調整手段８にて比例ゲインを乗じて、R相入力電流指令値へと加算する。この手法は、電圧検出点に仮想の抵抗が接続されたものとして、この仮想の抵抗にも電流を流すように制御を行うものである。この仮想の抵抗は、フィルタの共振に対してダンピング要素として働くので、系統インピーダンスが変化しても入力電流の振動を抑制することが可能となる。また、T相についても同様の演算を行う。

図４に高周波成分抽出手段６，７の構成例を示す。これは第２の実施形態に相当する。図４の実施例では、高周波成分抽出手段６，７として、ハイパスフィルタ６ａ，７ａを用いる。ハイパスフィルタのカットオフ周波数を、入力電圧の周波数の１０倍程度に設定しておけば、入力電圧の基本波成分はほとんど減衰し、入力電圧の高周波成分のみが抽出可能となる。この方式は構成要素がハイパスフィルタのみの簡単な構成であり、ソフトの演算量が小さく、容易に実現可能というメリットがある。
しかし、図４の発明では、入力電圧の高周波成分の周波数帯が基本波成分に近づくにつれて、高周波成分の抽出に伴う位相変化が大きくなり、入力電流の振動の抑制効果が低下する可能性がある。そこで、図５に高周波成分抽出手段６，７の別の構成を示す。これは第３の実施形態に相当する。

本発明では、まずバンドパスフィルタ６ｂ，７ｂにより入力電圧の基本波成分のみを抽出する。そして、抽出した基本波成分を減算器６ｃ，７ｃにて入力電圧の検出値から減じることにより、入力電圧の高周波成分を得ることができる。バンドパスフィルタの通過帯域を狭くしておけば、高周波成分の周波数帯によらず、位相を変化させることなく高周波成分の抽出が可能となる。ただその反面、バンドパスフィルタを実現するためのソフトの演算量が比較的大きくなるので、制御装置の使用環境や要求に応じて図４、図５の方式を適宜選択することが望ましい。

１…系統インピーダンス、２…フィルタ、３…入力電流振幅指令値演算手段、４，５…入力電流制御手段、４ａ，４ｃ，４ｄ，１２，１３…加算器、４ｂ，１０，１１…乗算器、６，７…高周波成分抽出手段、６ａ，７ａ…ハイパスフィルタ、６ｂ，７ｂ…バンドパスフィルタ、６ｃ，７ｃ…減算器、８，９…振幅調整手段。

Claims (3)

1. ３相交流電源のうち２相がそれぞれ半導体スイッチング素子を有する２つのアームに、３相交流電源のうち１相が直流コンデンサを直列接続した直流コンデンサ直列回路の中点に接続され、かつ前記２つのアームと前記直流コンデンサ直列回路が並列接続された回路構成を有し、前記２つのアームの半導体スイッチング素子を制御することにより、３相交流電圧を任意の直流電圧に変換する３相V結線コンバータの制御装置において、
   ３相V結線コンバータの入力相電圧検出値に基づいて入力相電流指令を演算する入力相電流指令演算手段と、前記入力相電圧検出値に含まれる任意の高周波成分を抽出する高周波成分抽出手段と、前記高周波成分抽出手段の出力の大きさを調整する調整手段と、前記調整手段の出力を補正量とし前記入力相電流指令を補正する補正手段と、を備え、
   前記補正手段の出力を前記入力相電流指令演算手段に入力して、前記入力相電流指令を補正することを特徴とする３相V結線コンバータの制御装置。
2. 請求項１に記載の３相V結線コンバータの制御装置において、
   前記周波数成分抽出手段をハイパスフィルタとしたことを特徴とする３相V結線コンバータの制御装置。
3. 請求項１に記載の３相V結線コンバータの制御装置において、
   前記周波数成分抽出手段をバンドパスフィルタとしたことを特徴とする３相V結線コンバータの制御装置。