JPH1127946A - パルス幅変調制御コンバータ - Google Patents
パルス幅変調制御コンバータInfo
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- JPH1127946A JPH1127946A JP9181961A JP18196197A JPH1127946A JP H1127946 A JPH1127946 A JP H1127946A JP 9181961 A JP9181961 A JP 9181961A JP 18196197 A JP18196197 A JP 18196197A JP H1127946 A JPH1127946 A JP H1127946A
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Abstract
(57)【要約】
【課題】パルス幅変調制御により交流を直流に変換する
コンバータの電源電圧が上昇しても、高調波の発生を抑
制できるようにすることにある。 【解決手段】ＰＷＭコンバータの直流出力電圧を指令値
に一致させる電圧調節器１３が出力する電流指令値ＩP
* と、電源電圧検出器１６が検出する電源電圧Ｖと、直
流電圧検出器１２が検出する直流電圧実際値Ｅと、変流
器２１が検出するコンバータ電流ＩL とを位相シフト量
演算回路３０へ入力し、数式１と数式７の演算により位
相シフト量ＩQ * を求める。この位相シフト量ＩQ * は
電源電圧Ｖの上昇などに対応して変化するので、過変調
状態を回避できるから、高調波の発生を抑制できる。
コンバータの電源電圧が上昇しても、高調波の発生を抑
制できるようにすることにある。 【解決手段】ＰＷＭコンバータの直流出力電圧を指令値
に一致させる電圧調節器１３が出力する電流指令値ＩP
* と、電源電圧検出器１６が検出する電源電圧Ｖと、直
流電圧検出器１２が検出する直流電圧実際値Ｅと、変流
器２１が検出するコンバータ電流ＩL とを位相シフト量
演算回路３０へ入力し、数式１と数式７の演算により位
相シフト量ＩQ * を求める。この位相シフト量ＩQ * は
電源電圧Ｖの上昇などに対応して変化するので、過変調
状態を回避できるから、高調波の発生を抑制できる。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、パルス幅変調制
御により交流を直流に変換する際に、交流電源電圧が変
動しても高調波の発生を抑制することができるパルス幅
変調制御コンバータに関する。
御により交流を直流に変換する際に、交流電源電圧が変
動しても高調波の発生を抑制することができるパルス幅
変調制御コンバータに関する。
【０００２】
【従来の技術】図２はパルス幅変調制御コンバータの従
来例を示した回路図である。この従来例回路は、交流電
源２からの交流電力を、フィルタ３とリアクトル４とを
介してパルス幅変調制御コンバータ（以下ではＰＷＭコ
ンバータと略記する）５へ入力させて直流電力に変換す
る。この直流電力をパルス幅変調制御インバータ（以下
ではＰＷＭインバータと略記する）７へ入力して可変電
圧・可変周波数の交流電力に変換し、この交流電力によ
り誘導電動機８を所望の回転速度で運転させる場合を示
している。ＰＷＭコンバータ５の直流側とＰＷＭインバ
ータ７の直流側とを結合している直流中間回路には平滑
コンデンサ６を接続する。なお、前述の交流電源２と誘
導電動機８はいずれも三相交流とする。従ってＰＷＭコ
ンバータ５とＰＷＭインバータ７も三相構成となる。
来例を示した回路図である。この従来例回路は、交流電
源２からの交流電力を、フィルタ３とリアクトル４とを
介してパルス幅変調制御コンバータ（以下ではＰＷＭコ
ンバータと略記する）５へ入力させて直流電力に変換す
る。この直流電力をパルス幅変調制御インバータ（以下
ではＰＷＭインバータと略記する）７へ入力して可変電
圧・可変周波数の交流電力に変換し、この交流電力によ
り誘導電動機８を所望の回転速度で運転させる場合を示
している。ＰＷＭコンバータ５の直流側とＰＷＭインバ
ータ７の直流側とを結合している直流中間回路には平滑
コンデンサ６を接続する。なお、前述の交流電源２と誘
導電動機８はいずれも三相交流とする。従ってＰＷＭコ
ンバータ５とＰＷＭインバータ７も三相構成となる。
【０００３】ＰＷＭコンバータ５の制御の概略は次のと
おりである。即ち直流中間回路電圧を直流電圧検出器１
２で検出する。これが直流電圧実際値Ｅである。電圧調
節器１３は、この直流電圧実際値Ｅを電圧設定器１１で
設定した直流電圧指令値Ｅ*に一致させるべく電流指令
値ＩP * を出力する。位相シフト演算器１４はこの電流
指令値ＩP * を入力して位相シフト量ＩQ * を出力す
る。ここで位相シフト量ＩQ * とは、電流指令値ＩP *
を系統に対して遅らせる制御量のことであって、その値
は下記の数式２により演算される。
おりである。即ち直流中間回路電圧を直流電圧検出器１
２で検出する。これが直流電圧実際値Ｅである。電圧調
節器１３は、この直流電圧実際値Ｅを電圧設定器１１で
設定した直流電圧指令値Ｅ*に一致させるべく電流指令
値ＩP * を出力する。位相シフト演算器１４はこの電流
指令値ＩP * を入力して位相シフト量ＩQ * を出力す
る。ここで位相シフト量ＩQ * とは、電流指令値ＩP *
を系統に対して遅らせる制御量のことであって、その値
は下記の数式２により演算される。
【０００４】
【数２】ＩQ * ＝ＩP * ・cos θ 電源電圧検出器１６が検出する電源電圧Ｖは、コンパレ
ータで構成している矩形波発生器１７で矩形波電圧ＶS
に変換され、この矩形波電圧ＶS は角度演算器１８と正
弦波発生器１９とにより正弦波信号となる。ベクトル回
転器１５はこれら電流指令値ＩP * と位相シフト量ＩQ
* および正弦波信号を入力して、第１相電流指令値ＩR
* と第２相電流指令値ＩS * および第３相電流指令値Ｉ
T * を出力する。
ータで構成している矩形波発生器１７で矩形波電圧ＶS
に変換され、この矩形波電圧ＶS は角度演算器１８と正
弦波発生器１９とにより正弦波信号となる。ベクトル回
転器１５はこれら電流指令値ＩP * と位相シフト量ＩQ
* および正弦波信号を入力して、第１相電流指令値ＩR
* と第２相電流指令値ＩS * および第３相電流指令値Ｉ
T * を出力する。
【０００５】ＰＷＭコンバータ５の交流入力側に設けた
変流器２１が第１相電流実際値ＩR，第２相電流実際値
ＩS および第３相電流実際値ＩT を検出する。電流調節
器２２は第１相用であって、第１相電流実際値ＩR を第
１相電流指令値ＩR * に一致させる電圧指令信号を出力
する。コンパレータ２６も第１相用であって、電流調節
器２２からの電圧指令信号ＶR * とキャリア波発振器２
５が出力するキャリア信号Ｃとを比較し、両者の大小関
係から得られるパルス幅変調信号をゲート駆動回路２９
へ出力する。電流調節器２３とコンパレータ２７は第２
相用であって、前述と同様の動作で第２相電流実際値Ｉ
S を第２相電流指令値ＩS * に一致させるパルス幅変調
信号をゲート駆動回路２９へ出力する。更に第３相用の
電流調節器２４とコンパレータ２８も前述と同様の動作
で第３相電流実際値ＩT と第３相電流指令値ＩT * とか
ら得られるパルス幅変調信号をゲート駆動回路２９へ出
力する。
変流器２１が第１相電流実際値ＩR，第２相電流実際値
ＩS および第３相電流実際値ＩT を検出する。電流調節
器２２は第１相用であって、第１相電流実際値ＩR を第
１相電流指令値ＩR * に一致させる電圧指令信号を出力
する。コンパレータ２６も第１相用であって、電流調節
器２２からの電圧指令信号ＶR * とキャリア波発振器２
５が出力するキャリア信号Ｃとを比較し、両者の大小関
係から得られるパルス幅変調信号をゲート駆動回路２９
へ出力する。電流調節器２３とコンパレータ２７は第２
相用であって、前述と同様の動作で第２相電流実際値Ｉ
S を第２相電流指令値ＩS * に一致させるパルス幅変調
信号をゲート駆動回路２９へ出力する。更に第３相用の
電流調節器２４とコンパレータ２８も前述と同様の動作
で第３相電流実際値ＩT と第３相電流指令値ＩT * とか
ら得られるパルス幅変調信号をゲート駆動回路２９へ出
力する。
【０００６】ゲート駆動回路２９はこれらのパルス幅変
調信号に従ってＰＷＭコンバータ５を構成する各スイッ
チング回路を順次オン・オフ動作させる駆動信号を出力
する。これによりＰＷＭコンバータ５は入力交流電力を
直流電力に変換する。なお、ＰＷＭインバータ７につい
ては本発明と直接の関係が無いので、その動作説明は省
略する。
調信号に従ってＰＷＭコンバータ５を構成する各スイッ
チング回路を順次オン・オフ動作させる駆動信号を出力
する。これによりＰＷＭコンバータ５は入力交流電力を
直流電力に変換する。なお、ＰＷＭインバータ７につい
ては本発明と直接の関係が無いので、その動作説明は省
略する。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】図３はＰＷＭコンバー
タの等価回路図であって、Ｖは電源電圧，ＶN はコンバ
ータ交流電圧，４は交流電源２とＰＷＭコンバータ５と
の間に挿入されているリアクトルであってそのリアクタ
ンス値がＬであり、ここを流れる電流がＩU である。
タの等価回路図であって、Ｖは電源電圧，ＶN はコンバ
ータ交流電圧，４は交流電源２とＰＷＭコンバータ５と
の間に挿入されているリアクトルであってそのリアクタ
ンス値がＬであり、ここを流れる電流がＩU である。
【０００８】図４は図３に図示の等価回路のフェザー図
である。よって記号の右肩に「# 」の記号を付したもの
はベクトル量を表すものとする。回路の角周波数をωと
すると、リアクトル４を流れる電流ＩU # によるリアク
タンス電圧降下はω・Ｌ・ＩU # となる。ここで電源電
圧がＶ# からＶ1 # へ上昇するとき、リアクタンス電圧
降下の値に変化は無いから、コンバータ交流電圧はＶN
# からＶN1 # へ上昇する。即ち図２に図示の従来例回路
でも、電源電圧Ｖが上昇するのに伴ってコンバータ交流
電圧ＶN も上昇する。ところが直流電圧指令値Ｅ* と位
相シフト量ＩQ * は、電源電圧Ｖの変化には無関係の一
定値である。従って電源電圧Ｖが高くなると、これに対
向するコンバータ出力電圧も上昇するのであるが、前述
したように直流中間回路電圧を一定値に制御，即ち直流
電圧指令値Ｅ* に制御しているので、直流中間回路電圧
とコンバータ出力電圧との比である制御率λが大きくな
って、過変調となる。
である。よって記号の右肩に「# 」の記号を付したもの
はベクトル量を表すものとする。回路の角周波数をωと
すると、リアクトル４を流れる電流ＩU # によるリアク
タンス電圧降下はω・Ｌ・ＩU # となる。ここで電源電
圧がＶ# からＶ1 # へ上昇するとき、リアクタンス電圧
降下の値に変化は無いから、コンバータ交流電圧はＶN
# からＶN1 # へ上昇する。即ち図２に図示の従来例回路
でも、電源電圧Ｖが上昇するのに伴ってコンバータ交流
電圧ＶN も上昇する。ところが直流電圧指令値Ｅ* と位
相シフト量ＩQ * は、電源電圧Ｖの変化には無関係の一
定値である。従って電源電圧Ｖが高くなると、これに対
向するコンバータ出力電圧も上昇するのであるが、前述
したように直流中間回路電圧を一定値に制御，即ち直流
電圧指令値Ｅ* に制御しているので、直流中間回路電圧
とコンバータ出力電圧との比である制御率λが大きくな
って、過変調となる。
【０００９】図５は過変調状態のときのパルス幅変調用
コンパレータへの入力信号の波形を示した波形図であっ
て、電流調節器からコンパレータへの電圧指令信号ＶR
* （またはＶS * またはＶT * ）とキャリア信号Ｃとを
示している。この図５で明らかなように、過変調状態に
あると電圧指令信号の振幅が過大になってパルス幅変調
制御のできない期間を生じ、高調波が増大する不都合を
生じる。
コンパレータへの入力信号の波形を示した波形図であっ
て、電流調節器からコンパレータへの電圧指令信号ＶR
* （またはＶS * またはＶT * ）とキャリア信号Ｃとを
示している。この図５で明らかなように、過変調状態に
あると電圧指令信号の振幅が過大になってパルス幅変調
制御のできない期間を生じ、高調波が増大する不都合を
生じる。
【００１０】そこでこの発明は、パルス幅変調制御によ
り交流を直流に変換するコンバータの電源電圧が上昇し
ても、高調波の発生を抑制できるようにすることにあ
る。
り交流を直流に変換するコンバータの電源電圧が上昇し
ても、高調波の発生を抑制できるようにすることにあ
る。
【００１１】
【課題を解決するための手段】前記の目的を達成するた
めに、この発明のパルス幅変調制御コンバータは、半導
体スイッチ素子とダイオードとの逆並列接続でなるスイ
ッチング回路をブリッジ接続した構成のコンバータの交
流入力側にリアクトルを介して交流電源を接続し、この
コンバータの直流出力電圧を指令値に一致させる動作を
する電圧調節器と、この電圧調節器が出力する電流指令
値に対応した位相シフト量を演算する位相シフト器と、
これら電流指令値と位相シフト量を入力して前記コンバ
ータの交流電流指令値を出力するベクトル回転器と、コ
ンバータの交流電流実際値を前記交流電流指令値に一致
させる動作をする電流調節器とを備え、この電流調節器
が出力する電圧指令値とキャリア信号との大小を比較し
てパルス幅変調制御により前記コンバータの各スイッチ
ング回路を適宜にオン・オフさせているパルス幅変調制
御コンバータにおいて、前記交流電源の電圧と前記コン
バータへの交流電流に対応して前記位相シフト量を変化
させるものとする。
めに、この発明のパルス幅変調制御コンバータは、半導
体スイッチ素子とダイオードとの逆並列接続でなるスイ
ッチング回路をブリッジ接続した構成のコンバータの交
流入力側にリアクトルを介して交流電源を接続し、この
コンバータの直流出力電圧を指令値に一致させる動作を
する電圧調節器と、この電圧調節器が出力する電流指令
値に対応した位相シフト量を演算する位相シフト器と、
これら電流指令値と位相シフト量を入力して前記コンバ
ータの交流電流指令値を出力するベクトル回転器と、コ
ンバータの交流電流実際値を前記交流電流指令値に一致
させる動作をする電流調節器とを備え、この電流調節器
が出力する電圧指令値とキャリア信号との大小を比較し
てパルス幅変調制御により前記コンバータの各スイッチ
ング回路を適宜にオン・オフさせているパルス幅変調制
御コンバータにおいて、前記交流電源の電圧と前記コン
バータへの交流電流に対応して前記位相シフト量を変化
させるものとする。
【００１２】
【発明の実施の形態】図１は本発明の実施例を表した回
路図である。この実施例回路において、本発明にかかわ
るのは位相シフト量演算回路３０であり、これ以外の各
部の名称・機能・用途は、図２で既述の従来例回路の場
合と同じであるから、同じ部分の説明は省略する。
路図である。この実施例回路において、本発明にかかわ
るのは位相シフト量演算回路３０であり、これ以外の各
部の名称・機能・用途は、図２で既述の従来例回路の場
合と同じであるから、同じ部分の説明は省略する。
【００１３】図４のフェザー図から明らかなように、コ
ンバータ交流電圧ＶN # （ベクトル）は電源電圧Ｖ
# （ベクトル）とリアクトル４のリアクタンス電圧降下
とのベクトル差であるから、下記の数式３が成立する。
ここでｊは虚数単位であり，ωは回路の角周波数，Ｌは
リアクトル４のインダクタンス値，ＩU # はＰＷＭコン
バータ５の交流電流（ベクトル）である。
ンバータ交流電圧ＶN # （ベクトル）は電源電圧Ｖ
# （ベクトル）とリアクトル４のリアクタンス電圧降下
とのベクトル差であるから、下記の数式３が成立する。
ここでｊは虚数単位であり，ωは回路の角周波数，Ｌは
リアクトル４のインダクタンス値，ＩU # はＰＷＭコン
バータ５の交流電流（ベクトル）である。
【００１４】
【数３】ＶN # ＝Ｖ# −ｊ・ω・Ｌ・ＩU # 電流ＩU # の位相をφとすると、下記の数式４が得られ
る。
る。
【００１５】
【数４】ＩU # ＝ＩU ・cos φ＋ｊ・ＩU ・sin φ 数式３と数式４から下記の数式５が導かれる。
【００１６】
【数５】ＶN # ＝Ｖ＋ω・Ｌ・ＩU ・sin φ−ｊ・ω・
Ｌ・ＩU ・cos φ 従ってコンバータ交流電圧ＶN # の絶対値の二乗値は下
記の数式６となる。
Ｌ・ＩU ・cos φ 従ってコンバータ交流電圧ＶN # の絶対値の二乗値は下
記の数式６となる。
【００１７】
【数６】 ＶN 2 ＝（Ｖ＋ω・Ｌ・ＩU ・sin φ）2 ＋（ω・Ｌ・ＩU ・cos φ）2 ＝Ｖ2 ＋（ω・Ｌ・ＩU ）2 ＋２・Ｖ・ω・Ｌ・ＩU ・sin φ ＰＷＭコンバータ５は三相構成であるから、直流中間回
路から検出される直流電圧実際値Ｅ（または直流電圧指
令値Ｅ* ）とコンバータ交流電圧ＶN との関係は、下記
の数式７となる。但しλは制御率である。
路から検出される直流電圧実際値Ｅ（または直流電圧指
令値Ｅ* ）とコンバータ交流電圧ＶN との関係は、下記
の数式７となる。但しλは制御率である。
【００１８】
【数７】
【００１９】制御率λ＝１として前記の数式７を二乗
し、これを数式６に代入して整理をすれば請求項２に記
載の数式１が得られる。但しこの数式１は平方根記号の
中の値が正の場合に成立する。よって位相シフト量ＩQ
* は下記の数式８に示すように、電圧調節器１３が出力
する電流指令値ＩP * と数式１で演算されるcos φとの
積で求められる。
し、これを数式６に代入して整理をすれば請求項２に記
載の数式１が得られる。但しこの数式１は平方根記号の
中の値が正の場合に成立する。よって位相シフト量ＩQ
* は下記の数式８に示すように、電圧調節器１３が出力
する電流指令値ＩP * と数式１で演算されるcos φとの
積で求められる。
【００２０】
【数８】ＩQ * ＝ＩP * ・cos φ 位相シフト量演算回路３０はコンバータ交流電流ＩR ，
ＩS ，ＩT と直流電圧実際値Ｅと電源電圧Ｖと電流指令
値ＩP * とを入力し、前述の数式１と数式７の演算によ
り位相シフト量ＩQ * を算出する。
ＩS ，ＩT と直流電圧実際値Ｅと電源電圧Ｖと電流指令
値ＩP * とを入力し、前述の数式１と数式７の演算によ
り位相シフト量ＩQ * を算出する。
【００２１】最近の電力変換装置がディジタル制御の場
合はマイクロ・プロセッサを内蔵しているから、本発明
を実施するにあたって新しいハードを追加する必要はな
く、ソフトのみの追加で良いことから、装置の改造や大
形化は不要である。
合はマイクロ・プロセッサを内蔵しているから、本発明
を実施するにあたって新しいハードを追加する必要はな
く、ソフトのみの追加で良いことから、装置の改造や大
形化は不要である。
【００２２】
【発明の効果】パルス幅変調制御により交流を直流に変
換しているコンバータの交流電源電圧が上昇した場合
に、従来のパルス幅変調制御コンバータでは過変調にな
って高調波が発生する不都合があったが、本発明によれ
ば、位相シフト量演算回路を設置して、電源電圧の上昇
などに対応して位相シフト量を変化させる演算を行わせ
る。その結果過変調を回避して高調波の発生を抑制でき
る効果が得られる。このような効果を得るためには位相
シフト量演算回路を設置すればよい。しかしパルス幅変
調制御をディジタル量で行っている場合は、演算ソフト
を追加するのみであってハードの追加は不要であるか
ら、従来の装置を改造したり大形化する必要は無く、本
発明を素早く、簡単に適用できる効果も合わせて得られ
る。
換しているコンバータの交流電源電圧が上昇した場合
に、従来のパルス幅変調制御コンバータでは過変調にな
って高調波が発生する不都合があったが、本発明によれ
ば、位相シフト量演算回路を設置して、電源電圧の上昇
などに対応して位相シフト量を変化させる演算を行わせ
る。その結果過変調を回避して高調波の発生を抑制でき
る効果が得られる。このような効果を得るためには位相
シフト量演算回路を設置すればよい。しかしパルス幅変
調制御をディジタル量で行っている場合は、演算ソフト
を追加するのみであってハードの追加は不要であるか
ら、従来の装置を改造したり大形化する必要は無く、本
発明を素早く、簡単に適用できる効果も合わせて得られ
る。
【図１】本発明の実施例を表した回路図
【図２】パルス幅変調制御コンバータの従来例を示した
回路図
回路図
【図３】ＰＷＭコンバータの等価回路図
【図４】図３に図示の等価回路のフェザー図
【図５】過変調状態のときのパルス幅変調用コンパレー
タへの入力信号の波形を示した波形図
タへの入力信号の波形を示した波形図
２ 交流電源 ３ フィルタ ４ リアクトル ５ ＰＷＭコンバータ ６ 平滑コンデンサ ７ ＰＷＭインバータ ８ 誘導電動機 １１ 電圧設定器 １２ 直流電圧検出器 １３ 電圧調節器 １４ 位相シフト演算器 １５ ベクトル回転器 １６ 電源電圧検出器 ２１ 変流器 ２２，２３，２４ 電流調節器 ２５ キャリア波発振器 ２６，２７，２８ コンパレータ ２９ ゲート駆動回路 ３０ 位相シフト量演算回路 Ｃ キャリア信号 Ｅ 直流電圧実際値 Ｅ* 直流電圧指令値 ＩP * 電流指令値 ＩQ * 位相シフト量 Ｌ リアクトルのインダクタンス値 Ｖ 電源電圧 ＶN コンバータ交流電圧 ω 回路の角周波数
Claims (2)
- 【請求項１】半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並
列接続で得られるスイッチング回路をブリッジ接続して
交流を直流に変換するコンバータを構成し、このコンバ
ータの交流入力側にリアクトルを介して交流電源を接続
し、このコンバータの直流出力電圧を指令値に一致させ
る電流指令値を出力する電圧調節器と、この電流指令値
に対応した位相シフト量を演算する位相シフト器と、こ
れら電流指令値と位相シフト量を入力して前記コンバー
タの交流電流指令値を出力するベクトル回転器と、コン
バータの交流電流実際値を前記交流電流指令値に一致さ
せる電圧指令値を出力する電流調節器とを備え、この電
圧指令値とキャリア波との大小を比較してパルス幅変調
制御により前記コンバータの各スイッチング回路を適宜
にオン・オフさせているパルス幅変調制御コンバータに
おいて、 前記交流電源の電圧と前記コンバータへの交流電流に対
応して前記位相シフト量を変化させることを特徴とする
パルス幅変調制御コンバータ。 - 【請求項２】半導体スイッチ素子とダイオードとの逆並
列接続で得られるスイッチング回路をブリッジ接続して
交流を直流に変換するコンバータを構成し、このコンバ
ータの交流入力側にリアクトルを介して交流電源を接続
し、このコンバータの直流出力電圧を指令値に一致させ
る電流指令値を出力する電圧調節器と、この電流指令値
に対応した位相シフト量を演算する位相シフト器と、こ
れら電流指令値と位相シフト量を入力して前記コンバー
タの交流電流指令値を出力するベクトル回転器と、コン
バータの交流電流実際値を前記交流電流指令値に一致さ
せる電圧指令値を出力する電流調節器とを備え、この電
圧指令値とキャリア波との大小を比較してパルス幅変調
制御により前記コンバータの各スイッチング回路を適宜
にオン・オフさせているパルス幅変調制御コンバータに
おいて、 前記交流電源の電圧をＶ，交流電源の角周波数をω，リ
アクトルのインダクタンスをＬ，リアクトルに流れる電
流をＩU ，電流指令値をＩP * とするとき、前記位相シ
フト器は下記の数式１の演算により力率を求め、この力
率と前記電流指令値をＩP * との積から位相シフト量Ｉ
Q * を演算することを特徴とするパルス幅変調制御コン
バータ。 【数１】 但し前記の数式１の平方根記号の中はプラスの値とす
る。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9181961A JPH1127946A (ja) | 1997-07-08 | 1997-07-08 | パルス幅変調制御コンバータ |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9181961A JPH1127946A (ja) | 1997-07-08 | 1997-07-08 | パルス幅変調制御コンバータ |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1127946A true JPH1127946A (ja) | 1999-01-29 |
Family
ID=16109903
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9181961A Pending JPH1127946A (ja) | 1997-07-08 | 1997-07-08 | パルス幅変調制御コンバータ |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1127946A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101193301B1 (ko) * | 2008-04-18 | 2012-10-19 | 다이킨 고교 가부시키가이샤 | 컨버터의 제어 방법 |
| WO2013117188A3 (de) * | 2012-02-09 | 2013-11-21 | Wenko-Wenselaar Gmbh & Co. Kg | Duschvorhang mit antibewuchs-ausrüstung und verfahren zu seiner herstellung |
| US9276484B2 (en) | 2013-05-21 | 2016-03-01 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Power conversion apparatus that adjusts the power transmitted between a primary side circuit and a secondary side circuit and method of the same |
-
1997
- 1997-07-08 JP JP9181961A patent/JPH1127946A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR101193301B1 (ko) * | 2008-04-18 | 2012-10-19 | 다이킨 고교 가부시키가이샤 | 컨버터의 제어 방법 |
| WO2013117188A3 (de) * | 2012-02-09 | 2013-11-21 | Wenko-Wenselaar Gmbh & Co. Kg | Duschvorhang mit antibewuchs-ausrüstung und verfahren zu seiner herstellung |
| US9276484B2 (en) | 2013-05-21 | 2016-03-01 | Toyota Jidosha Kabushiki Kaisha | Power conversion apparatus that adjusts the power transmitted between a primary side circuit and a secondary side circuit and method of the same |
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