KR960005691B1

KR960005691B1 - 전력 변환 장치

Info

Publication number: KR960005691B1
Application number: KR1019920020483A
Authority: KR
Inventors: 히로시 아라끼
Original assignee: 미쯔비시 덴끼 가부시끼가이샤; 기다오까 다까시
Priority date: 1992-03-09
Filing date: 1992-11-03
Publication date: 1996-04-30
Also published as: CN1032725C; JPH05260781A; CN1077065A; KR930020828A; US5400240A; TW215499B

Abstract

내용 없음.

Description

전력 변환 장치

제1도는 본 발명의 1실시예를 도시하는 구성도.

제2도는 본 발명의 1실시예의 동작 설명에 제공하기 위한 순서도.

제3도는 본 발명의 1실시예의 동작을 종래예와 대비해서 설명하기 위한 신호 파형도.

제4도는 종래의 PWM 전력 변환 장치를 도시하는 구성도.

제5도는 제4도에서의 전력 변환기의 구체예를 도시하는 구성도.

제6도는 제5도에서의 변조 회로의 구체예를 도시하는 구성도.

제7도는 제6도에서의 각 부의 신호 파형도.

* 도면의 주요부분에 대한 부호의 설명

1 : 전력 변환기 7 : 2축-3상 변환기

30 : 위상 보정기

본 발명은 전력 변환 장치에 관하며 특히, 샘플링 제어 연산의 연산 주기(샘플링 주파수)에 기인하는 저주파의 전압 왜곡을 저감하는 것이 가능한 PWM 전력 변환 장치에 관한 것이다.

제4도는 종래의 PWM 전력 변환 장치를 도시하는 구성도이다. 도면에서 1은 스위칭 소자로 구성되는 가변 전압, 가변 주파수의 전력 변환기이며, 통상의 직류 전력을 소망의 전압, 주파수로 변환하여 유도 전동기(2)의 고정자 권선(도시 안됨)에 공급한다. 3은 유도 전동기(2)의 회전자 각속도(ω_r)를 검출하는 회전자 각속도 검출기이다. 4u, 4v, 4w는 전력 변환기(1)에서 유도 전동기(2)의 고정자 권선으로 흘러들어가는 3상 교류 전류(I_1u, I_1v, I_1w)를 각각 검출하는 전류 검출기, 5는 3상-2상 변환기이며, 이 3상-2상 변환기(5)에 의해 각각 전류 검출기(4u, 4v, 4w)에서의 3상 교류 전류(I_1u, I_1v, I_1w)가 유도 전동기(2)의 고정자 권선에 인가되는 교류 전압의 주파수(ω₁)과 동기해서 회전하는 2축 회전 좌표계(d-q 좌표계)에서의 값, 즉 고정자 권선 전류(I_1d, I_1q)로 변환한다.

6은 d-q 좌표계에서의 고정자 권선 전류(I_1d, I_1q)와 고정자 권선 전압(V_1d, V_1q)으로부터 유도 전동기(2)의 회전자(도시 생략)에 쇄교하는 자속(Φ_2d, Φ_2q)(도시 생략)을 산출하는 자속 연산기이고, 7은 d-q 좌표계에서의 2축의 전압 지령치 즉 고정자 권선 전압(V_1d, V_1q)을 실제의 3상 순시 교류 전압 지령치(V_1u, V_1v, V_1w)로 변환하는 2축-3상 변환기이다. 8은 d축 전류 제어기로, 고정자 권선 전류의 d축 성분 지령치(I^* _1d)와 그 실제치(I_1d)와의 차를 예컨대 비례 적분 연산하여 지령치 대로의 전류를 흘리기 위한 것이다.

9는 마찬가지로 q축 전류 제어기로, 고정자 권선 전류의 q축 성분 지령치(I^* _1q)와 그 실제치(I_1q)와의 차를 예컨대 비례 적분하여 지령치 대로의 전류를 흘리기 위한 것이다. 10은 d축 성분의 회전자 권선 쇄교자속(이하, d축 성분 자속이라 함) Φ_2d를 내부적으로 발생되는 d축 성분 자속 지령치(Φ^* _2d)로 제어하기 위한 자속 제어기이고, 11은 회전자 각속도(ω_r)를 내부적으로 발생되는 회전자 각속도 지령치(ω_r ^*)로 제어하기 위한 속도 제어기이다.

12는 속도 제어기(11) 및 자속 연산기(6)의 출력이 공급되는 제산기이고, 13은 상기 제산기(12)의 출력이 공급되는 계수기이며, 이들 제산기(12) 및 계수기(13)에 의해서 미끄럼 주파수 지령치(slid frequency command)(ω_s ^*)을 산출하고 있다.

14는 d축 성분 지령치(I^* _1d)와 고정자 권선 전류(I_1d)를 감산하는 감산기이고, 15는 q축 성분 지령치(I^* _1q)와 고정자 권선 전류(I_1q)를 감산하는 감산기이며, 16은 미끄럼 주파수 지령치(ω^* _s)와 회전자 각속도(ω_r)를 가산하는 가산기이고, 17은 d축 성분 자속(Φ_2d)과 d축 성분 자속 지령치(Φ^* _2d)를 감산하는 감산기이며, 18은 회전자 각속도(ω_r)와 회전자(재차 지령치)(ω_r ^*)를 감산하는 감산기이고, 19는 가산기(16)의 출력을 적분하는 적분기이다.

제5도는 제4도의 전력 변환기(1)의 구체예를 도시하는 구성도이다. 도면에서, 21은 직류 전원이고, 22a 내지 22f는 직류 전원(21)에 접속되어, 3상의 각 아암을 구성하는 스위칭 소자이며, 23a 내지 23f는 각각 각 스위칭 소자(22a 내지 22f)에 역병렬 접속된 다이오우드이고, 24는 제7도에 도시한 바와같이 각각 위상이 서로 120°어긋난 정현파 변조 제어 신호로서의 3상 순시 교류 전압 지령치(V_1u, V_1v, V_1w)에 따라서 스위칭 소자(22a 내지 22f)에 대해 각각 변조 신호(24a 내지 24f)를 발생하여 이것들을 온, 오프 제어하는 변조 회로이며, 변조 신호(24a 내지 24f)는 그대로 각각 스위칭 소자(22a 내지 22f)에 공급되며, 변조 신호(24d 내지 24f)는 반전되어서 각각 스위칭 소자(22d 내지 22f)에 공급되게 되어 있다.

제6도는 제5도의 변조 회로(24)의 구체예를 도시하는 구성도이다. 도면에서, 25는 반송파(3각파) 신호(25a)를 발생하는 반송파 발생기이고, 26은 반송파 신호(25a)와 3상 순시 교류 전압 지령치(V_1u, V_1v, V_1w)를 각각 비교하여 펄스폭 변조(PWM)된 제7도에 도시하는 것같은 신호(26a 내지 26c)를 발생하는 비교기이다. 여기에서, 신호(26a 내지 26c)는 각각 변조 신호(24a와 24d, 24b와 24e, 24c와 24f)에 대응한다.

다음에 동작에 대해서 설명한다. 우선 전류 제어에 대해서 설명한다. 전력 변환기(1)에서 유도 전동기(2)의 고정자 권선에 흘러들어가는 3상 교류 전류(I_1u, I_1v, I_1w)는 각각 전류 검출기(4u, 4v, 4w)에 의해서 검출되어, 3상-2상 변환기(5)에 공급된다. 3상-2상 변환기(5)는 3상 교류 전류(I_1u, I_1v, I_1w)를, 유도 전동기(2)의 고정자 권선에 인가되는 3상 순시 교류 전압 지령치(V_1u, V_1v, V_1w)의 주파수(1)에 동기해서 회전하는 2축의 직교 좌표계(d-q 좌표계)로부터 본 고정자 권선 전류(I_1d, I_1q)로 다음식에 따라서 변환한다.

단, 상기 (1)식에서, θ₁은 적분기(19)에서 얻어지는 교류 전압 위상이며, θ₁=∫ω₁dt로 표시된다. d축 전류 제어기(8)는 고정자 권선의 d축 전류 지령치(I^* _1d)와의 차를 비례 적분 연산하고, 고정자 권선 전압의 d축 전압 지령치(V_1d)를 출력한다. 마찬가지로 해서 q축 성분에 대해서도 q축 전류 제어기(9)에 의해서 고정자 권선 전류(I_1q)와 고정자 권선의 q축 전류 지령치(I^* _1q)와의 차를 비례 적분 연산하고, 고정자 권선 전압의 q축 전압 지령치(V_1q)를 출력한다. d축 전압 지령치(V_1d)와 q축 전압 지령치(V_1q)는 2축-3상 변환기(7)에 의해서 실제의 3상 순시 교류 전압 지령치(V_1u, V_1v, V_1w)로, 다음식에 따라서 변환된다.

이것에 의해서 얻어지는 3상 순시 교류 전압 지령치(V_1u, V_1v, V_1w)가 전력 변환기(1)에 공급되고, 유도 전동기(2)에 대해서 소망의 전류를 흘릴 수 있다.

다음에 미끄럼 주파수 제어에 대해서 설명한다. 상술의 전류 제어의 회로계가 충분히 고속으로 동작하고 있으면 I^* _1d=I_1d, I^* _1q=I_1q로 볼 수 있다. 이때, 고정자 권선 전류(I_1d, I_1q)를 입력으로 보았을 때의 유도 전동기(2)의 시스템의 상태 방정식은 다음으로 표시된다.

여기에서, α, β, γ는 유도 전동기(2)에 의해서 결정되는 정수이며, ω_s는 미끄럼 주파수로,

ω_s=ω₁-ω_r(6)

이다. 지금, 만약

라 하면 상기 (4)식은

Φ_2q=αΦ_2q(8)

로 된다. α<0이므로 q축 성분 자속(Φ_2q)은 시간이 지남에 따라서 영에 접근해간다. 이렇게 해서 어느 시각 후는 Φ_2q=0으로 볼 수 있다. 그리고, 제산기(12)와 계수기(13)에 의해서 미끄럼 주파수(ω_s)의 지령치(ω^* _s)가 상기 (7)식에 의거해서 계산된다. 또, 가산기(16)에 의해서 미끄럼 주파수(ω_s)의 지령치(ω^* _s)와 회전자 각속도(ω_r)가 가산되어, 유도 전동기(2)의 고정자 권선에 인가되는 교류 전압 주파수(ω₁)가 계산되고, 이 주파수(ω₁)를 적분기(19)로 적분하여 교류 전압 위상(θ₁)을 구하고, 이 교류 전압 위상(θ₁)에 의해서 2축-3상 변환기(7)에서 상기 (2)식에 의거하는 변환을 행하여 3상 순시 교류 전압 지령치(V_1u, V_1v, V_1w)를 얻고, 이것들을 전력 변환기에 공급하고, 전력 변환기(1)에 의해서 실제로 유도 전동기(2)에 주파수(ω₁)의 교류 전압이 인가된다.

다음에 자속 제어에 대해서 설명한다. 상술의 미끄럼 주파수 제어에 의해서 Φ_2q=0이 되면 자속을 제어한다는 것은 d축 성분 자속 Φ_2d을 제어하는 것으로 된다. 상기 (3)식에서 Φ_2q=0이므로,

로 되어서 d축 고정자 권선 전류(I_1d)를 조작하면 d축 성분 자속(Φ_2d)을 소망의 값으로 제어할 수 있게 된다. 자속 제어기(10)에선 d축 성분 자속 지령치(Φ^* _2d)와 d축 성분 자속(Φ_2d)과의 차를 비례 적분 연산하여 고정자 권선 전류 지령치(I_1d)를 출력한다. 또한, d축 성분 자속(Φ_2d)의 값은 자속 연산기(6)로 구해진다.

다음에 속도 제어에 대해서 설명한다. 상술의 미끄럼 주파수 제어에 의해서 Φ_2q=0, 자속 제어에 의해서 Φ_2d=Φ^* _2d(정수)로 제어할 수 있으면 상기 (5)식은

로 되어서 q축 고정자 권선(I_1q)을 조작하면 회전자 각속도(ω_r)를 소망의 값으로 제어할 수 있게 된다. 속도 제어기(11)에선 회전자 각속도의 지령치(ω_r ^*)와 실측치(ω_r)와의 차를 비례 연산하여, q축 고정자 권선 전류(I_1q)의 지령치(I^* _1q)를 출력한다.

종래의 PWM 전력 변환 장치는 이상과 같이 구성되고 있으며, 유도 전동기 등의 부하의 무소음화를 도모하기 때문에, IGBT 등의 고속 스위칭 소자를 쓰며, 스위칭 주파수를 15 내지 20kHz로 고주파화 하는데는 당연히 반송파(3각파)의 주파수를 15 내지 20kHz로 고주파화 하고 또, 샘플링 제어 연산의 연산 주기를 마찬가지로 반송파의 주기까지 고속화할 필요가 있었다. 그러나, 이제까지는 샘플링 제어 연산을 행하는 마이크로 프로세서의 능력에도 제한되며, 반송파(3각파)의 주파수 보다 낮은 샘플링 주파수로 밖에 샘플링 제어 연산을 행할 수 없기 때문에, 전력 변환기에 정현파 변조 제어 신호로서 공급되는 3상 순시 교류 전압 지령치(V_1u, V_1v, V_1w)는 제3도에 실선으로 확대해서 도시하듯이, 샘플링 제어 연산의 결과, 반송파(3각파)(25a)의 주기보다 낮은 주기의 샘플링 주파수가 중첩된 계단 파형으로 되며, 이 때문에 PWM 변조후, 변조 신호는 샘플링 주파수에 기인한 저주파의 전압 왜곡을 포함하여 완전한 무소음화를 도모할 수 없고 또, 이 소음을 제거하기 위해서 소음 필터 등을 사용하면, 구성이 복잡해지는 등의 문제점이 있었다.

본 발명은 이와 같은 문제점을 해결하기 위한 것이며, 샘플링 제어 연산의 샘플링 주파수에 기인하는 주파수의 전압 왜곡을 저감하고, 부하의 무소음화를 도모할 수 있는 전력 변환 장치를 얻는 것을 목적으로 한다.

본 발명에 관계하는 전력 변환 장치는, 샘플링 제어 연산으로 얻어지는 교류 전압의 위상각을 상기 샘플링 제어 연산의 샘플링 주파수 보다 높은 주파수의 주기로 위상 보정하는 위상 보정 수단과, 상기 위상 보정된 교류 전압의 위상각에 의거하여 상기 샘플링 제어 연산으로 얻어지는 2축의 회전 좌표계의 전압 지령치를 3상의 교류 전압 지령치로 좌표 변환하는 좌표 변환기를 구비한 것이다.

본 발명에 있어선, 샘플링 제어 연산으로 얻어지는 교류 전압의 위상각을 예컨대 반송파(3각파)의 주기로 보간하고, 이것에 의해 2축의 회전 좌표계의 전압 지령치를 반송파의 주기로 다상, 예컨대, 3상의 전압 지령치로 좌표 변환한다. 이 결과, 종래 샘플링 제어 연산 주기의 계단 파형이었던 3상의 전압 지령치가 샘플링 주파수 보다 주파수의 반송파(3각파)의 주기와 실질적으로 동일한 주기를 갖는 계단 파형이 되며, 샘플링 제어 연산의 샘플링 주파수에 기인하는 저주파의 전압 왜곡이 저감된다.

이하, 본 발명의 1실시예를 도면을 참조해서 설명한다.

제1도는 본 발명의 1실시예를 도시하는 구성도이며, 도면에 있어서, 제4도와 대응하는 부분에는 동일부호를 붙이고 그 중복 설명을 생략한다. 제1도에 있어서, 30은 적분기(19)와, 좌표 변환기인 2축-3상 변환기(7)의 사이에 설치되어, 샘플링 제어 연산으로 얻어지는 교류 전압의 위상각을, 예컨대 반송파의 주기로 위상 보정하는 위상 보정기이다.

다음에 위상 보정기(30) 및 2축-3상 변환기(7)의 동작에 대해서 제2도를 참조하면서 설명한다. 예컨대, 반송파(3각파)의 주기로 끼어넣기 연산을 행하고 우선, 스텝(S1)에 있어서, 위상 보정기(30)에 의해서 적분기(19)로부터의 교류 전압 위상(θ₁)이 디지탈 제어 연산에 의해 갱신되었는지 아닌지를 판별하고, 갱신되었다면, 스텝(S2)에 있어서 위상 보정기(30)에 의해 θ에 위상(θ₁)을 초기 설정하고, 갱신되지 않으면 스텝(S3)에 있어서, 위상 보정기(30)에 의해서 θ에 θ+(ω₁/f_k)를 설정하는 위상 보정을 행한다. 여기에서 f_k는 반송파 신호의 주파수이다. 다음에 스텝(S4)에 있어서, 2축-3상 변환기(7)에 의해 위상 보정된 교류 전압 위상(θ)에 의거하여 다음식에 따라서 d축 전압 지령치(V_1d), q축 전압 지령치(V_1q)를 3상 순시 교류 전압 지령치(V_1u, V_1v, V_1w)로 변환한다.

다음에 스텝(S5)에 있어서, 2축-3상 변환기(7)는 3상 순시 교류 전압 지령치(V_1u, V_1v, V_1w)를 정현파 변조 제어 신호로서 전력 변환기(1)의 변조 회로(24)에 출력한다. 이것에 의해 정현파 변조 제어 신호, 즉, 3상 순시 교류 전압 지령치(V_1u, V_1v, V_1w)는 반송파(3각파)(25a)에 대해서 제3도에 파선으로 도시하듯이 반송파와 거의 동일한 주기를 가진 샘플링 주파수를 포함하는 계단 파형이 된다. 그리고, 이 정현파 변조 제어 신호는 변조 회로(45)의 비교기(26)에서 반송파(25a)와 비교되며, 이것에서 얻어지는 펄스폭 변조 신호를 사용하여 전력 변환기(1)의 각 스위칭 소자(20a 내지 22f)를 PWM 제어한다.

이와 같이, 본 실시예에선 2축-3상 변환기(7)로부터의 정현파 변조 제어 신호에 중첩되어 있는 샘플링 주파수를 실질적으로 반송파의 주파수에 가까운 높은 주파수까지 높일 수 있으므로, 샘플링 주파수에 기인하는 저주파의 전압 왜곡이 저감된다. 또한, 이 위상 보정에 의한 샘플링 주파수는 그 저주파의 전압 왜곡이 저감되면 반드시 반송파의 주파수까지 높일 필요는 없다.

또한, 상기 실시예에선 교류 신호가 3상의 경우에 대해서 설명했는데, 그 이상의 다상의 경우도 마찬가지로 적용할 수 있고, 마찬가지의 효과를 나타낸다.

이상과 같이, 본 발명에 의하면, 샘플링 제어 연산으로 얻어지는 교류 전압의 위상각을 상기 샘플링 제어 연산의 샘플링 주파수 보다 높은 주파수의 주기로 위상 보정하는 위상 보정 수단과, 상기 위상 보정된 교류 전압의 위상각에 의거해서 상기 샘플링 제어 연산으로 얻어지는 2축의 회전 좌표계의 전압 지령치를 다상의 교류 전압 지령치로 좌표 변환하는 좌표 변환기를 구비했으므로, 샘플링 제어 연산의 샘플링 주파수에 기인하는 저주파의 전압 왜곡은 저감되며, 유도 전동기 등의 부하가 무소음화 되고, 소음 필터 등의 불필요로 되어 구성이 간단해진다는 효과를 나타낸다.

Claims

전력 변환 장치에 있어서, 샘플링 주파수에서 입력 신호를 샘플링하며, 상기 샘플링에 응답하여 위상각 θ와 2-축 전압 지령치를 가진 교류 전류 제어 전압을 발생시키기 위한 제어 수단; 보정된 제어 전압을 발생시키도록 제2 주파수에서 제어 전압을 위상을 θ+ω₁/f_k(이때 ω₁은 제어 전압의 주파수를 나타내고, f_k는 반송파 주파수를 나타냄)으로 보정하기 위해, 샘플링 주파수 보다 높은 제2 주파수에서 동작하는 위상 보정 수단; 및 상기 위상 보정 수단 및 제어 수단에 연결되어 상기 보정된 제어 전압의 위상에 응답하여 상기 2-축 전압 지령치를 다상 전압 지령치로 변환하기 위한 좌표 변환 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
제1항에 있어서, 상기 제2주파수가 상기 반송파 주파수와 동일한 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
전력 변환 장치에 있어서, 다상 전압 지령치에 응답하여 직류를 교류로 변환시키기 위한 전력 변환기; 상기 교류에 의해 구동되며, 이 교류에 의해 결정된 각 속도를 갖는 유도 전동자; 샘플링 주파수에서 상기 각 속도와 상기 교류중 최소한 하나를 샘플링하며, 이 샘플링에 응답하여 위상각 θ과 2-축 전압 지령치를 가진 교류 전류 제어 전압을 발생시키는 제어 메카니즘과; 보정된 제어 전압을 발생시키도록 제2 주파수에서 제어 전압의 위상을 θ+ω₁/f_k(이때 ω₁은 제어 전압의 주파수를 나타내고, f_k는 반송파 주파수를 나타냄)으로 보정하기 위해, 샘플링 주파수 보다 높은 제2 주파수에서 동작하는 위상 보정 수단; 및 상기 위상 보정 수단 및 제어 메카니즘에 연결되어 상기 보정된 제어 전압의 위상에 응답하여 상기 전압 지령치를 다상 전압 지령치로 변환하기 위한 좌표 변환 수단을 구비하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.
제3항에 있어서, 상기 전력 변환기가 직류의 변조 제어를 위해 샘플링 주파수 보다 높은 스위칭 주파수에서 동작된 변조 회로를 포함하고, 상기 위상 보정 수단이 상기 스위칭 주파수에서 상기 전압의 위상을 보정하는 것을 특징으로 하는 전력 변환 장치.