JP5886117B2 - 交流電動機の制御装置 - Google Patents

Description

本発明は、三相の交流電動機と、該交流電動機の各相のうちの一相に流れる電流を検出する電流センサとを備えた交流電動機の制御装置に関する発明である。

近年、低燃費、低排気エミッションの社会的要請から車両の動力源として交流モータ（交流電動機）を搭載した電気自動車やハイブリッド車が注目されている。例えば、電気自動車においては、図９に示すように、二次電池等からなる直流電源１１と交流モータ１３とを、インバータ等で構成されたモータ制御装置６を介して接続し、直流電源１１の直流電圧をインバータで交流電圧に変換して交流モータ１３を駆動するようにしたものがあり、ハイブリッド車においては、図１に示すように、二次電池等からなる直流電源１１と交流モータ１３Ａ，１３Ｂとを、インバータ等で構成されたモータ制御装置６を介して接続し、直流電源１１の直流電圧をインバータで交流電圧に変換して交流モータ１３Ａ，１３Ｂを駆動するようにしたものがある。

このような電気自動車やハイブリッド車に搭載される交流モータの制御システムは、三相の交流モータの各相のうちの二相又は三相に流れる電流をそれぞれ検出するように二つ又は三つの電流センサを設け、これらの電流センサの出力（電流検出値）に基づいて交流モータを制御するようにしたものが主流であるが、一つの交流モータに対して二つ又は三つの電流センサを設ける必要があるため、インバータの三相出力端子近傍の小型化やモータ制御系統の低コスト化に対して弊害となっている。

交流モータの制御システムにおいて、電流センサの数を削減して低コスト化する技術としては、例えば、特許文献１（特開２００１−１４５３９８号公報）に記載されているように、交流モータの各相のうちの一相（例えばＵ相）に流れる電流を検出する一つの電流センサを設け、この電流センサで検出した一相（例えばＵ相）の電流検出値と他の二相（例えばＶ相とＷ相）の前回の電流推定値とに基づいて交流モータの回転座標系におけるｄ軸電流推定値（励磁分電流推定値）とｑ軸電流推定値（トルク分電流推定値）を算出し、これらのｄ軸電流推定値とｑ軸電流推定値をそれぞれ１次遅れフィルタにより平均化した値に基づいて他の二相（例えばＶ相とＷ相）の電流推定値を算出すると共に、この電流推定処理によって算出したｑ軸電流推定値（又はｄ軸電流推定値とｑ軸電流推定値の両方）を用いて交流モータを制御するようにしたものがある。

特開２００１−１４５３９８号公報

上記特許文献１の技術では、一つの交流モータに対して一つの電流センサを設ける「電流センサの一相化」によりインバータの小型化や低コスト化をすることが可能になるが、動作条件によって交流モータの電流推定精度を十分に確保できない可能性があり、それによって、出力トルクの精度が低下したり、電流制御が不安定になることによってトルク変動が発生したり、異常な電流又は電圧の発生による交流モータやインバータの故障などを招く可能性がある。特に、例えば前記電気自動車やハイブリッド車においては、停止から高速走行、駆動力を出さない状態から交流モータの定格トルクまであらゆる動作条件を取り得るため前記は大きな課題であり、また前記に当てはまらない機器においても電流推定精度の不足は解決すべき課題である。

そこで、本発明が解決しようとする課題は、交流電動機の各相のうちの一相に流れる電流を検出する電流センサを備えたシステムにおいて、交流電動機の電流推定精度を向上させ、その結果出力トルクの精度の低下を防止し、電流制御を安定に実行することができる交流電動機の制御装置を提供することにある。

本出願人の研究によると、上記特許文献１の技術のように、電流センサで検出した一相の電流検出値と他の二相の前回の電流推定値とに基づいてｄ軸及びｑ軸電流推定値を算出し、これらのｄ軸及びｑ軸電流推定値を平滑化した値に基づいて他の二相の電流推定値を算出するシステムでは、交流電動機の動作回転数が極めて低い条件では高い精度で電流推定が可能だが、動作回転数を高くしていくと図８のように、ｄｑ平面上において位相が遅れる方向に、かつ電流絶対値が小さくなる方向に電流推定値がずれ、高回転ほど定常推定誤差が大きくなることが判明した（図８は、ｄ軸及びｑ軸電流値が一定の状態で、ｄ軸及びｑ軸電流推定値がゼロの初期状態から処理を開始してｄ軸及びｑ軸電流値を正しく推定できるかを調査した結果）。

本出願人は鋭意研究を重ねた結果、定常推定誤差が大きくなる要因が、ｄ軸及びｑ軸電流推定値を算出する際に用いる二相の前回の電流推定値の持つ位相の遅れにあることを突き止めた。より詳しくは、交流電動機の回転角に同期した交流値である二相の電流推定値は、前回と今回の処理間に交流電動機が回転することによって回転角が変化し、今回検出された一相の電流検出値に対して変化した回転角分の位相の遅れを持っている。そのため、一相の電流検出値と、二相の前回の電流推定値とに基づいてｄｑ変換してｄ軸及びｑ軸電流推定値を算出する際、一相の電流検出値と二相の電流推定値の位相の不整合により電流推定誤差を生じ、また解消されず、定常推定誤差を生じるということが判明した。

そこで、請求項１に係る発明は、三相の交流電動機と、該交流電動機の各相のうちの一相（以下「センサ相」という）に流れる電流を検出する電流センサと、交流電動機のロータ回転位置を検出するロータ回転位置センサとを備えた交流電動機の制御装置において、ロータ回転位置センサで検出した交流電動機のロータ回転位置に基づいて交流電動機の電気角を演算する手段と、電流センサで検出したセンサ相の電流検出値と該センサ相以外の他の相の前回の電流推定値と交流電動機の電気角とに基づいて交流電動機の回転座標系におけるｄ軸電流推定値とｑ軸電流推定値を算出するｄｑ変換と、ｄ軸電流推定値とｑ軸電流推定値をそれぞれ平滑化した値と交流電動機の電気角とに基づいて他の相の電流推定値を算出する逆ｄｑ変換とを所定の演算周期で繰り返し実行する電流推定手段を備え、この電流推定手段によって、逆ｄｑ変換の際に、他の相の電流推定値として、その時点から演算周期の１周期分だけ進角した時点における他の相の電流推定値を算出するようにしたものである。

本発明では、今回の演算タイミングにおいて、逆ｄｑ変換の際に、その時点から演算周期の１周期分だけ進角した時点における他の相の電流推定値を算出することで、次回の演算タイミング（演算周期の１周期分だけ進角した時点）における他の相の電流推定値を算出（予測）することができるため、次回の演算タイミングにおいて、電流センサで検出したセンサ相の電流検出値の位相と他の相の前回の電流推定値の位相とを一致させることができ、電流検出値に対する前回の電流推定値の位相遅れを無くすことができる。これにより、電流検出値に対する前回の電流推定値の位相遅れによる推定誤差の発生を防止することができるため、ｄ軸及びｑ軸電流推定値や他の相の電流推定値の推定精度を高めることが可能となり、一つの交流電動機に対して一つの電流センサを設ける「電流センサの一相化」により低コスト化の要求を満たしながら、交流電動機の電流推定精度を向上させることができる。

この場合、請求項２のように、電流推定手段は、逆ｄｑ変換の際に、その時点の電気角から演算周期の１周期分だけ進角させた予測電気角を用いて逆ｄｑ変換を行うことで、その時点から演算周期の１周期分だけ進角した時点における他の相の電流推定値を算出するようにすると良い。このようにすれば、予測電気角を用いて逆ｄｑ変換を行うという簡単な方法で、次回の演算タイミング（演算周期の１周期分だけ進角した時点）における他の相の電流推定値を精度良く算出することができる。

更に、請求項３のように、電流推定手段は、逆ｄｑ変換の際に、演算周期と交流電動機の回転速度とに基づいて演算周期の１周期分の電気角移動量を算出し、その時点の電気角に電気角移動量を加算して予測電気角を求めるようにすると良い。このようにすれば、演算周期の１周期分だけ進角させた予測電気角を精度良く求めることができる。

また、請求項４のように、ｄ軸及びｑ軸電流推定値に基づいて交流電動機の通電を制御するようにしても良い。本発明は、ｄ軸及びｑ軸電流推定値の推定精度を向上させることができるため、ｄ軸及びｑ軸電流推定値を用いて交流電動機の通電を制御することで、交流電動機の出力トルクの精度の低下を防止し、電流制御を安定に実行することができる。

図１は本発明の一実施例におけるハイブリッド車の駆動システムの概略構成を示す図である。 図２は交流モータ制御システムの概略構成図である。 図３は交流モータの電流フィードバック制御を説明するブロック図である。 図４は電流推定部の構成を示すブロック図である。 図５は電流推定ルーチンの処理の流れを示すフローチャートである。 図６は本実施例の電流推定によるｄ軸及びｑ軸電流推定値の挙動を示す図である。 図７は比較例の電流推定を説明するブロック図である。 図８は比較例の電流推定によるｄ軸及びｑ軸電流推定値の挙動を示す図である。 図９は他の実施例における電気自動車の駆動システムの概略構成を示す図である。

以下、本発明を実施するための形態を、例えば、交流モータと内燃機関（エンジン）を動力源とするハイブリッド車に適用して具体化した一実施例を説明する。

まず、図１に基づいてハイブリッド車の駆動システムの概略構成を説明する。内燃機関であるエンジン１と第１の交流モータ１３Ａと第２の交流モータ１３Ｂが搭載され、主にエンジン１の出力に対して第１の交流モータ１３Ａを駆動させることで第２の交流モータ１３Ｂの回転軸に伝達される駆動力と第２の交流モータ１３Ｂの駆動力で車輪２を駆動する。エンジン１のクランク軸と第１の交流モータ１３Ａの回転軸と第２の交流モータ１３Ｂの回転軸とが動力分割機構３（例えば遊星ギヤ機構）を介して連結され、第２の交流モータ１３Ｂの回転軸が差動減速ギヤ４を介して車軸５に連結されている。交流モータ１３Ａ，１３Ｂは、インバータ１２（図２参照）やモータ制御回路１６（図２参照）等で構成されたモータ制御装置６を介して二次電池等からなる直流電源１１に接続され、このモータ制御装置６を介して直流電源１１と電力を授受するようになっている。

駆動力演算回路７は、ハイブリッド車全体を総合的に制御するコンピュータ等で構成され、アクセルセンサ（図示せず）で検出したアクセル信号、ブレーキスイッチ（図示せず）で検出したブレーキ信号、シフトスイッチ（図示せず）で検出したシフト信号等の各種のセンサやスイッチの出力信号を読み込んで車両の運転状態を検出する。この駆動力演算回路７は、エンジン１の運転を制御するエンジン制御回路（図示せず）や、交流モータ１３Ａ，１３Ｂの運転を制御するモータ制御回路１６（図２参照）との間で制御信号やデータ信号等を送受信し、車両の運転状態に応じて駆動力要求値を出力してエンジン１や交流モータ１３Ａ，１３Ｂの駆動力を制御する。

次に、図２に基づいてハイブリッド車に搭載される交流モータ制御システムの概略構成を説明する。尚、２つの交流モータ１３Ａ，１３Ｂの制御システムは、実質的に同一構成であるため、「交流モータ１３」と表記して、１つの交流モータ１３の制御システムについて説明する。

二次電池等からなる直流電源１１には、電圧制御型の三相のインバータ１２が接続され、このインバータ１２で交流モータ１３（交流電動機）が駆動される。尚、直流電源１１に昇圧コンバータ等を介してインバータ１２を接続した構成としても良い。

交流モータ１３は、三相永久磁石式同期モータで、永久磁石が内蔵されたものであり、ロータの回転位置を検出するロータ回転位置センサ１４が搭載されている。また、交流モータ１３の各相のうちの一相（以下「センサ相」という）に流れる電流を検出する電流センサ１５が一つのみ設けられている。本実施例では、センサ相としてＷ相に流れる電流を電流センサ１５で検出する。

インバータ１２は、モータ制御回路１６から出力される三相の６アーム電圧指令信号ＵＵ，ＵＬ，ＶＵ，ＶＬ，ＷＵ，ＷＬに基づいて、直流電圧を三相の交流電圧Ｕ，Ｖ，Ｗに変換して交流モータ１３を駆動する。

モータ制御回路１６は、交流モータ１３の出力トルクが目標トルク（トルク指令値）となるようにインバータ１２を制御して交流モータ１３に印加する交流電圧を調整するトルク制御を実行する。このトルク制御では、トルク指令値に基づいた電流指令値と、電流センサ１５の出力に基づいた電流推定値との偏差が小さくなるように交流モータ１３の通電をＦ／Ｂ制御する電流Ｆ／Ｂ制御を次のようにして実行する。ここで、「Ｆ／Ｂ」は「フィードバック」を意味する（以下、同様）。

図３に示すように、モータ制御回路１６は、トルク指令値ｔrq* に基づいて、交流モータ１３のロータ回転座標として設定された回転座標系（ｄ−ｑ座標系）における指令電流ベクトル（ｄ軸電流指令値ｉd*，ｑ軸電流指令値ｉq*）をマップ又は数式等により演算する。

また、ロータ回転位置センサ１４で検出した交流モータ１３のロータ回転位置ｍθに基づいて電気角ｅθを演算すると共に、後述する電流推定部１７（電流推定手段）により、電流センサ１５で検出した交流モータ１３のセンサ相（Ｗ相）の電流検出値ｉw.sns と、交流モータ１３の電気角ｅθとに基づいて、回転座標系における推定電流ベクトル（ｄ軸電流推定値ｉd.est ，ｑ軸電流推定値ｉq.est ）を演算する。

この後、ｄ軸電流指令値ｉd*とｄ軸電流推定値ｉd.est との偏差Δｉd が小さくなるようにＰＩ制御等によりｄ軸電圧指令値Ｖd を演算すると共に、ｑ軸電流指令値ｉq*とｑ軸電流推定値ｉq.est との偏差Δｉq が小さくなるようにＰＩ制御等によりｑ軸電圧指令値Ｖq を演算して、指令電圧ベクトル（ｄ軸電圧指令値Ｖd ，ｑ軸電圧指令値Ｖq ）を求める。

この指令電圧ベクトル（ｄ軸電圧指令値Ｖd ，ｑ軸電圧指令値Ｖq ）と、交流モータ１３の電気角ｅθとに基づいて、三相電圧指令値Ｖu ，Ｖv ，Ｖw を演算した後、これらの三相電圧指令値Ｖu ，Ｖv ，Ｖw を、例えば、正弦波ＰＷＭ制御方式又は矩形波制御方式等で三相の６アーム電圧指令信号ＵＵ，ＵＬ，ＶＵ，ＶＬ，ＷＵ，ＷＬに変換し、これらの三相の６アーム電圧指令信号ＵＵ，ＵＬ，ＶＵ，ＶＬ，ＷＵ，ＷＬをインバータ１２に出力する。これにより、トルク指令値に基づいた電流指令値ｉd*，ｉq*と、電流センサ１５の出力に基づいた電流推定値ｉd.est ，ｉq.est との偏差が小さくなるように交流モータ１３の通電をＦ／Ｂ制御する電流Ｆ／Ｂ制御を実行する。

ところで、交流モータ１３の電流を推定する場合に、図７に示す比較例のように、電流センサ１５で検出したセンサ相（Ｗ相）の電流検出値ｉw.sns と他の二相（Ｕ相とＶ相）の前回の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est とに基づいてｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を算出し、これらｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est をＬＰＦ処理（例えば、なまし処理や一次遅れ処理等）により平滑化した値に基づいて他の二相（Ｕ相とＶ相）の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est を算出する電流推定処理を所定周期で繰り返し実行するシステムでは、ｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を算出する際に、電流検出値ｉw.sns と前回の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est を用いるが、電流検出値ｉw.sns に対して前回の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est には位相の遅れがある。尚、上記の「ＬＰＦ」は「ローパスフィルタ」を意味する（以下、同様）。

このため、図８に示すように、電流周波数（モータ回転速度）が高くなると、電流検出値ｉw.sns に対する前回の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est の位相遅れの影響が大きくなって、ｄ軸電流推定値ｉd.est やｑ軸電流推定値ｉq.est の真値に対する定常偏差（推定誤差）が大きくなり、電流推定精度が低下することが判明した。

そこで、本実施例では、図４に示すように、電流推定部１７により、電流センサ１５で検出したセンサ相（Ｗ相）の電流検出値ｉw.sns と他の二相（Ｕ相とＶ相）の前回の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est と交流モータ１３の電気角ｅθとに基づいてｄ軸電流推定値ｉd.est とｑ軸電流推定値ｉq.est を算出するｄｑ変換と、ｄ軸電流推定値ｉd.est とｑ軸電流推定値ｉq.est をそれぞれＬＰＦ処理（例えば、なまし処理や一次遅れ処理等）により平滑化した値と交流モータ１３の電気角ｅθとに基づいて他の二相（Ｕ相とＶ相）の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est を算出する逆ｄｑ変換とを所定の演算周期Ｔで繰り返し実行する。この逆ｄｑ変換の際に、他の二相（Ｕ相とＶ相）の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est として、その時点から演算周期Ｔの１周期分だけ進角した時点における他の二相の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est を算出するようにしている。

具体的には、演算周期Ｔと交流モータ１３の回転速度Ｎmgとに基づいて演算周期Ｔの１周期分の電気角移動量Δｅθを算出し、その時点の電気角ｅθに電気角移動量Δｅθを加算して予測電気角ｅθ.est（その時点の電気角ｅθから演算周期Ｔの１周期分だけ進角させた電気角）を求め、この予測電気角ｅθ.estを用いて逆ｄｑ変換を行うことで、その時点から演算周期Ｔの１周期分だけ進角した時点における他の二相（Ｕ相とＶ相）の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est を算出するようにしている。尚、逆ｄｑ変換により各相（Ｕ相とＶ相とＷ相）の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est ，ｉw.est を算出するようにしても良い。

本実施例では、今回の演算タイミングにおいて、逆ｄｑ変換の際に、その時点から演算周期Ｔの１周期分だけ進角した時点における他の二相（Ｕ相とＶ相）の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est を算出することで、次回の演算タイミング（演算周期Ｔの１周期分だけ進角した時点）における他の二相の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est を算出（予測）することができるため、次回の演算タイミングにおいて、電流センサ１５で検出したセンサ相（Ｗ相）の電流検出値ｉw.sns の位相と他の二相（Ｕ相とＶ相）の前回の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est の位相とを一致させることができ、電流検出値ｉw.sns に対する前回の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est の位相遅れを無くすことができる。これにより、電流検出値ｉw.sns に対する前回の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est の位相遅れによる推定誤差の発生を防止して、ｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est や他の二相の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est （又は各相の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est ，ｉw.est ）の推定精度を高めることができる。

以上説明した本実施例の電流推定は、モータ制御回路１６によって図５の電流推定ルーチンに従って実行される。以下、この電流推定ルーチンの処理内容を説明する。
図５に示す電流推定ルーチンは、モータ制御回路１６の電源オン期間中に所定の演算周期Ｔで繰り返し実行される。本ルーチンが起動されると、まず、ステップ１０１で、電流センサ１５で検出したセンサ相（Ｗ相）の電流検出値ｉw.sns を読み込んだ後、ステップ１０２に進み、他の二相（Ｕ相とＶ相）の前回の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est を読み込む。

尚、モータ制御回路１６の電源オン直後で本ルーチンの初回の起動時には、電源オフ中はインバータ１２がシャットダウン状態にあることから前回の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est をそれぞれ「０」にする（つまり、前回の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est の初期値をそれぞれ「０」にする）。

この後、ステップ１０３に進み、ロータ回転位置センサ１４で検出した交流モータ１３のロータ回転位置ｍθから求めた電気角ｅθを読み込んだ後、ステップ１０４に進み、センサ相（Ｗ相）の電流検出値ｉw.sns と他の二相（Ｕ相とＶ相）の前回の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est とに基づいて、ｄ軸電流推定値ｉd.est とｑ軸電流推定値ｉq.est を算出するｄｑ変換を実行する。このｄｑ変換では、次の（１）式により、ｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を求める。

尚、センサ相（Ｗ相）の電流検出値ｉw.sns と他の一相（Ｕ相又はＶ相）の前回の電流推定値とに基づいてｄ軸電流推定値ｉd.est とｑ軸電流推定値ｉq.est を算出するｄｑ変換を実行するようにしても良く、例えば、センサ相（Ｗ相）の電流検出値ｉw.sns とＵ相の前回の電流推定値ｉu.est とを用いてｄｑ変換を実行する場合は、次の（２）式により、ｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を求める。

この後、ステップ１０５に進み、今回のｄ軸電流推定値ｉd.est とｑ軸電流推定値ｉq.est を出力する。出力されたｄ軸電流推定値ｉd.est とｑ軸電流推定値ｉq.est は、例えば、前述した電流Ｆ／Ｂ制御等に用いられる。

この後、ステップ１０６に進み、ｄ軸電流推定値ｉd.est とｑ軸電流推定値ｉq.est をそれぞれＬＰＦ処理（例えば、なまし処理や一次遅れ処理等）により平滑化した後、ステップ１０７に進み、ロータ回転位置センサ１４の出力から求めた交流モータ１３の回転速度Ｎmgと、本ルーチンの演算周期Ｔ（電流推定処理の演算周期）とを用いて、演算周期Ｔの１周期分の電気角移動量Δｅθを次式により求める。
Δｅθ＝Ｎmg×（ｎ／６０）×３６０×Ｔ
ここで、ｎは交流モータ１３の極対の数である。

この後、ステップ１０８に進み、現在の電気角ｅθに電気角移動量Δｅθを加算して予測電気角ｅθ.est（現在の電気角ｅθから演算周期Ｔの１周期分だけ進角させた電気角）を求める。
ｅθ.est＝ｅθ＋Δｅθ

この後、ステップ１０９に進み、ＬＰＦ処理後のｄ軸電流推定値ｉd.lpf とＬＰＦ処理後のｑ軸電流推定値ｉq.lpf とに基づいて、他の二相（Ｕ相とＶ相）の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est を算出する逆ｄｑ変換を実行する。この際、次の（３）式により、予測電気角ｅθ.estを用いて逆ｄｑ変換を行うことで、演算周期Ｔの１周期分だけ進角した時点（つまり次回の演算タイミング）における他の二相（Ｕ相とＶ相）の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est を算出する。

尚、次の（４）式により、各相（Ｕ相とＶ相とＷ相）の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est ，ｉw.est を算出するようにしても良い。

この後、ステップ１１０に進み、他の二相の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est （又は各相の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est ，ｉw.est ）をバッファ（記憶領域）に保存して、本ルーチンを終了する。これらの他の二相の電流推定値は、次回の本ルーチンの実行時（次回の電流推定処理の実行時）に、前回の電流推定値として用いられる。

以上説明した本実施例では、電流センサ１５で検出したセンサ相（Ｗ相）の電流検出値ｉw.sns と他の二相（Ｕ相とＶ相）の前回の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est と交流モータ１３の電気角ｅθとに基づいてｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を算出するｄｑ変換と、ｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est をそれぞれＬＰＦ処理により平滑化した値と交流モータ１３の電気角ｅθとに基づいて他の二相（Ｕ相とＶ相）の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est を算出する逆ｄｑ変換とを所定の演算周期Ｔで繰り返し実行し、この逆ｄｑ変換の際に、その時点から演算周期Ｔの１周期分だけ進角した時点における他の二相の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est を算出する。

このようにすれば、今回の演算タイミングにおいて、次回の演算タイミング（演算周期の１周期分だけ進角した時点）における他の二相の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est を算出（予測）することができるため、次回の演算タイミングにおいて、電流センサ１５で検出したセンサ相の電流検出値ｉw.sns の位相と他の二相の前回の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est の位相とを一致させることができ、電流検出値ｉw.sns に対する前回の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est の位相遅れを無くすことができる。

これにより、電流検出値ｉw.sns に対する前回の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est の位相遅れによる推定誤差の発生を防止することができるため、図６に示すように、電流周波数（モータ回転速度）が高くなっても、ｄ軸電流推定値ｉd.est やｑ軸電流推定値ｉq.est の真値に対する定常偏差（推定誤差）を小さくすることができて、ｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est や他の二相の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est （又は各相の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est ，ｉw.est ）の推定精度を高めることが可能となり、一つの交流モータ１３に対して一つの電流センサ１５を設ける「電流センサの一相化」によりインバータの小型化や低コスト化の要求を満たしながら、交流モータ１３の電流推定精度を向上させることができる。

また、本実施例では、ｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を精度良く算出することができ、このｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を用いて交流モータ１３の通電をＦ／Ｂ制御するようにしたので、交流モータ１３の出力トルクの精度の低下を防止し、電流Ｆ／Ｂ制御を安定に実行することができる。

また、本実施例では、ｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.est ，ｉq.est を直接推定し、これを用いて交流モータ１３の通電を電流Ｆ／Ｂ制御するようにしたので、二つ以上の電流センサの電流検出値を用いたときの、二つ以上の電流センサ間のゲイン誤差による出力トルクの電気二次変動（ｄ軸及びｑ軸電流値が電気二次の周波数で変動することによる）の発生を原理上、根本的に解消することができる。

以上のように本発明は、「電流センサ１相化」における電流推定精度の不足によって生じる推定誤差を軽減することができ、誤差を持つ電流推定値に基づいて交流モータを制御した場合に生じるトルク変動（三相電流の直流成分による電気一次変動等）を軽減できることによって、この「電流センサ１相化」を適用した交流モータ制御システムを搭載した機器の振動が軽減される。従って特に、乗員の乗り心地、運転性能が重視される車載用モータにおいて、より適した効能が得られる。

また、本実施例では、逆ｄｑ変換の際に、その時点の電気角ｅθから演算周期Ｔの１周期分だけ進角させた予測電気角ｅθ.estを用いて逆ｄｑ変換を行うことで、その時点から演算周期Ｔの１周期分だけ進角した時点における他の二相の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est を算出するようにしたので、予測電気角ｅθ.estを用いて逆ｄｑ変換を行うという簡単な方法で、次回の演算タイミング（演算周期Ｔの１周期分だけ進角した時点）における他の二相の電流推定値ｉu.est ，ｉv.est を精度良く算出することができる。

更に、本実施例では、逆ｄｑ変換の際に、演算周期Ｔと交流モータ１３の回転速度Ｎmgとに基づいて演算周期Ｔの１周期分の電気角移動量Δｅθを算出し、その時点の電気角ｅθに電気角移動量Δｅθを加算して予測電気角ｅθ.estを求めるようにしたので、演算周期Ｔの１周期分だけ進角させた予測電気角ｅθ.estを精度良く求めることができる。

尚、上記実施例では、電気角移動量Δｅθを算出する際に交流モータ１３の回転速度Ｎmgを用いるようにしたが、それはロータ回転位置センサ１４の出力から直接算出した生値であっても、数周期分の生値の平均値を算出した値であっても良い。

また、上記実施例では、電気角移動量Δｅθを交流モータ１３の回転速度Ｎmgと演算周期Ｔから算出するようにしたが、今回の電気角ｅθと前回の電気角ｅθ´の差として次式から求めるようにしても良い。
Δｅθ＝ｅθ−ｅθ´

また、このとき、電気角ｅθの検出誤差（ひいてはロータ回転位置ｍθを検出するロータ回転位置センサ１４の検出誤差）の影響を抑制するため、電気角移動量Δｅθは数周期分の平均値としても良い。

また、上記実施例では、交流モータ１３の電流Ｆ／Ｂ制御するためのｄ軸及びｑ軸電流推定値をｉd.est ，ｉq.est として、電流Ｆ／Ｂ制御には信頼性が高く遅れの無い電流検出値の情報をＬＰＦによって鈍化させることなく交流モータ１３の電流Ｆ／Ｂ制御を実行することで、電流Ｆ／Ｂを高速・高精度に応答させることができるが、ｉd.est ，ｉq.est をＬＰＦ処理により平滑化したｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.lpf ，ｉq.lpf を電流Ｆ／Ｂ制御に用いても良い。

このようにすれば、ＬＰＦ処理により平滑化したｄ軸及びｑ軸電流推定値ｉd.lpf ，ｉq.lpf によって交流モータ１３の電流Ｆ／Ｂ制御を実行することで、モータ電流の歪みや電流検出値に重畳したノイズに対する感度を低くして安定に動作させることができる。

以上の両者の特徴を踏まえていずれかを選択してもよいし、モータ制御回路１６が、モータ１３の運転状態に応じて両者を切り替えるようにしてもよい。例えば、トルク指令値が急変する場合には前者を選択し、トルク指令値が変化しない定常状態では後者を選択するといった方法が好適である。

また、上記実施例では、センサ相としてＷ相に流れる電流を電流センサで検出する構成としたが、これに限定されず、センサ相としてＵ相に流れる電流を電流センサで検出する構成としたり、或は、センサ相としてＶ相に流れる電流を電流センサで検出する構成としても良い。

また、本発明は、図９に示されるような電気自動車の駆動システムにも採用をすることができる。詳細には、電気自動車の駆動システムでは、交流モータ１３が搭載され、交流モータ１３の駆動力で車輪２を駆動する。交流モータ１３は、インバータ１２（図２参照）やモータ制御回路１６（図２参照）等で構成されたモータ制御装置６を介して二次電池等からなる直流電源１１に接続され、このモータ制御装置６を介して直流電源１１と電力を授受ずるようになっている。

駆動力演算回路７は、電気自動車全体を総合的に制御するコンピュータ等で構成され、アクセルセンサ（図示せず）で検出したアクセル信号、ブレーキスイッチ（図示せず）で検出したブレーキ信号、シフトスイッチ（図示せず）で検出したシフト信号等の各種のセンサやスイッチの出力信号を読み込んで車両の運転状態を検出する。この駆動力演算回路７は、交流モータ１３の運転を制御するモータ制御回路１６（図２参照）との間で制御信号やデータ信号等を送受信し、車両の運転状態に応じて駆動力要求値を出力して交流モータ１３の駆動力を制御する。

このような電気自動車の駆動システムに本願発明を適用しても、上述と同様に一つの交流電動機に対して一つの電流センサを設ける「電流センサの一相化」により低コスト化の要求を満たしながら、交流電動機の電流推定精度を向上させることができる。

さらにまた、上記実施例では、インバータと交流モータを一組のみ設けたシステムに本発明を適用したが、これに限定されず、図１のようなハイブリッドシステムや、その他のインバータと交流モータを二組以上設けたシステムに本発明を適用しても良い。

その他、本発明は、上述するような電気自動車やハイブリッド車に搭載される交流モータの制御装置に限定されず、電気自動車やハイブリッド車以外の交流モータの制御装置にも適用可能である。

１１…直流電源、１２…インバータ、１３…交流モータ（交流電動機）、１４…ロータ回転位置センサ、１５…電流センサ、１６…モータ制御回路、１７…電流推定部（電流推定手段）

Claims (4)

1. 三相の交流電動機と、該交流電動機の各相のうちの一相（以下「センサ相」という）に流れる電流を検出する電流センサと、前記交流電動機のロータ回転位置を検出するロータ回転位置センサとを備えた交流電動機の制御装置において、
   前記ロータ回転位置センサで検出した前記交流電動機のロータ回転位置に基づいて前記交流電動機の電気角を演算する手段と、
   前記電流センサで検出した前記センサ相の電流検出値と該センサ相以外の他の相の前回の電流推定値と前記交流電動機の電気角とに基づいて前記交流電動機の回転座標系におけるｄ軸電流推定値とｑ軸電流推定値を算出するｄｑ変換と、前記ｄ軸電流推定値と前記ｑ軸電流推定値をそれぞれ平滑化した値と前記交流電動機の電気角とに基づいて前記他の相の電流推定値を算出する逆ｄｑ変換とを所定の演算周期で繰り返し実行する電流推定手段を備え、
   前記電流推定手段は、前記逆ｄｑ変換の際に、前記他の相の電流推定値として、その時点から前記演算周期の１周期分だけ進角した時点における他の相の電流推定値を算出することを特徴とする交流電動機の制御装置。
2. 前記電流推定手段は、前記逆ｄｑ変換の際に、その時点の電気角から前記演算周期の１周期分だけ進角させた予測電気角を用いて前記逆ｄｑ変換を行うことで、その時点から前記演算周期の１周期分だけ進角した時点における他の相の電流推定値を算出することを特徴とする請求項１に記載の交流電動機の制御装置。
3. 前記電流推定手段は、前記逆ｄｑ変換の際に、前記演算周期と前記交流電動機の回転速度とに基づいて前記演算周期の１周期分の電気角移動量を算出し、その時点の電気角に前記電気角移動量を加算して前記予測電気角を求めることを特徴とする請求項２に記載の交流電動機の制御装置。
4. 前記ｄ軸及びｑ軸電流推定値に基づいて前記交流電動機の通電を制御する制御手段を備えていることを特徴とする請求項１乃至３のいずれかに記載の交流電動機の制御装置。

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