JP3111798B2 - 可変速駆動装置 - Google Patents
可変速駆動装置Info
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- JP3111798B2 JP3111798B2 JP06070317A JP7031794A JP3111798B2 JP 3111798 B2 JP3111798 B2 JP 3111798B2 JP 06070317 A JP06070317 A JP 06070317A JP 7031794 A JP7031794 A JP 7031794A JP 3111798 B2 JP3111798 B2 JP 3111798B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、誘導機をベクトル制御
する可変速駆動装置に係り、特に誘導機のロータ速度と
すべり周波数からベクトル制御の基準（励磁軸）位相を
検出する回路に関する。
する可変速駆動装置に係り、特に誘導機のロータ速度と
すべり周波数からベクトル制御の基準（励磁軸）位相を
検出する回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図４は、誘導電動機のすべり周波数形ベ
クトル制御装置の構成例を示す。
クトル制御装置の構成例を示す。
【０００３】速度制御アンプ１は、速度指令Ｎ＊と電動
機のロータの速度検出値ωrとを比較し、その偏差の比
例・積分演算を行い、トルク電流指令ＩT＊として出力
する。
機のロータの速度検出値ωrとを比較し、その偏差の比
例・積分演算を行い、トルク電流指令ＩT＊として出力
する。
【０００４】電流制御アンプ２1、２2は、ベクトル制御
の励磁電流指令Ｉ0＊及びトルク電流指令ＩT＊をそれぞ
れ指令とし、電源周波数に同期して回転する直交２相回
転座標系上の励磁軸電流成分の検出値Ｉ1d及びトルク軸
電流成分の検出値Ｉ1qとを比較し、その偏差の比例・積
分演算を行い、該直交２相回転座標系上の電圧指令
Ｖ1d、Ｖ1qとして出力する。
の励磁電流指令Ｉ0＊及びトルク電流指令ＩT＊をそれぞ
れ指令とし、電源周波数に同期して回転する直交２相回
転座標系上の励磁軸電流成分の検出値Ｉ1d及びトルク軸
電流成分の検出値Ｉ1qとを比較し、その偏差の比例・積
分演算を行い、該直交２相回転座標系上の電圧指令
Ｖ1d、Ｖ1qとして出力する。
【０００５】座標変換部３は、２相の電圧指令Ｖ1d、Ｖ
1qを３相固定座標系の電圧Ｖu、Ｖv、Ｖwに２相／３相
座標変換を行う。
1qを３相固定座標系の電圧Ｖu、Ｖv、Ｖwに２相／３相
座標変換を行う。
【０００６】ＰＷＭインバータ４は、電圧Ｖu、Ｖv、Ｖ
wを指令として、これに相当するＰＷＭ波形の電圧を誘
導電動機５に供給する。
wを指令として、これに相当するＰＷＭ波形の電圧を誘
導電動機５に供給する。
【０００７】座標変換部６は、電流検出器７で検出する
誘導電動機５の固定座標系の３相電流を２相回転座標系
の電流Ｉ1d，Ｉ1qに３相／２相座標変換を行う。
誘導電動機５の固定座標系の３相電流を２相回転座標系
の電流Ｉ1d，Ｉ1qに３相／２相座標変換を行う。
【０００８】基準位相演算部８は、座標変換部３、６で
の座標変換に必要な基準位相θ1を発生する。このと
き、遅れ位相調整部８Ａにより演算周期を１周期だけ遅
らせて座標変換部６に与える。
の座標変換に必要な基準位相θ1を発生する。このと
き、遅れ位相調整部８Ａにより演算周期を１周期だけ遅
らせて座標変換部６に与える。
【０００９】すべり演算部９は、励磁電流指令Ｉ0＊と
トルク電流指令ＩT＊と誘導電動機５の二次抵抗Ｒ2及び
励磁インダクタンスＭからすべり周波数成分ωslipを求
める。基準位相演算部８では、このすべり周波数成分ω
slipに速度検出値ωrを加算して電源角周波数ω1を求
め、これを積分して基準位相（励磁軸位相）θ1を求め
る。
トルク電流指令ＩT＊と誘導電動機５の二次抵抗Ｒ2及び
励磁インダクタンスＭからすべり周波数成分ωslipを求
める。基準位相演算部８では、このすべり周波数成分ω
slipに速度検出値ωrを加算して電源角周波数ω1を求
め、これを積分して基準位相（励磁軸位相）θ1を求め
る。
【００１０】誘導電動機５のロータ速度検出は、誘導電
動機５に軸結合されるロータリーエンコーダ１０に回転
速度に比例した周波数のパルスを得、このパルスを位相
カウンタ１１でカウント（演算周期の１周期分）してロ
ータ回転位相Δθrに変換し、基準クロック１２よりの
基準パルスから時間計測タイマ１３に一定周期の計測期
間ｔnを求め、この期間ｔn間の回転位相Δθrから速度
演算部１４がロータ速度ωrを演算する。
動機５に軸結合されるロータリーエンコーダ１０に回転
速度に比例した周波数のパルスを得、このパルスを位相
カウンタ１１でカウント（演算周期の１周期分）してロ
ータ回転位相Δθrに変換し、基準クロック１２よりの
基準パルスから時間計測タイマ１３に一定周期の計測期
間ｔnを求め、この期間ｔn間の回転位相Δθrから速度
演算部１４がロータ速度ωrを演算する。
【００１１】以上の構成において、各部の制御・演算に
は、アナログ的に制御・演算を行う場合もあるが、制御
・演算の精度を高めるために、マイクロコンピュータを
使ってディジタル的に行うものが多い。
は、アナログ的に制御・演算を行う場合もあるが、制御
・演算の精度を高めるために、マイクロコンピュータを
使ってディジタル的に行うものが多い。
【００１２】このディジタル制御・演算を行うにおい
て、各部は制御・演算周期により図中に一点鎖線で分け
て示すように、大きくは２種類に分けられる。すなわ
ち、電流を制御する電流制御系と、速度制御やすべり演
算を行う速度制御系に分けられ、通常は速度制御系が１
〜５ｍｓ程度の制御・演算周期であるのに対し、電流制
御系が約１桁短い１００〜５００μｓ程度の制御・演算
周期にされる。
て、各部は制御・演算周期により図中に一点鎖線で分け
て示すように、大きくは２種類に分けられる。すなわ
ち、電流を制御する電流制御系と、速度制御やすべり演
算を行う速度制御系に分けられ、通常は速度制御系が１
〜５ｍｓ程度の制御・演算周期であるのに対し、電流制
御系が約１桁短い１００〜５００μｓ程度の制御・演算
周期にされる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】従来の基準位相演算部
８で求める基準位相θ1は、実際の誘導機のロータ位相
との間に誤差が発生することがあり、ベクトル制御精度
を低下させることがある。この理由を以下に詳細に説明
する。
８で求める基準位相θ1は、実際の誘導機のロータ位相
との間に誤差が発生することがあり、ベクトル制御精度
を低下させることがある。この理由を以下に詳細に説明
する。
【００１４】先ず、説明の都合上、基準位相演算部８を
図５に示すように、一次速度ω1を積分するのに代え
て、すべり周波数成分ωslipとロータ速度ωrを加算す
る前に積分しておく２個の積分器で置き換えたもので説
明する。
図５に示すように、一次速度ω1を積分するのに代え
て、すべり周波数成分ωslipとロータ速度ωrを加算す
る前に積分しておく２個の積分器で置き換えたもので説
明する。
【００１５】図６は、１１〜１４からなる速度検出部の
動作例を示す。同図中、（ａ）には基準クロック１２の
クロックを、（ｂ）には時間計測タイマ１３のカウント
値を、（ｃ）にはロータリーエンコーダ１０の出力パル
スのエッジを、（ｄ）には位相カウンタ１１のカウント
値を示す。
動作例を示す。同図中、（ａ）には基準クロック１２の
クロックを、（ｂ）には時間計測タイマ１３のカウント
値を、（ｃ）にはロータリーエンコーダ１０の出力パル
スのエッジを、（ｄ）には位相カウンタ１１のカウント
値を示す。
【００１６】また、（ｅ）にはマイクロコンピュータの
演算になる速度制御系の速度制御・演算周期ｎ−１、
ｎ、ｎ＋１を、（ｆ）には電流制御系の電流制御・演算
周期ｉ、ｉ＋１、ｉ＋２、ｉ＋３を示す。
演算になる速度制御系の速度制御・演算周期ｎ−１、
ｎ、ｎ＋１を、（ｆ）には電流制御系の電流制御・演算
周期ｉ、ｉ＋１、ｉ＋２、ｉ＋３を示す。
【００１７】図示の速度制御・演算周期ｎでは、速度演
算周期程度前のあるエッジパルスから周期ｎの開始時刻
の直前までのエッジパルス間の位相差Δθｎと、その間
の計測時間ｔnから速度［ωr］nを演算し、この演算結
果を矢印のタイミングで出力する。
算周期程度前のあるエッジパルスから周期ｎの開始時刻
の直前までのエッジパルス間の位相差Δθｎと、その間
の計測時間ｔnから速度［ωr］nを演算し、この演算結
果を矢印のタイミングで出力する。
【００１８】また、この速度検出値より、速度制御アン
プ１はトルク電流指令［ＩT＊］nを演算し、この演算結
果を太い矢印のタイミングで出力する。
プ１はトルク電流指令［ＩT＊］nを演算し、この演算結
果を太い矢印のタイミングで出力する。
【００１９】したがって、計測期間ｔnの平均速度が該
矢印で示す時点で検出されることになり、速度検出に時
間遅れが存在する。
矢印で示す時点で検出されることになり、速度検出に時
間遅れが存在する。
【００２０】次に、図７を参照してロータ位相誤差の発
生態様を説明する。同図の（ａ）には実際の測定速度
（実線）と前述の検出遅れを含む速度検出値（破線）で
示す。また、（ｂ）には実際の誘導機のロータ位相（実
線）と図５の等価回路での速度ωrの積分値θr（破線）
を示す。
生態様を説明する。同図の（ａ）には実際の測定速度
（実線）と前述の検出遅れを含む速度検出値（破線）で
示す。また、（ｂ）には実際の誘導機のロータ位相（実
線）と図５の等価回路での速度ωrの積分値θr（破線）
を示す。
【００２１】図示のように、回転速度の変動が生じた場
合、速度検出の遅れ時間中でも、電流制御演算周期毎に
変化前の速度検出値を用いてロータ位相の積分演算は実
行されている。ここで、検出遅れ時間中は速度の誤差に
より、実際のロータ位相と積分演算によ求めた制御基準
ロータ位相θrとの間には、変化の傾きが生じる。
合、速度検出の遅れ時間中でも、電流制御演算周期毎に
変化前の速度検出値を用いてロータ位相の積分演算は実
行されている。ここで、検出遅れ時間中は速度の誤差に
より、実際のロータ位相と積分演算によ求めた制御基準
ロータ位相θrとの間には、変化の傾きが生じる。
【００２２】速度検出後には実速度と同一の速度検出と
なるため、この位相の傾きは実際の位相の傾きと同一と
なる。ところが、検出遅れ時間内に発生した位相誤差は
積分されたままオフセット成分として残ってしまう。
なるため、この位相の傾きは実際の位相の傾きと同一と
なる。ところが、検出遅れ時間内に発生した位相誤差は
積分されたままオフセット成分として残ってしまう。
【００２３】このように、速度検出遅れ時間の存在によ
り、速度変化があると、実際のロータ位相と制御内部で
演算したロータ位相とに位相誤差成分が発生してしま
う。
り、速度変化があると、実際のロータ位相と制御内部で
演算したロータ位相とに位相誤差成分が発生してしま
う。
【００２４】すべり周波数制御を行う間接型のベクトル
制御は、励磁電流とトルク電流成分、及びすべり周波数
をベクトル制御条件が成立するように出力することによ
り、基準軸と実際の励磁軸を一致させるように制御を行
う。
制御は、励磁電流とトルク電流成分、及びすべり周波数
をベクトル制御条件が成立するように出力することによ
り、基準軸と実際の励磁軸を一致させるように制御を行
う。
【００２５】可変速駆動装置は、制御基準軸に励磁軸が
一致しているものと仮定の基に、これに直交するトルク
電流成分を出力する。ところが、実際のロータ位相と制
御上のロータ位相とにずれが存在すると、異なったトル
ク電流成分を流すことになり、トルク誤差が発生してし
まう。
一致しているものと仮定の基に、これに直交するトルク
電流成分を出力する。ところが、実際のロータ位相と制
御上のロータ位相とにずれが存在すると、異なったトル
ク電流成分を流すことになり、トルク誤差が発生してし
まう。
【００２６】この速度検出の遅れが数ｍｓ程度であって
も、位相誤差成分は積分されてオフセット成分として残
るため、加減速の激しいサーボ等の用途では無視できな
いトルク誤差の要因となる。
も、位相誤差成分は積分されてオフセット成分として残
るため、加減速の激しいサーボ等の用途では無視できな
いトルク誤差の要因となる。
【００２７】本発明の目的は、誘導機の基準位相検出遅
れを無くして制御精度を高める可変速駆動装置を提供す
ることにある。
れを無くして制御精度を高める可変速駆動装置を提供す
ることにある。
【００２８】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題の解
決を図るため、誘導機の速度に比例した周波数のパルス
を速度制御演算周期で計数する位相カウンタと、基準ク
ロックを前記速度制御演算周期で計数して前記カウンタ
の計数時間を求めるタイマと、前記位相カウンタとタイ
マから誘導機の速度検出値を得る速度演算部と、ベクト
ル制御の励磁電流指令とトルク電流指令から誘導機のす
べり周波数を求めるすべり演算部と、前記速度検出値と
すべり周波数とを加算及び積分してベクトル制御の基準
位相を求める基準位相演算部と、前記励磁電流指令とト
ルク電流指令及び基準位相から誘導機に供給する電流を
前記速度制御演算周期よりも短い演算周期で求める電流
制御部とを備えた誘導機の可変速駆動装置において、前
記基準位相演算部は、前記電流制御部の演算周期の開始
時刻での前記位相カウンタの値をラッチする第１のラッ
チ回路と、前記パルスのエッジ検出が発生する毎にゼロ
にリセットされ、その時点から基準クロックを計数する
遅れ時間カウンタと、前記第１のラッチ回路のラッチと
同じタイミングで前記遅れ時間カウンタの計数値をラッ
チする第２のラッチ回路と、前記第２のラッチ回路がラ
ッチした遅れ時間に前記電流制御部の演算周期を加算す
る第１の加算器と、前記速度演算部の速度検出値に前記
加算器の出力を乗算して検出遅れ位相を求める乗算器
と、前記乗算器と前記第１のラッチ回路の両出力を加算
して誘導機のロータ位相角推定値を求める第２の加算器
と、前記すべり演算部のすべり周波数出力を前記演算周
期毎に積分してすべり位相角を求める積分器と、前記第
２の加算器のロータ位相角推定値と前記積分器のすべり
位相角を加算して前記基準位相θ1を求める第３の加算
器と、を備えたことを特徴とする。
決を図るため、誘導機の速度に比例した周波数のパルス
を速度制御演算周期で計数する位相カウンタと、基準ク
ロックを前記速度制御演算周期で計数して前記カウンタ
の計数時間を求めるタイマと、前記位相カウンタとタイ
マから誘導機の速度検出値を得る速度演算部と、ベクト
ル制御の励磁電流指令とトルク電流指令から誘導機のす
べり周波数を求めるすべり演算部と、前記速度検出値と
すべり周波数とを加算及び積分してベクトル制御の基準
位相を求める基準位相演算部と、前記励磁電流指令とト
ルク電流指令及び基準位相から誘導機に供給する電流を
前記速度制御演算周期よりも短い演算周期で求める電流
制御部とを備えた誘導機の可変速駆動装置において、前
記基準位相演算部は、前記電流制御部の演算周期の開始
時刻での前記位相カウンタの値をラッチする第１のラッ
チ回路と、前記パルスのエッジ検出が発生する毎にゼロ
にリセットされ、その時点から基準クロックを計数する
遅れ時間カウンタと、前記第１のラッチ回路のラッチと
同じタイミングで前記遅れ時間カウンタの計数値をラッ
チする第２のラッチ回路と、前記第２のラッチ回路がラ
ッチした遅れ時間に前記電流制御部の演算周期を加算す
る第１の加算器と、前記速度演算部の速度検出値に前記
加算器の出力を乗算して検出遅れ位相を求める乗算器
と、前記乗算器と前記第１のラッチ回路の両出力を加算
して誘導機のロータ位相角推定値を求める第２の加算器
と、前記すべり演算部のすべり周波数出力を前記演算周
期毎に積分してすべり位相角を求める積分器と、前記第
２の加算器のロータ位相角推定値と前記積分器のすべり
位相角を加算して前記基準位相θ1を求める第３の加算
器と、を備えたことを特徴とする。
【００２９】
【作用】速度演算周期よりも高速になる電流制御演算周
期毎に最新のロータ位相を位相カウンタから第１のラッ
チ回路に取り込むことで速度変動が生じた場合にも高速
に位相変化として検出する。
期毎に最新のロータ位相を位相カウンタから第１のラッ
チ回路に取り込むことで速度変動が生じた場合にも高速
に位相変化として検出する。
【００３０】また、前回のパルスエッジ検出から次の電
流制御演算周期までの位相カウンタの検出遅れは、遅れ
時間カウンタによって遅れ時間として計数しておき、第
１のラッチ回路がラッチするのと同じタイミングで第２
のラッチ回路が遅れ時間カウンタの値をラッチすること
により、その間のロータ位相角変化に相当する遅れ時間
の推定値を得る。
流制御演算周期までの位相カウンタの検出遅れは、遅れ
時間カウンタによって遅れ時間として計数しておき、第
１のラッチ回路がラッチするのと同じタイミングで第２
のラッチ回路が遅れ時間カウンタの値をラッチすること
により、その間のロータ位相角変化に相当する遅れ時間
の推定値を得る。
【００３１】これに速度演算部の速度を乗算器で乗算す
ることによりロータ位相角の検出遅れ分を求める。この
遅れ分を第２の加算器により第１のラッチ回路からの最
新のロータ位相角に加算することにより検出遅れを無く
したロータ位相角変化量を求め、これに第３の加算器で
すべり位相角を加算して基準位相を求める。
ることによりロータ位相角の検出遅れ分を求める。この
遅れ分を第２の加算器により第１のラッチ回路からの最
新のロータ位相角に加算することにより検出遅れを無く
したロータ位相角変化量を求め、これに第３の加算器で
すべり位相角を加算して基準位相を求める。
【００３２】
【実施例】図１は、本発明の一実施例を示す構成図であ
り、図４と同じ部分は同一符号で示す。
り、図４と同じ部分は同一符号で示す。
【００３３】ラッチ回路２１は、電流制御演算周期の開
始時刻での位相カウンタ１１の値をラッチし、ｉ番目の
電流制御演算開始時刻でのロータ位相角変化量θ
r（ｉ）を読み取ることで、電流制御演算周期毎に最新
のロータ位相角変化量を得る。
始時刻での位相カウンタ１１の値をラッチし、ｉ番目の
電流制御演算開始時刻でのロータ位相角変化量θ
r（ｉ）を読み取ることで、電流制御演算周期毎に最新
のロータ位相角変化量を得る。
【００３４】カウンタ２２は、ロータリーエンコーダ１
０のエッジ検出が発生する毎にゼロにリセットされ、そ
の時点から基準クロック１２のクロックを計数する。つ
まり、エッジパルスの発生タイミングからの時間Δｔを
計数値として得る。
０のエッジ検出が発生する毎にゼロにリセットされ、そ
の時点から基準クロック１２のクロックを計数する。つ
まり、エッジパルスの発生タイミングからの時間Δｔを
計数値として得る。
【００３５】ラッチ回路２３は、ラッチ回路２１のラッ
チと同じタイミングでカウンタ２２の計測値Δｔをラッ
チする。これにより、ラッチ回路２１でラッチする位相
角変化量θｒ（ｉ）の発生時刻から次の電流制御演算周
期までの時間Δｔとしてラッチ回路２３に記憶される。
チと同じタイミングでカウンタ２２の計測値Δｔをラッ
チする。これにより、ラッチ回路２１でラッチする位相
角変化量θｒ（ｉ）の発生時刻から次の電流制御演算周
期までの時間Δｔとしてラッチ回路２３に記憶される。
【００３６】加算器２４は、ラッチ回路２２がラッチし
た検出遅れ時間Δｔに電流制御演算周期ｔacrを加算す
る。この加算は、電流制御演算周期での演算結果である
出力電圧指令は、実際には１サンプル遅れてＰＷＭ電圧
として出力されるため、この間の電流演算周期が一定と
仮定し、ｉ番目の電流制御演算開始時刻に１サンプル遅
れたｉ＋１番目の電流制御演算開始時刻までの検出遅れ
時間（Δｔ＋ｔacr）として求める。
た検出遅れ時間Δｔに電流制御演算周期ｔacrを加算す
る。この加算は、電流制御演算周期での演算結果である
出力電圧指令は、実際には１サンプル遅れてＰＷＭ電圧
として出力されるため、この間の電流演算周期が一定と
仮定し、ｉ番目の電流制御演算開始時刻に１サンプル遅
れたｉ＋１番目の電流制御演算開始時刻までの検出遅れ
時間（Δｔ＋ｔacr）として求める。
【００３７】乗算器２５は、速度演算部１４の出力にな
る速度検出値ωrに加算器２４からの検出遅れ時間（Δ
ｔ＋ｔacr）を乗算することにより検出遅れ時間に相当
する位相角変化量に換算する。
る速度検出値ωrに加算器２４からの検出遅れ時間（Δ
ｔ＋ｔacr）を乗算することにより検出遅れ時間に相当
する位相角変化量に換算する。
【００３８】加算器２６は、乗算器２５とラッチ回路２
１の両出力を加算し、（ｉ＋１）番目のロータ位相角推
定値θr（ｉ＋１）を求める。
１の両出力を加算し、（ｉ＋１）番目のロータ位相角推
定値θr（ｉ＋１）を求める。
【００３９】積分器２７は、すべり演算部９の演算結果
になるすべり周波数ωslipを積分し、すべり周波数を位
相角θslipに換算する。
になるすべり周波数ωslipを積分し、すべり周波数を位
相角θslipに換算する。
【００４０】加算器２８は、ロータ位相角推定値θ
r（ｉ＋１）とすべり分の位相角θslipを加算して基準
（励磁軸）位相θ1を求める。
r（ｉ＋１）とすべり分の位相角θslipを加算して基準
（励磁軸）位相θ1を求める。
【００４１】以下、本実施例の動作を図２及び図３を参
照して説明する。
照して説明する。
【００４２】図２は、速度検出部周辺のタイムチャート
を示す。同図中、（ａ）には基準クロック１２のクロッ
クを、（ｂ）には時間計測タイマ１３のカウント値を、
（ｃ）にはカウンタ２２の計測値を、（ｄ）にはロータ
リーエンコーダ１０の出力パルスのエッジを、（ｅ）に
は位相カウンタ１１のカウント値を示す。
を示す。同図中、（ａ）には基準クロック１２のクロッ
クを、（ｂ）には時間計測タイマ１３のカウント値を、
（ｃ）にはカウンタ２２の計測値を、（ｄ）にはロータ
リーエンコーダ１０の出力パルスのエッジを、（ｅ）に
は位相カウンタ１１のカウント値を示す。
【００４３】また、（ｆ）にはマイクロコンピュータの
演算になる速度制御系の速度制御演算周期ｎ−１、ｎ、
ｎ＋１を、（ｇ）には電流制御系の電流制御演算周期
ｉ、ｉ＋１、ｉ＋２、ｉ＋３を示す。
演算になる速度制御系の速度制御演算周期ｎ−１、ｎ、
ｎ＋１を、（ｇ）には電流制御系の電流制御演算周期
ｉ、ｉ＋１、ｉ＋２、ｉ＋３を示す。
【００４４】同図において、カウンタ２２に得る検出遅
れ時間Δｔは、（ｉ＋２）番目の電流制御演算周期の例
では、直前のエッジパルスのタイミングからｉ＋２番目
の電流制御演算開始時刻までの時間に相当する。一方、
（ｉ＋２）番目の電流制御演算開始時刻にラッチ回路２
１のラッチした位相カウンタ１１の位相角はθr（ｉ＋
２）になり、この移相角に検出遅れ時間Δｔに相当する
位相角を加えてロータ位相角として得る。
れ時間Δｔは、（ｉ＋２）番目の電流制御演算周期の例
では、直前のエッジパルスのタイミングからｉ＋２番目
の電流制御演算開始時刻までの時間に相当する。一方、
（ｉ＋２）番目の電流制御演算開始時刻にラッチ回路２
１のラッチした位相カウンタ１１の位相角はθr（ｉ＋
２）になり、この移相角に検出遅れ時間Δｔに相当する
位相角を加えてロータ位相角として得る。
【００４５】ここで、（ｉ＋２）の電流制御演算周期で
の演算結果は、前述のように、実際には１サンプル遅れ
た（ｉ＋３）の期間にＰＷＭ電圧として出力されるた
め、（ｉ＋３）番目の電流制御演算開始時刻の誘導機の
ロータ位相を推定する必要がある。
の演算結果は、前述のように、実際には１サンプル遅れ
た（ｉ＋３）の期間にＰＷＭ電圧として出力されるた
め、（ｉ＋３）番目の電流制御演算開始時刻の誘導機の
ロータ位相を推定する必要がある。
【００４６】そこで、θr（ｉ＋２）の発生時刻から
（ｉ＋３）の開始時刻までの時間Δｔは、電流制御演算
周期ｔacrを加算器２３で加えた値Δｔを
（ｉ＋３）の開始時刻までの時間Δｔは、電流制御演算
周期ｔacrを加算器２３で加えた値Δｔを
【００４７】
【数１】Δｔ＝Δｔ（ｉ＋２）＋ｔacr …（１） とし、θｒ（ｉ＋２）のパルス発生時刻から（ｉ＋３）
開始時刻までの位相変化量Δθｒは、乗算器２５により
開始時刻までの位相変化量Δθｒは、乗算器２５により
【００４８】
【数２】Δθｒ＝ωｒ×Δｔ …（２） として求められる。
【００４９】以上までの関係は、図３に示すようにな
り、黒丸印で示すエッジ発生タイミングから白丸印で示
すタイミングまでの位相を推定演算したことになる。
り、黒丸印で示すエッジ発生タイミングから白丸印で示
すタイミングまでの位相を推定演算したことになる。
【００５０】この推定値Δθｒと、上記の位相検出値θ
ｒ（ｉ＋２）を加算すると、（ｉ＋３）の時刻の位相変
化量が推定できる。
ｒ（ｉ＋２）を加算すると、（ｉ＋３）の時刻の位相変
化量が推定できる。
【００５１】以上の結果より、基準軸（励磁軸）の位相
θ1は次式にしたがって求められる。
θ1は次式にしたがって求められる。
【００５２】
【数３】 θ1（ｉ＋３）＝θr（ｉ＋２）＋Δθr＋θslip …（３） 以上のように、本実施例では、速度制御演算周期に比べ
て短い周期の電流制御演算周期毎に最新の位相カウンタ
１１の値を直接に検出しており、速度変動が生じた場合
でも高速に位相変化として検出できる。
て短い周期の電流制御演算周期毎に最新の位相カウンタ
１１の値を直接に検出しており、速度変動が生じた場合
でも高速に位相変化として検出できる。
【００５３】また、従来のような速度検出の積分要素は
含まれていないため、速度の検出遅れなどによる誤差が
累積されず、位相のオフセットなどが発生しない。
含まれていないため、速度の検出遅れなどによる誤差が
累積されず、位相のオフセットなどが発生しない。
【００５４】速度検出は、電流制御演算周期程度の時間
分の推定にのみ使用されており、この電流制御演算周期
が短いため、図３に示すように、誤差をほとんど無くし
たものにできる。
分の推定にのみ使用されており、この電流制御演算周期
が短いため、図３に示すように、誤差をほとんど無くし
たものにできる。
【００５５】
【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、速度演
算周期よりも高速になる電流制御演算周期毎に最新のロ
ータ位相を位相カウンタからラッチ回路に取り込み、こ
れに前回のパルスエッジから次の電流制御演算周期まで
の位相カウンタの検出遅れ分を加えてロータ位相角変化
量とし、これにすべり周波数による位相分を加えて基準
位相を求めるため、以下の効果がある。
算周期よりも高速になる電流制御演算周期毎に最新のロ
ータ位相を位相カウンタからラッチ回路に取り込み、こ
れに前回のパルスエッジから次の電流制御演算周期まで
の位相カウンタの検出遅れ分を加えてロータ位相角変化
量とし、これにすべり周波数による位相分を加えて基準
位相を求めるため、以下の効果がある。
【００５６】（１）速度制御演算周期よりも高速になる
電流制御演算周期で位相カウンタの値からロータ位相角
変化量を求めるため、速度変動が生じた場合にも実際の
ロータ位相と制御位相の誤差が少なくなり、制御精度を
高めることができる。
電流制御演算周期で位相カウンタの値からロータ位相角
変化量を求めるため、速度変動が生じた場合にも実際の
ロータ位相と制御位相の誤差が少なくなり、制御精度を
高めることができる。
【００５７】（２）位相カウンタによる検出遅れは、カ
ウンタ（２２）で時間として求め、この遅れ時間に相当
するロータ位相角変化を推定し、これをロータ位相角変
化量に加算補正するため、ロータリーエンコーダのパル
ス周期による遅れ分も補償することができる。
ウンタ（２２）で時間として求め、この遅れ時間に相当
するロータ位相角変化を推定し、これをロータ位相角変
化量に加算補正するため、ロータリーエンコーダのパル
ス周期による遅れ分も補償することができる。
【図１】本発明の一実施例を示す装置構成図。
【図２】実施例の速度・位相検出タイムチャート。
【図３】実施例の位相検出態様図。
【図４】従来のベクトル制御の構成例。
【図５】基準位相演算部の等価回路。
【図６】従来の速度・位相検出タイムチャート。
【図７】従来の位相検出態様図。
１…速度制御アンプ ２1、２2…電流制御アンプ ３、６…座標変換部 ９…すべり演算部 １１…位相カウンタ １３…時間計測タイマ １４…速度演算部 ２１、２３…ラッチ回路 ２２…カウンタ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H02P 5/408 - 5/412 H02P 7/628 - 7/632 H02P 21/00
Claims (1)
- 【請求項１】 誘導機の速度に比例した周波数のパルス
を速度制御演算周期で計数する位相カウンタと、基準ク
ロックを前記速度制御演算周期で計数して前記カウンタ
の計数時間を求めるタイマと、前記位相カウンタとタイ
マから誘導機の速度検出値を得る速度演算部と、ベクト
ル制御の励磁電流指令とトルク電流指令から誘導機のす
べり周波数を求めるすべり演算部と、前記速度検出値と
すべり周波数とを加算及び積分してベクトル制御の基準
位相を求める基準位相演算部と、前記励磁電流指令とト
ルク電流指令及び基準位相から誘導機に供給する電流を
前記速度制御演算周期よりも短い演算周期で求める電流
制御部とを備えた誘導機の可変速駆動装置において、 前記基準位相演算部は、 前記電流制御部の演算周期の開始時刻での前記位相カウ
ンタの値をラッチする第１のラッチ回路と、 前記パルスのエッジ発生時点から基準クロックを計数す
る遅れ時間カウンタと、 前記第１のラッチ回路のラッチと同じタイミングで前記
遅れ時間カウンタの計数値をラッチする第２のラッチ回
路と、 前記第２のラッチ回路がラッチした遅れ時間に前記電流
制御部の演算周期を加算する第１の加算器と、 前記速度演算部の速度検出値に前記加算器の出力を乗算
して検出遅れ位相を求める乗算器と、 前記乗算器と前記第１のラッチ回路の両出力を加算して
誘導機のロータ位相角推定値を求める第２の加算器と、 前記すべり演算部のすべり周波数出力を前記演算周期毎
に積分してすべり位相角を求める積分器と、 前記第２の加算器のロータ位相角推定値と前記積分器の
すべり位相角を加算して前記基準位相θ1を求める第３
の加算器と、を備えたことを特徴とする可変速駆動装
置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06070317A JP3111798B2 (ja) | 1994-04-08 | 1994-04-08 | 可変速駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP06070317A JP3111798B2 (ja) | 1994-04-08 | 1994-04-08 | 可変速駆動装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH07284300A JPH07284300A (ja) | 1995-10-27 |
| JP3111798B2 true JP3111798B2 (ja) | 2000-11-27 |
Family
ID=13427961
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP06070317A Expired - Fee Related JP3111798B2 (ja) | 1994-04-08 | 1994-04-08 | 可変速駆動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3111798B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09131098A (ja) | 1995-10-30 | 1997-05-16 | Hitachi Ltd | 電気車の制御装置 |
| US6972534B1 (en) * | 2004-09-03 | 2005-12-06 | General Motors Corporation | Delay compensation for stable current regulation when using variable-delay random PWM switching |
| JP5886117B2 (ja) * | 2012-04-22 | 2016-03-16 | 株式会社デンソー | 交流電動機の制御装置 |
-
1994
- 1994-04-08 JP JP06070317A patent/JP3111798B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH07284300A (ja) | 1995-10-27 |
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