JPH09247999A - 可変速駆動装置 - Google Patents
可変速駆動装置Info
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- JPH09247999A JPH09247999A JP8048617A JP4861796A JPH09247999A JP H09247999 A JPH09247999 A JP H09247999A JP 8048617 A JP8048617 A JP 8048617A JP 4861796 A JP4861796 A JP 4861796A JP H09247999 A JPH09247999 A JP H09247999A
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- speed
- component
- time
- rotor
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 誘導機の基準位相検出遅れを無くすのに、速
度演算する前の位相カウンタ等の値を利用するとカウン
タやラッチ回路等の計測回路を必要とする。 【解決手段】 エンコーダ１０のパルスを位相カウンタ
１１で計数し、この間にタイマ１３が基準クロックを計
数し、両信号から速度制御演算周期毎に速度演算部１４
でロータ速度を求めてベクトル制御するにおいて、速度
演算部１４の検出出力を積分器１１２で積分することで
最新の計測時刻におけるロータの位相成分を求め、この
位相成分と誘導機の速度検出周期の直前のパルス発生時
刻における位相カウンタ１１の計測位相との差分を位相
誤差として減算器１１３に得、これを加算器１１４によ
り基準位相演算のための積分器８2の積分出力に加算
し、位相誤差補償を行う。
度演算する前の位相カウンタ等の値を利用するとカウン
タやラッチ回路等の計測回路を必要とする。 【解決手段】 エンコーダ１０のパルスを位相カウンタ
１１で計数し、この間にタイマ１３が基準クロックを計
数し、両信号から速度制御演算周期毎に速度演算部１４
でロータ速度を求めてベクトル制御するにおいて、速度
演算部１４の検出出力を積分器１１２で積分することで
最新の計測時刻におけるロータの位相成分を求め、この
位相成分と誘導機の速度検出周期の直前のパルス発生時
刻における位相カウンタ１１の計測位相との差分を位相
誤差として減算器１１３に得、これを加算器１１４によ
り基準位相演算のための積分器８2の積分出力に加算
し、位相誤差補償を行う。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、誘導機をベクトル
制御する可変速駆動装置に係り、特に誘導機のロータ速
度とすべり周波数からベクトル制御の基準（励磁軸）位
相を検出する回路に関する。
制御する可変速駆動装置に係り、特に誘導機のロータ速
度とすべり周波数からベクトル制御の基準（励磁軸）位
相を検出する回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図４は、誘導電動機のすべり周波数形ベ
クトル制御装置の構成例を示す。
クトル制御装置の構成例を示す。
【０００３】速度制御アンプ１は、速度指令Ｎ＊と電動
機のロータの速度検出値ωrとを比較し、その偏差の比
例・積分演算を行い、トルク電流指令ＩT＊として出力
する。
機のロータの速度検出値ωrとを比較し、その偏差の比
例・積分演算を行い、トルク電流指令ＩT＊として出力
する。
【０００４】電流制御アンプ２1、２2は、ベクトル制御
の励磁電流指令Ｉ0＊及びトルク電流指令ＩT＊をそれぞ
れ指令とし、電源周波数に同期して回転する直交２相回
転座標系上の励磁軸電流成分の検出値Ｉ1d及びトルク軸
電流成分の検出値Ｉ1qとを比較し、その偏差の比例・積
分演算を行い、該直交２相回転座標系上の電圧指令
Ｖ1d、Ｖ1qとして出力する。
の励磁電流指令Ｉ0＊及びトルク電流指令ＩT＊をそれぞ
れ指令とし、電源周波数に同期して回転する直交２相回
転座標系上の励磁軸電流成分の検出値Ｉ1d及びトルク軸
電流成分の検出値Ｉ1qとを比較し、その偏差の比例・積
分演算を行い、該直交２相回転座標系上の電圧指令
Ｖ1d、Ｖ1qとして出力する。
【０００５】座標変換部３は、２相の電圧指令Ｖ1d、Ｖ
1qを３相固定座標系の電圧Ｖu、Ｖv、Ｖwに２相／３相
座標変換を行う。
1qを３相固定座標系の電圧Ｖu、Ｖv、Ｖwに２相／３相
座標変換を行う。
【０００６】ＰＷＭインバータ４は、電圧Ｖu、Ｖv、Ｖ
wを指令として、これに相当するＰＷＭ波形の電圧を誘
導電動機５に供給する。
wを指令として、これに相当するＰＷＭ波形の電圧を誘
導電動機５に供給する。
【０００７】座標変換部６は、電流検出器７で検出する
誘導電動機５の固定座標系の３相電流を２相回転座標系
の電流Ｉ1d，Ｉ1qに３相／２相座標変換を行う。
誘導電動機５の固定座標系の３相電流を２相回転座標系
の電流Ｉ1d，Ｉ1qに３相／２相座標変換を行う。
【０００８】基準位相演算部８は、座標変換部３、６で
の座標変換に必要な基準位相θ1を発生する。
の座標変換に必要な基準位相θ1を発生する。
【０００９】すべり演算部９は、励磁電流指令Ｉ0＊と
トルク電流指令ＩT＊と誘導電動機５の二次抵抗Ｒ2及び
励磁インダクタンスＭからすべり周波数成分ωslipを求
める。基準位相演算部８では、このすべり周波数成分ω
slipに速度検出値ωrを加算して電源角周波数ω1を求
め、これを積分して基準位相（励磁軸位相）θ1を求め
る。
トルク電流指令ＩT＊と誘導電動機５の二次抵抗Ｒ2及び
励磁インダクタンスＭからすべり周波数成分ωslipを求
める。基準位相演算部８では、このすべり周波数成分ω
slipに速度検出値ωrを加算して電源角周波数ω1を求
め、これを積分して基準位相（励磁軸位相）θ1を求め
る。
【００１０】誘導電動機５のロータ速度検出は、誘導電
動機５に軸結合されるロータリーエンコーダ１０に回転
速度に比例した周波数のパルスを得、前回の速度検出時
刻と今回の速度制御時刻の近くの間のパルス差を位相カ
ウンタ１１でカウント（演算周期の１周期分）してロー
タ回転位相差Δθrに変換し、基準クロック１２よりの
基準パルスから時間計測タイマ１３によりパルス発生時
刻を求め、上記パルス差に対応する時間差ｔnを求め、
この期間ｔn間の回転位相Δθrから速度演算部１４がロ
ータ速度ωrを演算する。
動機５に軸結合されるロータリーエンコーダ１０に回転
速度に比例した周波数のパルスを得、前回の速度検出時
刻と今回の速度制御時刻の近くの間のパルス差を位相カ
ウンタ１１でカウント（演算周期の１周期分）してロー
タ回転位相差Δθrに変換し、基準クロック１２よりの
基準パルスから時間計測タイマ１３によりパルス発生時
刻を求め、上記パルス差に対応する時間差ｔnを求め、
この期間ｔn間の回転位相Δθrから速度演算部１４がロ
ータ速度ωrを演算する。
【００１１】以上の構成において、各部の制御・演算に
は、アナログ的に制御・演算を行う場合もあるが、制御
・演算の精度を高めるために、マイクロコンピュータを
使ってディジタル的に行うものが多い。
は、アナログ的に制御・演算を行う場合もあるが、制御
・演算の精度を高めるために、マイクロコンピュータを
使ってディジタル的に行うものが多い。
【００１２】このディジタル制御・演算を行うにおい
て、各部は制御・演算周期により図中に一点鎖線で分け
て示すように、大きくは２種類に分けられる。すなわ
ち、電流を制御する電流制御系と、速度制御やすべり演
算を行う速度制御系に分けられ、通常は速度制御系が１
〜５ｍｓ程度の制御・演算周期であるのに対し、電流制
御系が約１桁短い１００〜５００μｓ程度の制御・演算
周期にされる。
て、各部は制御・演算周期により図中に一点鎖線で分け
て示すように、大きくは２種類に分けられる。すなわ
ち、電流を制御する電流制御系と、速度制御やすべり演
算を行う速度制御系に分けられ、通常は速度制御系が１
〜５ｍｓ程度の制御・演算周期であるのに対し、電流制
御系が約１桁短い１００〜５００μｓ程度の制御・演算
周期にされる。
【００１３】
【発明が解決しようとする課題】従来の基準位相演算部
８で求める基準位相θ1は、実際の誘導機のロータ位相
との間に誤差が発生することがあり、ベクトル制御精度
を低下させることがある。この理由を以下に詳細に説明
する。
８で求める基準位相θ1は、実際の誘導機のロータ位相
との間に誤差が発生することがあり、ベクトル制御精度
を低下させることがある。この理由を以下に詳細に説明
する。
【００１４】先ず、説明の都合上、基準位相演算部８を
図５に示すように、一次速度ω1を積分するのに代え
て、すべり周波数成分ωslipとロータ速度ωrを加算す
る前に積分しておく２個の積分器で置き換えたもので説
明する。
図５に示すように、一次速度ω1を積分するのに代え
て、すべり周波数成分ωslipとロータ速度ωrを加算す
る前に積分しておく２個の積分器で置き換えたもので説
明する。
【００１５】図６は、１１〜１４からなる速度検出部の
動作例を示す。同図中、（ａ）には基準クロック１２の
クロックを、（ｂ）には時間計測タイマ１３のカウント
値を、（ｃ）にはロータリーエンコーダ１０の出力パル
スのエッジを、（ｄ）には位相カウンタ１１のカウント
値を示す。
動作例を示す。同図中、（ａ）には基準クロック１２の
クロックを、（ｂ）には時間計測タイマ１３のカウント
値を、（ｃ）にはロータリーエンコーダ１０の出力パル
スのエッジを、（ｄ）には位相カウンタ１１のカウント
値を示す。
【００１６】また、（ｅ）にはマイクロコンピュータの
演算になる速度制御系の速度制御・演算周期ｎ−１、
ｎ、ｎ＋１を、（ｆ）には電流制御系の電流制御・演算
周期ｉ、ｉ＋１、ｉ＋２、ｉ＋３を示す。
演算になる速度制御系の速度制御・演算周期ｎ−１、
ｎ、ｎ＋１を、（ｆ）には電流制御系の電流制御・演算
周期ｉ、ｉ＋１、ｉ＋２、ｉ＋３を示す。
【００１７】図示の速度制御・演算周期ｎでは、速度演
算周期程度前のあるエッジパルスから周期ｎの開始時刻
の直前までのエッジパルス間の位相差Δθｎと、その間
の計測時間ｔnから速度［ωr］nを演算し、この演算結
果を矢印のタイミングで出力する。
算周期程度前のあるエッジパルスから周期ｎの開始時刻
の直前までのエッジパルス間の位相差Δθｎと、その間
の計測時間ｔnから速度［ωr］nを演算し、この演算結
果を矢印のタイミングで出力する。
【００１８】また、この速度検出値より、速度制御アン
プ１はトルク電流指令［ＩT＊］nを演算し、この演算結
果を太い矢印のタイミングで出力する。
プ１はトルク電流指令［ＩT＊］nを演算し、この演算結
果を太い矢印のタイミングで出力する。
【００１９】したがって、計測期間ｔnの平均速度が該
矢印で示す時点で検出されることになり、速度検出に時
間遅れが存在する。
矢印で示す時点で検出されることになり、速度検出に時
間遅れが存在する。
【００２０】次に、図７を参照してロータ位相誤差の発
生態様を説明する。同図の（ａ）には実際の測定速度
（実線）と前述の検出遅れを含む速度検出値（破線）で
示す。また、（ｂ）には実際の誘導機のロータ位相（実
線）と図５の等価回路での速度ωrの積分値θr（破線）
を示す。
生態様を説明する。同図の（ａ）には実際の測定速度
（実線）と前述の検出遅れを含む速度検出値（破線）で
示す。また、（ｂ）には実際の誘導機のロータ位相（実
線）と図５の等価回路での速度ωrの積分値θr（破線）
を示す。
【００２１】図示のように、回転速度の変動が生じた場
合、速度検出の遅れ時間中でも、電流制御演算周期毎に
変化前の速度検出値を用いてロータ位相の積分演算は実
行されている。ここで、検出遅れ時間中は速度の誤差に
より、実際のロータ位相と積分演算によ求めた制御基準
ロータ位相θrとの間には、変化の傾きに差が生じる。
合、速度検出の遅れ時間中でも、電流制御演算周期毎に
変化前の速度検出値を用いてロータ位相の積分演算は実
行されている。ここで、検出遅れ時間中は速度の誤差に
より、実際のロータ位相と積分演算によ求めた制御基準
ロータ位相θrとの間には、変化の傾きに差が生じる。
【００２２】速度検出後には実速度と同一の速度検出と
なるため、再びこの位相の傾きは実際の位相の傾きと同
一となる。ところが、検出遅れ時間内に速度の誤差を積
分したために発生した位相誤差は積分されたままオフセ
ット成分として残ってしまう。
なるため、再びこの位相の傾きは実際の位相の傾きと同
一となる。ところが、検出遅れ時間内に速度の誤差を積
分したために発生した位相誤差は積分されたままオフセ
ット成分として残ってしまう。
【００２３】このように、速度検出遅れ時間の存在によ
り、速度変化があると、実際のロータ位相と制御内部で
演算したロータ位相とに位相誤差成分が発生してしま
う。
り、速度変化があると、実際のロータ位相と制御内部で
演算したロータ位相とに位相誤差成分が発生してしま
う。
【００２４】すべり周波数制御を行う間接型のベクトル
制御は、励磁電流とトルク電流成分、及びすべり周波数
をベクトル制御条件が成立するように出力することによ
り、基準軸と実際の磁束軸を一致させるように制御を行
う。
制御は、励磁電流とトルク電流成分、及びすべり周波数
をベクトル制御条件が成立するように出力することによ
り、基準軸と実際の磁束軸を一致させるように制御を行
う。
【００２５】可変速駆動装置は、制御基準軸に磁束軸が
一致しているものと仮定の基に、これに直交するトルク
電流成分を出力する。ところが、実際のロータ位相と制
御上のロータ位相とにずれが存在すると、異なったトル
ク電流成分を流すことになり、トルク誤差が発生してし
まう。
一致しているものと仮定の基に、これに直交するトルク
電流成分を出力する。ところが、実際のロータ位相と制
御上のロータ位相とにずれが存在すると、異なったトル
ク電流成分を流すことになり、トルク誤差が発生してし
まう。
【００２６】この速度検出の遅れが数ｍｓ程度であって
も、位相誤差成分は積分されてオフセット成分として残
るため、加減速の激しいサーボ等の用途では無視できな
いトルク誤差の要因となる。
も、位相誤差成分は積分されてオフセット成分として残
るため、加減速の激しいサーボ等の用途では無視できな
いトルク誤差の要因となる。
【００２７】この誘導機の基準位相検出遅れを無くして
制御精度を高めるため、専用の位相計測回路と補正用の
時刻タイマを用いて位相誤差成分を抑制する方式を本願
出願人は既に提案している（特開平７−２８４３００号
公報）。
制御精度を高めるため、専用の位相計測回路と補正用の
時刻タイマを用いて位相誤差成分を抑制する方式を本願
出願人は既に提案している（特開平７−２８４３００号
公報）。
【００２８】この方式は、図８に示すようになり、速度
演算周期よりも高速になる電流制御部の演算周期で位相
カウンタ１１の値をラッチ回路２１にラッチして速度変
動が生じた場合の位相変化を検出しておき、位相カウン
タ１１によるエッジ検出が発生する毎にゼロにリセット
され、その時点から基準クロックを計数する遅れ時間カ
ウンタ２２により前回のパルスエッジ検出から次の電流
制御演算周期までの位相カウンタ１１の検出遅れを遅れ
時間Δｔとして計数し、これをラッチ回路２３にラッチ
回路２１のラッチと同じタイミングでラッチし、その間
のロータ位相角変化に相当する遅れ時間の推定値を得
る。
演算周期よりも高速になる電流制御部の演算周期で位相
カウンタ１１の値をラッチ回路２１にラッチして速度変
動が生じた場合の位相変化を検出しておき、位相カウン
タ１１によるエッジ検出が発生する毎にゼロにリセット
され、その時点から基準クロックを計数する遅れ時間カ
ウンタ２２により前回のパルスエッジ検出から次の電流
制御演算周期までの位相カウンタ１１の検出遅れを遅れ
時間Δｔとして計数し、これをラッチ回路２３にラッチ
回路２１のラッチと同じタイミングでラッチし、その間
のロータ位相角変化に相当する遅れ時間の推定値を得
る。
【００２９】そして、この遅れ時間Δｔに電流制御部の
演算周期ｔacrを加算器２４で加算し、乗算器２５によ
り速度演算部１４の速度検出値に加算器２４の出力を乗
算してロータ位相角の検出遅れ位相を求め、これを加算
器２６によりラッチ回路２１からの最新のロータ位相角
に加算することにより、検出遅れを無くしたロータ位相
角変化量を求め、これに加算器２８ですべり位相角θ
slipを加算して基準位相θ1を求める。
演算周期ｔacrを加算器２４で加算し、乗算器２５によ
り速度演算部１４の速度検出値に加算器２４の出力を乗
算してロータ位相角の検出遅れ位相を求め、これを加算
器２６によりラッチ回路２１からの最新のロータ位相角
に加算することにより、検出遅れを無くしたロータ位相
角変化量を求め、これに加算器２８ですべり位相角θ
slipを加算して基準位相θ1を求める。
【００３０】この改善された速度検出方式では、速度制
御系より上位の電流制御系という短い周期で補正演算を
行っているため、速度検出回路の他に位相補正用の専用
の計測回路が必要となる。
御系より上位の電流制御系という短い周期で補正演算を
行っているため、速度検出回路の他に位相補正用の専用
の計測回路が必要となる。
【００３１】本発明の目的は、位相誤差専用の計測回路
を不要にしながら速度検出の位相誤差成分を抑制できる
可変速駆動装置を提供することにある。
を不要にしながら速度検出の位相誤差成分を抑制できる
可変速駆動装置を提供することにある。
【００３２】
【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題の解
決を図るため、誘導機の速度に比例した周波数のパルス
を計数してロータの位相を計測する位相カウンタと、基
準クロックを計数して前記カウンタの計数時間を求める
タイマと、誘導機の速度検出周期の直前のパルス発生時
刻に前記位相カウンタの位相とタイマの時刻を計測し、
前回の計測値との差分から速度演算を行う速度演算部
と、前記速度演算部の検出速度を積算して求めた回転位
相成分、又は検出速度とすべり速度を加算した電源角周
波数を積算して求めた基準位相成分からトルク電流指令
に従って誘導機の電流制御出力を得る電流制御系とを備
えたベクトル制御方式の可変速駆動装置において、前記
速度演算部の演算結果を積分することにより最新の計測
時刻におけるロータの位相成分を求める積分器と、前記
積分器からの位相成分と前記速度演算部で計測する位相
との差分を求める減算器と、前記減算器の出力を前記回
転位相成分又は基準位相成分に位相誤差補償分として加
算する加算器とを備えたことを特徴とする。
決を図るため、誘導機の速度に比例した周波数のパルス
を計数してロータの位相を計測する位相カウンタと、基
準クロックを計数して前記カウンタの計数時間を求める
タイマと、誘導機の速度検出周期の直前のパルス発生時
刻に前記位相カウンタの位相とタイマの時刻を計測し、
前回の計測値との差分から速度演算を行う速度演算部
と、前記速度演算部の検出速度を積算して求めた回転位
相成分、又は検出速度とすべり速度を加算した電源角周
波数を積算して求めた基準位相成分からトルク電流指令
に従って誘導機の電流制御出力を得る電流制御系とを備
えたベクトル制御方式の可変速駆動装置において、前記
速度演算部の演算結果を積分することにより最新の計測
時刻におけるロータの位相成分を求める積分器と、前記
積分器からの位相成分と前記速度演算部で計測する位相
との差分を求める減算器と、前記減算器の出力を前記回
転位相成分又は基準位相成分に位相誤差補償分として加
算する加算器とを備えたことを特徴とする。
【００３３】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の一実施形態を示
す構成図であり、図４と同じ部分は同一符号で示す。
す構成図であり、図４と同じ部分は同一符号で示す。
【００３４】回路要素１０１〜１１１は、速度演算部１
４の機能を実現するための回路構成（又はソフトウェア
構成）を示す。ラッチ回路１０１は位相カウンタ１１か
らのパルス発生時刻ｋ毎にタイマ１３の出力時刻をラッ
チし、ラッチ回路１０２はタイマ１３から得る速度検出
周期ｊ毎にラッチ回路１０１の出力をラッチする。これ
らラッチ回路１０１と１０２の縦続接続により、制御周
期ｊの直前のパルス発生時の時刻ｔkを保持する。
４の機能を実現するための回路構成（又はソフトウェア
構成）を示す。ラッチ回路１０１は位相カウンタ１１か
らのパルス発生時刻ｋ毎にタイマ１３の出力時刻をラッ
チし、ラッチ回路１０２はタイマ１３から得る速度検出
周期ｊ毎にラッチ回路１０１の出力をラッチする。これ
らラッチ回路１０１と１０２の縦続接続により、制御周
期ｊの直前のパルス発生時の時刻ｔkを保持する。
【００３５】同様に、ラッチ回路１０３と１０４は、ラ
ッチ回路１０２の出力をパルス発生時刻ｋ及び速度検出
周期ｊ毎にラッチすることで前回の速度検出周期（ｊ−
１）の直前に発生したパルスの発生時刻ｔk-1を保持す
る。
ッチ回路１０２の出力をパルス発生時刻ｋ及び速度検出
周期ｊ毎にラッチすることで前回の速度検出周期（ｊ−
１）の直前に発生したパルスの発生時刻ｔk-1を保持す
る。
【００３６】減算器１０５は、ラッチ回路１０２と１０
４が保持する時刻ｔkとｔk-1の差分を得ることでタイマ
１３の周期ｊ毎の計測時間ｔnを得る。
４が保持する時刻ｔkとｔk-1の差分を得ることでタイマ
１３の周期ｊ毎の計測時間ｔnを得る。
【００３７】以上の計測回路と同様に、ラッチ回路１０
６〜１０９と減算器１１０により周期ｊ毎の出力位相変
化Δθrを得る。
６〜１０９と減算器１１０により周期ｊ毎の出力位相変
化Δθrを得る。
【００３８】割算器１１１は、計測時間ｔnと出力位相
Δθrとを割算することにより、周期ｊ毎の検出速度ω
ｒ（ｊ）を得る。
Δθrとを割算することにより、周期ｊ毎の検出速度ω
ｒ（ｊ）を得る。
【００３９】これら速度検出回路によるタイムチャート
を図２に示し、図６の項目と対応付けて示す。図２にお
いて、現在の速度検出周期をｊの時刻とする。（ｂ）
は、基準クロックをカウントしたタイマの値ｔk、ｔk-1
であり速度検出周期Ｔasr毎のサンプル信号を発生する
ためＴasrを最大値とする三角波の形状となる。（ｃ）
は、エンコーダ１０のパルスエッジを示し、（ｄ）はエ
ンコーダパルスを位相カウンタ１１で積算した回転位相
を示す。
を図２に示し、図６の項目と対応付けて示す。図２にお
いて、現在の速度検出周期をｊの時刻とする。（ｂ）
は、基準クロックをカウントしたタイマの値ｔk、ｔk-1
であり速度検出周期Ｔasr毎のサンプル信号を発生する
ためＴasrを最大値とする三角波の形状となる。（ｃ）
は、エンコーダ１０のパルスエッジを示し、（ｄ）はエ
ンコーダパルスを位相カウンタ１１で積算した回転位相
を示す。
【００４０】このタイマと位相カウンタの出力をパルス
発生周期ｋ毎にラッチ回路１０１と１０６にラッチし、
さらにラッチ回路１０２と１０７で速度検出周期ｊ毎に
ラッチすると、ラッチ回路１０２、１０７の出力は、図
２の（ｂ）と（ｄ）に示すように、ｊの直前に発生した
パルスｋに関するデータが選択されて計測され、次のｊ
＋１時刻まで保持される。
発生周期ｋ毎にラッチ回路１０１と１０６にラッチし、
さらにラッチ回路１０２と１０７で速度検出周期ｊ毎に
ラッチすると、ラッチ回路１０２、１０７の出力は、図
２の（ｂ）と（ｄ）に示すように、ｊの直前に発生した
パルスｋに関するデータが選択されて計測され、次のｊ
＋１時刻まで保持される。
【００４１】同様に、ラッチ回路１０３と１０４及び１
０８と１０９により、エッジパルスｋ−１のタイミング
での前回の速度検出周期（ｊ−１）の直前に発生したパ
ルスのデータを保持することができる。
０８と１０９により、エッジパルスｋ−１のタイミング
での前回の速度検出周期（ｊ−１）の直前に発生したパ
ルスのデータを保持することができる。
【００４２】このように、ｋ−１とｋの時刻の位相差と
時間差から周期Ｔasrの平均速度が演算できる。実際に
は、周期Ｔasrの時間差を考慮して
時間差から周期Ｔasrの平均速度が演算できる。実際に
は、周期Ｔasrの時間差を考慮して
【００４３】
【数１】ΔＴ＝ｔ（ｋ）−ｔ（ｋ−１）＋Ｔasr から求める。しかし、この速度検出演算は、ｊ〜（ｊ−
１）の間に行われるため、速度演算結果の出力時刻には
（ｋ−１）〜ｋの計測期間からの時間的な遅れが発生す
る。
１）の間に行われるため、速度演算結果の出力時刻には
（ｋ−１）〜ｋの計測期間からの時間的な遅れが発生す
る。
【００４４】このため、実際の計測対象の回転位相は、
実線で示すθrのように変化するのに対し、速度検出結
果を積分した位相θr＊（破線）のような位相となり、
速度の変化時に位相の誤差が発生する。
実線で示すθrのように変化するのに対し、速度検出結
果を積分した位相θr＊（破線）のような位相となり、
速度の変化時に位相の誤差が発生する。
【００４５】このような誤差を抑制するためには、位相
誤差成分を検出し、速度検出演算などの時間がかかる演
算を介することなく、検出直後に位相データに補償を加
えれば、時間遅れによる位相誤差が抑制できる。
誤差成分を検出し、速度検出演算などの時間がかかる演
算を介することなく、検出直後に位相データに補償を加
えれば、時間遅れによる位相誤差が抑制できる。
【００４６】そこで、本実施形態では、回路要素１１２
〜１１４を設ける。なお、基準位相演算部は、図５の場
合で示すように、一次速度ω1を積分するのに代えて、
すべり周波数成分ωslipとロータ速度ωrを加算する前
に積分器８1，８2で積分しておき、加算器８3で加算す
る場合である。
〜１１４を設ける。なお、基準位相演算部は、図５の場
合で示すように、一次速度ω1を積分するのに代えて、
すべり周波数成分ωslipとロータ速度ωrを加算する前
に積分器８1，８2で積分しておき、加算器８3で加算す
る場合である。
【００４７】積分器１１２は、計測されるパルス発生時
刻ｋにおける速度検出ωr（ｊ）を積分した位相（図２
のθrk＊）を求める。
刻ｋにおける速度検出ωr（ｊ）を積分した位相（図２
のθrk＊）を求める。
【００４８】減算器１１３は、積分器１１２で求める位
相と位相カウンタ１１からの実際の回転位相との差分を
求め、この差分が位相誤差成分となる。位相カウンタ１
１からの実際の回転位相としてラッチ回路１０７に得る
周期ｊ毎の回転位相θkを利用する。
相と位相カウンタ１１からの実際の回転位相との差分を
求め、この差分が位相誤差成分となる。位相カウンタ１
１からの実際の回転位相としてラッチ回路１０７に得る
周期ｊ毎の回転位相θkを利用する。
【００４９】加算器１１４は、減算器１１３で求める位
相誤差成分を基準位相演算部の積分器８2で求める位相
θr＊に加算することにより位相誤差補正を行う。
相誤差成分を基準位相演算部の積分器８2で求める位相
θr＊に加算することにより位相誤差補正を行う。
【００５０】本実施形態では、速度制御周期毎に１回の
み位相誤差補正するものであり、図８の電流制御周期毎
の補正に比べ、補正時間の間隔が長くなるが、計測回路
が不要となって安価に簡易的な位相誤差補償ができる。
み位相誤差補正するものであり、図８の電流制御周期毎
の補正に比べ、補正時間の間隔が長くなるが、計測回路
が不要となって安価に簡易的な位相誤差補償ができる。
【００５１】この補償により、誘導機の速度急変時にも
ベクトル制御の磁束制御が正確に行えるようになり、ト
ルク制御精度が向上すると共に、トルク誤差による不安
定現象も抑制することができる。
ベクトル制御の磁束制御が正確に行えるようになり、ト
ルク制御精度が向上すると共に、トルク誤差による不安
定現象も抑制することができる。
【００５２】図３は、本発明の他の実施形態を示し、図
４の位相演算部８に得る基準位相θ1に減算器１１３か
らの位相誤差補償分を加算するものであり、図１の実施
形態の場合とは機能的には同等になるが、演算量を減ら
すことができる。
４の位相演算部８に得る基準位相θ1に減算器１１３か
らの位相誤差補償分を加算するものであり、図１の実施
形態の場合とは機能的には同等になるが、演算量を減ら
すことができる。
【００５３】
【発明の効果】以上のとおり、本発明によれば、速度検
出周期毎に得る位相カウンタの回転位相を利用して、速
度演算結果の積分で得る位相成分を補正することで速度
検出による位相誤差補償を行うようにしたため、従来の
位相誤差補償のための計測回路を不要にする効果があ
る。
出周期毎に得る位相カウンタの回転位相を利用して、速
度演算結果の積分で得る位相成分を補正することで速度
検出による位相誤差補償を行うようにしたため、従来の
位相誤差補償のための計測回路を不要にする効果があ
る。
【図１】本発明の一実施形態を示す装置構成図。
【図２】実施形態の速度検出タイムチャート。
【図３】本発明の他の実施形態を示す装置構成図。
【図４】従来のベクトル制御の構成例。
【図５】基準位相演算部の等価回路。
【図６】従来の速度・位相検出タイムチャート。
【図７】従来の位相検出態様図。
【図８】位相誤差補償した従来の装置構成図。
１…速度制御アンプ ２1、２2…電流制御アンプ ３、６…座標変換部 ９…すべり演算部 １１…位相カウンタ １３…時間計測タイマ １４…速度演算部 １０１〜１０４、１０６〜１０９…ラッチ回路 １０５、１１０…減算器 １１１…割算器 １１２…積分器 １１３…減算器 １１４…加算器
Claims (1)
- 【請求項１】 誘導機の速度に比例した周波数のパルス
を計数してロータの位相を計測する位相カウンタと、基
準クロックを計数して前記カウンタの計数時間を求める
タイマと、誘導機の速度検出周期の直前のパルス発生時
刻に前記位相カウンタの位相とタイマの時刻を計測し、
前回の計測値との差分から速度演算を行う速度演算部
と、前記速度演算部の検出速度を積算して求めた回転位
相成分、又は検出速度とすべり速度を加算した電源角周
波数を積算して求めた基準位相成分からトルク電流指令
に従って誘導機の電流制御出力を得る電流制御系とを備
えたベクトル制御方式の可変速駆動装置において、 前記速度演算部の演算結果を積分することにより最新の
計測時刻におけるロータの位相成分を求める積分器と、 前記積分器からの位相成分と前記速度演算部で計測する
位相との差分を求める減算器と、 前記減算器の出力を前記回転位相成分又は基準位相成分
に位相誤差補償分として加算する加算器とを備えたこと
を特徴とする可変速駆動装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8048617A JPH09247999A (ja) | 1996-03-06 | 1996-03-06 | 可変速駆動装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8048617A JPH09247999A (ja) | 1996-03-06 | 1996-03-06 | 可変速駆動装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH09247999A true JPH09247999A (ja) | 1997-09-19 |
Family
ID=12808381
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8048617A Pending JPH09247999A (ja) | 1996-03-06 | 1996-03-06 | 可変速駆動装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH09247999A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002050993A1 (fr) * | 2000-12-18 | 2002-06-27 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Procede de correction d'estimation de vitesse d'un moteur a induction et dispositif associe |
| US9024568B2 (en) | 2011-06-02 | 2015-05-05 | Ricoh Company, Ltd. | Motor speed controller and control method |
-
1996
- 1996-03-06 JP JP8048617A patent/JPH09247999A/ja active Pending
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2002050993A1 (fr) * | 2000-12-18 | 2002-06-27 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Procede de correction d'estimation de vitesse d'un moteur a induction et dispositif associe |
| US6909257B2 (en) | 2000-12-18 | 2005-06-21 | Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki | Method and device for correcting estimated speed of induction motor and its device |
| US9024568B2 (en) | 2011-06-02 | 2015-05-05 | Ricoh Company, Ltd. | Motor speed controller and control method |
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