CN1077065A

CN1077065A - 电力变换装置

Info

Publication number: CN1077065A
Application number: CN93101043A
Authority: CN
Inventors: 荒木博司
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 1992-03-09
Filing date: 1993-02-11
Publication date: 1993-10-06
Anticipated expiration: 2013-02-11
Also published as: CN1032725C; JPH05260781A; KR930020828A; KR960005691B1; US5400240A; TW215499B

Abstract

本发明目的在于获得一种可减小因取样控制运算的取样频率而引起的低频电压失真，达到无噪声的电力变换装置。故而具有：对取样控制运算中得到的交流电压相位角θ₁在其频率比取样控制运算的取样频率高的周期中进行相位校正的相位校正器30；根据该相位校正后的交流电压相位角θ将取样控制运算中得到的旋转座标系的d轴电压指令值V_1d及q 轴电压指令值V_1q座标变换为3相瞬时交流电压指令值V_1U、V_1V、V_1W的2轴—3相变换器7。

Description

本发明涉及电力变换装置，特别涉及能减小由取样控制运算的运算周期（取样频率）所引起的低频波电压失真的PWM电力变换装置。

图4示出的是已有的PWM电力变换装置的构成图。图中，1是由开关元件构成的可变电压、可变频率的电力变换器，将通常的直流电力变换为所需电压、频率送给感应电动机2的定子绕线。3是检测感应电动机2转子角速度ω_r的转子角速度检测器。4u、4v、4w分别是检测经电力变换器1流过感应电动机2定子绕线的3相交流电流I_1U、I_1V、I_1W的电流检测器，5是3相-2相变换器，通过该3相-2相变换器5将各个电流检测器4u、4v、4w来的3相交流电流I_1U、I_1V、I_1W变换为与感应电动机2定子绕线所加交流电压的频率ω₁同步旋转的2轴旋转座标系（d-q座标系）中的值，即定子绕线电流I_1d、I_1q。

6是由d-q座标系中的定子绕线电流I_1d、I_1q与定子绕线电压V_1d、V_1q算出与感应电动机2的转子（未图示）交链的磁通Φ_2d、Φ_2q（未图示）的磁通运算器，7是将d-q座标系的2轴电压指令值即定子绕线电压V_1d、V_1q变换为实际的3相瞬时交流电压指令值I_1U、I_1V、I_1W的2轴-3相变换器。8是d轴电流控制器，用以对定子绕线电流d轴分量指令值I_1d＊与其实际值I_1d的差进行例如比例积分运算而致使按照指令值的电流流过。

9相同是q轴电流控制器，用以对定子绕线电流q轴分量指令值I_1q＊与其实际值I_1q的差进行例如比例积分运算而致使按照指令值的电流流过。10是用来将d轴分量的转子绕线交链磁通（以下称d轴分量磁通）Φ_2d控制为内部发生的d轴分量磁通指令值Φ_2d＊的磁通控制器，11为用来将转子角速度ω_r控制为内部发生的转子角速度指令ω_r＊的速度控制器。

12为由速度控制器11以及磁通运算器6的输出供给的除法器，13为由除法器12的输出供给的系数器，通过这些除法器12以及系数器13算出转差频率指令值ω_s＊。14为d轴分量指令值I_1d＊减去定子绕线电流I_1d的减法器，15为q轴分量指令值I_1q＊减去定子绕线电流I_1q的减法器，16为使转差频率指令值ω_s＊与转子角速度ω_r相加的加法器，17为d轴分量磁通Φ_2d减去d轴分量磁通指令值Φ_2d＊的减法器，18为转子角速度ω_r减去转子（再次指令值）ω_r＊的减法器，19为使加法器16输出积分的积分器。

图5是示出图4电力变换器1具体例的构成图。图中，21为直流电源，22a-22f为与直流电源21连接构成3相各支路的开关元件，23a-23f为分别与各个开关元件22a-22f反向并接的二极管，24为根据如图7所示充当各自相位相差120°的正弦波调制控制信号的3相瞬时交流电压指令值V_1U、V_1V、V_1W对开关元件22a-22f产生各自的调制信号24a-24f而使之通、断控制的调制电路，并使得调制信号24a-24c按其原样送给各开关元件22a-22c，而调制信号24d-24f经反转送给各开关元件22d-22f。

图6是示出图5调制电路24具体例的构成图。图中，25为产生载波（三角波）信号25a的载波发生器，26为载波信号25a分别与3相瞬时交流电压指令值V_1U、V_1V、V_1W，比较产生脉冲宽度调制（PWM）过的图7所示信号26a-26c的比较器。这里，信号26a-26c分别对应于调制信号24a与24d、24b与24e、24c与24f。

以下说明动作，首先说明电流控制。由电力变换器1流到感应电动机2定子绕线的3相交流电流I_1U、I_1V、I_1W分别由电流检测器4u、4v、4w检测，送到3相-2相变换器5。3相-2相变换器5按下式将3相交流电流I_1U、I_1V、I_1W变换为从与加在感应电动机2定子绕线上的3相瞬时交流电压指令值V_1U、V_1V、V_1W的频率同步旋转的2轴正交座标系（d-q座标系）看去的定子绕线电流I_1d、I_1q。

然而在上述（1）式中，θ₁是由积分器19得到的交流电压相位，由θ₁＝∫ω₁dt表示。d轴电流控制器8对定子绕线电流I_1d与定子绕线的d轴电流指令值I_1d＊的差进行比例积分运算，输出定子绕线电压的d轴电压指令值V_1d。同样，对于q轴分量也由q轴电流控制器9对定子绕线电流I_1q与定子绕线的q轴电流指令值I_1q＊的差进行比例积分运算，输出定子绕线电压的q轴电压指令值V_1q。d轴电压指令值V_1d与q轴电压指令值V_1q按照下式经2轴-3相变换器7变换为实际的3相瞬时交流电压指令值V_1U、V_1V、V_1W。

由此得到的3相瞬时交流电压指令值V_1U、V_1V、V_1W送到电力变换器1，对于感应电动机2就可以流所需的电流。

以下说明转差频率控制。若上述电流控制电路系统十分高速地动作就可认为I_1d＊＝I_1d，I_1q＊＝I_1q。这时将定子绕线电流I_1d、I_1q看作输入时感应电动机2系统的状态方程由下式表示。

Φ_2d＝αΦ_1d+ω_sΦ_2q+βI_1d（3）

Φ_2q＝αΦ_1d+ω_sΦ_2q+βI_1q（4）

ω_r＝γ（I_lqΦ_2d-I_1dΦ_2q）（5）

这里，α、β、γ是由感应电动机确定的常数，ω_s为转差频率，即

ω_s＝ω₁-ω_r（6）

现在，若设

ω_s=β (I_1q)/(Φ_2d) （7）

则上述（4）式为

Φ_2q＝αΦ_2q（8）

由于α＜0，故q轴分量磁通Φ_2q随着时间推移而趋近于零。这种时刻之后可认为Φ_2q＝0。而且，由除法器12与系数器13根据上述（7）式计算转差频率ω_s的指令值ω_s＊。再由加法器16使转差频率ω_s的指令值ω_s＊与转子角速度ω_r相加，计算加在感应电动机2定子绕线上的交流电压频率ω₁，由积分器19对该频率ω₁积分求得交流电压相位θ₁，通过该交流电压相位θ₁由2轴-3相变换器7根据上述（2）式进行变换得到3相瞬时交流电压指令值V_1U、V_1V、V_1W，将这送到电力变换器，从而通过电力变换器1将频率ω₁的变流电压加到实际运行中的感应电动机2上。

以下说明磁通控制。若由于上述转差频率控制而使得Φ_2q＝0，则所谓控制磁通就是控制d轴分量磁通Φ_2d。根据上述（3）式由Φ_2q＝0就变为

Φ_2d＝αΦ_2d+βI_1d（9）

因而变成只要对d轴定子绕线电流进行操作就可将d轴分量磁通Φ_2d控制为所需的值。由磁通控制器10对d轴分量磁通指令值Φ_2d＊与d轴分量磁通Φ_2d的差进行比例积分运算输出定子绕线电流指令值I_1d＊。另外，d轴分量磁通Φ_2d的值由磁通运算器6求出。

以下说明速度控制。若由于上述转差频率控制而可控制为Φ_2q＝0，由于磁通控制而控制为Φ_2d＝Φ_2d＊（常数），由上述（5）式变为

ω_r＝γΦ_2d＊I_1q（10）

因而变成只要对q轴定子绕线I_1q进行操作就可将转子角速度ω_r控制为所需的值。由速度控制器11对转子角速度指令值ω_r＊与实测值ω_r的差进行比例运算，输出q轴定子绕线电流I_1q的指令值I_1q＊。

已有的PWM电力变换装置按上述那样构成，为达到感应电动机等负载无噪声，而采用IGBT等高速开关元件使开关频率实现15-20KHz高频时，当然需要使载波（三角波）频率提高到15-20KHz高频，同样还必须使取样控制运算的运算周期速度加快到载波周期。然而，在此之前还受到执行取样控制运算的微处理机能力的限止，而只能以比载波（三角波）频率低的取样频率执行取样控制运算，因而作为正弦波调制控制信号送给电力变换器的3相瞬时交流电压指令值V_1U、V_1V、V_1W如图3中以实线放大所示那样，取样控制运算的结果则为其周期比载波（三角波）25a周期小的取样频率叠加出的阶梯波形，因此存在以下问题，即PWM调制后，调制信号含有因取样频率而引起的低频电压失真，无法达到完全的无噪声，而且为消除噪声若采用噪声滤波器，构成就变得复杂。

本发明正是用来解决这类问题的，因而其目的在于获得一种可减少因取样控制运算的取样频率而引起的低频电压失真，达到负载无噪声的电力变换装置。

本发明的电力变换装置包括：对取样控制运算中所得到的交流电压的相位角在其频率比所述取样控制运算的取样频率高的周期中进行相位校正的相位校正装置;将根据该相位校正后的交流电压相位角在所述取样控制运算中得到的2轴旋转座标系的电压指令值座标变换为3相交流电压指令值的座标变换器。

在本发明中，在例如载波（三角波）的周期中对取样控制运算中所得到的交流电压相位角进行内插，藉此在载波的周期中将2轴的旋转座标系的电压指令值座标变换为多相例如是3相的电压指令值。结果是原来为取样控制运算周期的阶梯波形的3相电压指令值变成其周期实际上与频率比取样频率高的载波（三角波）的周期相同的阶梯波形，从而减小因取样控制运算的取样频率而引起的低频电压失真。

图1示出本发明一实施例的构成图。

图2是本发明一实施例动作说明用的流程图。

图3是与已有例对比说明本发明一实施例动作用的信号波形图。

图4示出以往的PWM电力变换装置的构成图。

图5示出图4中的电力变换器具体例的构成图。

图6示出图5中的调制电路的构成图。

图7是图6中各部分的信号波形图。

实施例1

以下参照附图说明本发明一实施例。图1是示出本发明一实施例的构成图，图中与图4相对应的部分给予同一符号，故省略这重复的说明。图1中，30是设在积分器19与作为座标变换器的2轴-3相变换器之间，对取样控制运算中得到的交流电压相位角在例如载波的周期中进行相位补正的相位校正器。

以下参照图2说明相位校正器30以及2轴-3相变换器7的动作。在例如载波（三角波）的周期中进行插入运算，首先在步骤S1靠相位校正器30判断从积分器19来的交流电压相位θ₁是否经过数字控制运算而更新过，若更新过，则在步骤S2由相位校正器30把相位θ₁初始设定作为θ，若未更新过则在步骤S3由相位校正器30将θ+（ω₁/f_K）设定作为θ进行校正。这里f_K是载波信号的频率。接着在步骤S4由2轴-3相变换器7根据相位校正过的交流电压相位θ，按照下式将d轴电压指令值V_1d，q轴电压指令值V_1q变换为3相瞬时交流电压指令值V_1U、V_1V、V_1W。

接着在步骤S5，2轴-3相变换器7将3相瞬时交流电压指令值V_1U、V_1V、V_1W作为正弦波调制控制信号输出给电力变换器1的调制电路24。因此正弦波调制控制信号即3相瞬时交流电压指令值V_1U、V_1V、V_1W，相对于载波（三角波）25a如图3中用虚线所示的那样，成为具有与载波几乎相同的周期包括有取样频率的阶梯波形。而且由调制电路24的比较器26对该正弦波调制控制信号与载波25a比较，采用由此得到的脉冲宽度调制信号对电力变换器1的各开关元件20a-20f进行PWM控制。

这样，本实施例由于实际上可将叠加在从2轴-3相变换器7来的正弦波调制控制信号上的取样频率提高到近乎载波频率高的频率，因而减少因取样频率而引起的低频电压失真。另外对经这种相位校正的取样频率，若可以减小其低频电压失真，则没有必要提高至载波的频率。

另外，上述实施例是对交流信号3相的场合说明的，但同样可适用于这以上的多相场合，具有同样效果。

综上所述，按照本发明，由于包括对取样控制运算中得到的交流电压相位角在其频率比上述取样控制运算的取样频率高的周期中进行相位校正的相位校正装置;根据该相位校正后的交流电压相位角将上述取样控制运算中所得到的2轴旋转座标系的电压指令值座标变换为多相交流电压指令值的座标变换器，因而具有减少因取样控制运算的取样频率而引起的低频电压失真，使感应电动机等无噪声，且不需要噪声滤波器等使构成简单的效果。

Claims

1、一种电力变换装置，其特征在于包括：

对取样控制运算中得到的交流电压相位角在其频率比所述取样控制运算的取样频率高的周期中进行相位校正的相位校正装置；

根据该相位校正后的交流电压相位角将所述取样控制运算中得到的2轴旋转座标的电压指令值座标变换为多相交流电压指令值的座标变换器。

2、如权利要求1所述的电力变换装置，其特征在于所述相位校正装置是在其频率比取样控制运算的取样频率高的载波周期中对交流电压相位角进行相位校正的。