JP3411462B2 - 電力変換器の制御装置 - Google Patents
電力変換器の制御装置Info
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- H02M7/53875—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only, e.g. single switched pulse inverters in a bridge configuration with automatic control of output voltage or current with analogue control of three-phase output
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Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】この発明は、ＵＰＳ（無停電
電源装置）やＳＩＶのように直流を交流に変換する直流
／交流電力変換回路（以下、インバータと称する。）を
有する電力変換器の制御装置に関するものである。
電源装置）やＳＩＶのように直流を交流に変換する直流
／交流電力変換回路（以下、インバータと称する。）を
有する電力変換器の制御装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】図８は、第７７回〜８１回 パワー・エ
レクトロニクス研究会講演論文集 第１４巻（１９８８
年） ｐ１２８〜１３７に記載された「マトリクス手法
によるＰＷＭインバータの非干渉制御系の構成法」に示
された瞬時制御インバータの制御回路の構成図である。
この制御回路は、電力変換器としてのインバータ１より
出力された３相インバータ出力電流は電流センサ４，
５，６を通してインダクタやコンデンサで構成されるフ
ィルタ２に出力される。そして、このフィルタ２を通し
たインバータ出力は負荷回路３に供給される。
レクトロニクス研究会講演論文集 第１４巻（１９８８
年） ｐ１２８〜１３７に記載された「マトリクス手法
によるＰＷＭインバータの非干渉制御系の構成法」に示
された瞬時制御インバータの制御回路の構成図である。
この制御回路は、電力変換器としてのインバータ１より
出力された３相インバータ出力電流は電流センサ４，
５，６を通してインダクタやコンデンサで構成されるフ
ィルタ２に出力される。そして、このフィルタ２を通し
たインバータ出力は負荷回路３に供給される。
【０００３】尚、電流センサ４，５，６で検出された３
相インバータ出力電流は直流成分として検出されるため
に、３相／ｄｑ軸変換回路１０５で基準周波正相のｄ軸
電流、ｑ軸電流に変換される。
相インバータ出力電流は直流成分として検出されるため
に、３相／ｄｑ軸変換回路１０５で基準周波正相のｄ軸
電流、ｑ軸電流に変換される。
【０００４】負荷回路２に供給されるインバータ１の三
相出力電圧ＶＬｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗは電圧センサ７によ
って検出される。検出された三相出力電圧ＶＬｕ，ＶＬ
ｖ，ＶＬｗは３相／ｄｑ軸変換回路１１４によって基準
周波正相のｄ軸電圧ＶＬｄ，ｑ軸電圧ＶＬｑに変換され
て減算器１１６に入力される。
相出力電圧ＶＬｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗは電圧センサ７によ
って検出される。検出された三相出力電圧ＶＬｕ，ＶＬ
ｖ，ＶＬｗは３相／ｄｑ軸変換回路１１４によって基準
周波正相のｄ軸電圧ＶＬｄ，ｑ軸電圧ＶＬｑに変換され
て減算器１１６に入力される。
【０００５】減算器１１６は、３相／ｄｑ軸変換回路１
１４より出力された基準周波正相のｄ軸電圧ＶＬｄ，ｑ
軸電圧ＶＬｑから電圧指令回路１１５より出力されたＶ
Ｌｄ指令、ＶＬｑ指令をそれぞれ減算して偏差量を求め
る。
１４より出力された基準周波正相のｄ軸電圧ＶＬｄ，ｑ
軸電圧ＶＬｑから電圧指令回路１１５より出力されたＶ
Ｌｄ指令、ＶＬｑ指令をそれぞれ減算して偏差量を求め
る。
【０００６】電圧制御回路１００は減算器１１６で求め
た偏差量に基づき、インバータ１の出力電圧ＶＬｕ，Ｖ
Ｌｖ，ＶＬｗが電圧指令であるＶＬｄ指令、ＶＬｑ指令
通りになるように電流ｄ指令、電流ｑ指令を出力する。
これら電流ｄ指令、電流ｑ指令は最大通過電流を超過し
ないようにリミッタ１０１で制限されて電流制御回路１
０２に出力される。電流制御回路１０２は電流ｄ指令、
電流ｑ指令、及び基準周波正相のｄ軸電流、ｑ軸電流に
基づいてインバータ１の電流指令をｄｑ軸／３相変換回
路１０３に出力する。
た偏差量に基づき、インバータ１の出力電圧ＶＬｕ，Ｖ
Ｌｖ，ＶＬｗが電圧指令であるＶＬｄ指令、ＶＬｑ指令
通りになるように電流ｄ指令、電流ｑ指令を出力する。
これら電流ｄ指令、電流ｑ指令は最大通過電流を超過し
ないようにリミッタ１０１で制限されて電流制御回路１
０２に出力される。電流制御回路１０２は電流ｄ指令、
電流ｑ指令、及び基準周波正相のｄ軸電流、ｑ軸電流に
基づいてインバータ１の電流指令をｄｑ軸／３相変換回
路１０３に出力する。
【０００７】ｄｑ軸／３相変換回路１０３はインバータ
１の電流指令に基づき基準周波正相のｄ軸電流、ｑ軸電
流を３相インバータ出力電流指令に変換する。ゲート信
号発生回路１０４は３相インバータ出力電流指令に従っ
てインバータ１を構成する電力半導体スイッチング素子
にゲート信号を発生する。
１の電流指令に基づき基準周波正相のｄ軸電流、ｑ軸電
流を３相インバータ出力電流指令に変換する。ゲート信
号発生回路１０４は３相インバータ出力電流指令に従っ
てインバータ１を構成する電力半導体スイッチング素子
にゲート信号を発生する。
【０００８】この構成から明らかなように、従来の瞬時
制御インバータの制御回路は、電圧制御回路１００が減
算回路１１６による電圧指令と電圧検出値の偏差を入力
とし出力電圧が電圧指令通りになるように電流指令を出
力する。そして、電流指令は最大通過電流を超えないよ
うにリミッタ１０１で電流指令を制限される。電流制御
回路１０２は制限された電流ｄ指令、電流ｑ指令通りに
電流が流れるよう電流制御動作を行う。この結果、イン
バータ１を構成する電力半導体素子を通過する電流が通
過最大電流を逸脱することを阻止し、電力半導体素子を
破壊より保護する。
制御インバータの制御回路は、電圧制御回路１００が減
算回路１１６による電圧指令と電圧検出値の偏差を入力
とし出力電圧が電圧指令通りになるように電流指令を出
力する。そして、電流指令は最大通過電流を超えないよ
うにリミッタ１０１で電流指令を制限される。電流制御
回路１０２は制限された電流ｄ指令、電流ｑ指令通りに
電流が流れるよう電流制御動作を行う。この結果、イン
バータ１を構成する電力半導体素子を通過する電流が通
過最大電流を逸脱することを阻止し、電力半導体素子を
破壊より保護する。
【０００９】しかし、このような構成のインバータ制御
回路に単相負荷が継がったとき、３相不平衡電圧を無く
すように電圧制御回路が動作する。しかし、制御応答に
より定常偏差が生じる。即ち、この種のインバータのス
イッチング周波数は５〜１５ＫＨｚで５０００〜１５０
００ｒａｄ／ｓｅｃの応答しかできない。これに対し、
例えば基本周波数を６０Ｈｚとすると、１１次の高調波
は６６０Ｈｚ、約４１５０ｒａｄ／ｓｅｃとなり、これ
に追随して制御するためには通常この５倍程度の２０７
５０ｒａｄ／ｓｅｃ以上の応答が必要である。従って、
制御応答が追いつかないために定常偏差が生じる。
回路に単相負荷が継がったとき、３相不平衡電圧を無く
すように電圧制御回路が動作する。しかし、制御応答に
より定常偏差が生じる。即ち、この種のインバータのス
イッチング周波数は５〜１５ＫＨｚで５０００〜１５０
００ｒａｄ／ｓｅｃの応答しかできない。これに対し、
例えば基本周波数を６０Ｈｚとすると、１１次の高調波
は６６０Ｈｚ、約４１５０ｒａｄ／ｓｅｃとなり、これ
に追随して制御するためには通常この５倍程度の２０７
５０ｒａｄ／ｓｅｃ以上の応答が必要である。従って、
制御応答が追いつかないために定常偏差が生じる。
【００１０】一方、３相不平衡電圧を補正するものとし
て、特開平６−３８５３８号公報に開示された無停電電
源装置の３相出力電圧平衡方式に適用されたインバータ
制御回路がある。このインバータ制御回路は、三相の電
圧を個別に検出し、各々単相全波整流した平均値と三相
全波整流した平均値（Ｖｓｅｔ）との偏差に基づいてイ
ンバータを制御するものであるが、この場合は電圧制御
のみを行うものであり、図８の従来例における電流制御
回路１０２を設けることができず、インバータを構成す
るスイッチング素子を過電流から保護できない。
て、特開平６−３８５３８号公報に開示された無停電電
源装置の３相出力電圧平衡方式に適用されたインバータ
制御回路がある。このインバータ制御回路は、三相の電
圧を個別に検出し、各々単相全波整流した平均値と三相
全波整流した平均値（Ｖｓｅｔ）との偏差に基づいてイ
ンバータを制御するものであるが、この場合は電圧制御
のみを行うものであり、図８の従来例における電流制御
回路１０２を設けることができず、インバータを構成す
るスイッチング素子を過電流から保護できない。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】従来のインバータ制御
回路は以上のように構成されているので、単相負荷が接
続されたとき、３相不平衡電圧を無くすように動作する
が、その制御応答により定常偏差が生じる。また、制御
回路をソフトウエア処理で動作させる場合に、制御回路
を安価に構成するため処理速度の遅いマイコンを使用す
ると、更に制御応答が低くなり定常偏差が増大するとい
う問題点があった。
回路は以上のように構成されているので、単相負荷が接
続されたとき、３相不平衡電圧を無くすように動作する
が、その制御応答により定常偏差が生じる。また、制御
回路をソフトウエア処理で動作させる場合に、制御回路
を安価に構成するため処理速度の遅いマイコンを使用す
ると、更に制御応答が低くなり定常偏差が増大するとい
う問題点があった。
【００１２】この発明は上記のような問題点を解消する
ためになされたもので、インバータの３相出力に不平衡
負荷が接続されても電流制御に影響を与えることなく平
衡な３相出力電圧を保つことができる電力変換器の制御
装置を得ることを目的とする。また、非線形負荷が接続
されても高調波電圧成分を抑制し安定した高精度な３相
電圧を負荷に供給することができる電力変換器の制御装
置を得ることを目的とする。
ためになされたもので、インバータの３相出力に不平衡
負荷が接続されても電流制御に影響を与えることなく平
衡な３相出力電圧を保つことができる電力変換器の制御
装置を得ることを目的とする。また、非線形負荷が接続
されても高調波電圧成分を抑制し安定した高精度な３相
電圧を負荷に供給することができる電力変換器の制御装
置を得ることを目的とする。
【００１３】
【課題を解決するための手段】この発明に係る電力変換
器の制御装置は、電力変換装置から負荷に供給される３
相電圧を検出する電圧検出手段と、前記基準周波正相の
ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値を発生する電圧指令発生回路
と、前記電圧検出手段からの３相出力検出値と前記電圧
指令発生回路からのｄ軸電圧とｑ軸電圧の指令値とに基
づいて修正した３相出力検出値を求める電圧調整回路
と、前記電圧調整回路からの修正した３相出力検出値を
ｄｑ軸成分に変換した基準周波正相のｄ軸及びｑ軸の電
圧値と前記電圧指令発生回路からのｄ軸及びｑ軸の電圧
指令値との偏差に基づいて前記電力変換装置のｄ軸及び
ｑ軸電流指令を出力する電圧制御回路とを備えたもので
ある。 また、前記電圧調整回路は、前記電圧指令発生回
路からのｄ軸及びｑ軸の電圧指令値に基づいて３相のそ
れぞれに対する単相平均値指令を発生する単相指令発生
回路と、前記単相指令発生回路からの単相平均値指令に
従って各相の不平衡電圧率を演算して修正した出力検出
値を求める相毎の不平衡電圧率制御回路とを備え、前記
不平衡電圧率制御回路は、前記電圧検出手段により検出
された相電圧の平均値を検出する平均値検出手段と、前
記検出された平均値と前記電圧指令値との偏差が大きい
ほど出力される出力偏差が大きくなるように制御する偏
差制御手段と、この偏差制御手段による制御結果と前記
電圧指令値とに基づき電圧偏差率を算出する偏差率算出
手段と、前記電圧偏差率に基づき前記出力電圧を修正し
て修正した出力検出値を求める出力電圧修正手段とを有
し、前記修正出力電圧に基づき前記電力変換器の出力制
御を行うものである。 また、前記偏差率算出手段により
算出された電圧偏差率を所定値以下に制限するリミッタ
手段を設け、前記出力電圧修正手段は前記リミッタ手段
により制限された電圧偏差率に基づき出力電圧を修正す
るものとしたことを特徴とするものである。 また、前記
電圧調整回路は、前記電力変換器の出力電圧中の制御す
べき基準周波数の成分指令値を設定する周波数成分指令
値設定手段と、前記検出された出力電圧中の前記基準周
波数の成分を基準周波数直流電圧として検出する周波数
成分 検出手段と、前記検出された基準周波数直流電圧と
前記基準周波数の成分指令値との偏差が大きいほど出力
される出力偏差が大きくなるように制御する周波数成分
偏差制御手段と、この周波数成分偏差制御手段による制
御結果を前記基準周波数を基準にして交流制御量に変換
する交流変換手段と、前記検出された出力電圧と前記交
流制御量とを加算して修正した出力検出値を求める加算
手段とを有し、前記加算手段の加算結果に基づき前記電
力変換器の出力制御を行うことを特徴とするものであ
る。 また、前記周波数成分偏差制御手段は、検出された
基準周波数直流電圧と基準周波数成分の指令値との偏差
に対する不感帯を有するものであることを特徴とするも
のである。 さらに、前記電圧調整回路は、前記電力変換
器の出力電圧中の制御すべき基準周波数の成分指令値を
設定する周波数成分設定手段と、前記検出された出力電
圧中の前記基準周波数における正相成分を正相ｄｑ軸電
圧として検出する正相ｄｑ軸成分検出手段と、前記正相
ｄｑ軸電圧と前記基準周波数の成分指令値との偏差が大
きいほど出力される出力偏差が大きくなるように制御す
る正相偏差制御手段と、前記検出された出力電圧中の前
記基準周波数における逆相成分を逆相ｄｑ軸電圧として
検出する逆相ｄｑ軸成分検出手段と、前記逆相ｄｑ軸電
圧と前記基準周波数の成分指令値との偏差が大きいほど
出力される出力偏差が大きくなるように制御する逆相偏
差制御手段と、この逆相偏差制御手段の制御結果を正相
ｄｑ軸電圧に変換する逆相ｄｑ軸正相ｄｑ軸変換手段
と、前記正相偏差制御手段の制御結果と前記逆相ｄｑ軸
正相ｄｑ軸変換手段により正相ｄｑ軸電圧に変換された
前記逆相偏差制御手段の制御結果とを加算して前記基準
周波数を基準にして正相交流制御量に変換する正相ｄｑ
軸交流変換手段と、前記検出された出力電圧と前記正相
交流制御量とを加算して修正した出力検出値を求める加
算手段とを有し、前記加算手段の加算結果に基づき前記
電力変換器の出力制御を行うことを特徴とするものであ
る。
器の制御装置は、電力変換装置から負荷に供給される３
相電圧を検出する電圧検出手段と、前記基準周波正相の
ｄ軸及びｑ軸の電圧指令値を発生する電圧指令発生回路
と、前記電圧検出手段からの３相出力検出値と前記電圧
指令発生回路からのｄ軸電圧とｑ軸電圧の指令値とに基
づいて修正した３相出力検出値を求める電圧調整回路
と、前記電圧調整回路からの修正した３相出力検出値を
ｄｑ軸成分に変換した基準周波正相のｄ軸及びｑ軸の電
圧値と前記電圧指令発生回路からのｄ軸及びｑ軸の電圧
指令値との偏差に基づいて前記電力変換装置のｄ軸及び
ｑ軸電流指令を出力する電圧制御回路とを備えたもので
ある。 また、前記電圧調整回路は、前記電圧指令発生回
路からのｄ軸及びｑ軸の電圧指令値に基づいて３相のそ
れぞれに対する単相平均値指令を発生する単相指令発生
回路と、前記単相指令発生回路からの単相平均値指令に
従って各相の不平衡電圧率を演算して修正した出力検出
値を求める相毎の不平衡電圧率制御回路とを備え、前記
不平衡電圧率制御回路は、前記電圧検出手段により検出
された相電圧の平均値を検出する平均値検出手段と、前
記検出された平均値と前記電圧指令値との偏差が大きい
ほど出力される出力偏差が大きくなるように制御する偏
差制御手段と、この偏差制御手段による制御結果と前記
電圧指令値とに基づき電圧偏差率を算出する偏差率算出
手段と、前記電圧偏差率に基づき前記出力電圧を修正し
て修正した出力検出値を求める出力電圧修正手段とを有
し、前記修正出力電圧に基づき前記電力変換器の出力制
御を行うものである。 また、前記偏差率算出手段により
算出された電圧偏差率を所定値以下に制限するリミッタ
手段を設け、前記出力電圧修正手段は前記リミッタ手段
により制限された電圧偏差率に基づき出力電圧を修正す
るものとしたことを特徴とするものである。 また、前記
電圧調整回路は、前記電力変換器の出力電圧中の制御す
べき基準周波数の成分指令値を設定する周波数成分指令
値設定手段と、前記検出された出力電圧中の前記基準周
波数の成分を基準周波数直流電圧として検出する周波数
成分 検出手段と、前記検出された基準周波数直流電圧と
前記基準周波数の成分指令値との偏差が大きいほど出力
される出力偏差が大きくなるように制御する周波数成分
偏差制御手段と、この周波数成分偏差制御手段による制
御結果を前記基準周波数を基準にして交流制御量に変換
する交流変換手段と、前記検出された出力電圧と前記交
流制御量とを加算して修正した出力検出値を求める加算
手段とを有し、前記加算手段の加算結果に基づき前記電
力変換器の出力制御を行うことを特徴とするものであ
る。 また、前記周波数成分偏差制御手段は、検出された
基準周波数直流電圧と基準周波数成分の指令値との偏差
に対する不感帯を有するものであることを特徴とするも
のである。 さらに、前記電圧調整回路は、前記電力変換
器の出力電圧中の制御すべき基準周波数の成分指令値を
設定する周波数成分設定手段と、前記検出された出力電
圧中の前記基準周波数における正相成分を正相ｄｑ軸電
圧として検出する正相ｄｑ軸成分検出手段と、前記正相
ｄｑ軸電圧と前記基準周波数の成分指令値との偏差が大
きいほど出力される出力偏差が大きくなるように制御す
る正相偏差制御手段と、前記検出された出力電圧中の前
記基準周波数における逆相成分を逆相ｄｑ軸電圧として
検出する逆相ｄｑ軸成分検出手段と、前記逆相ｄｑ軸電
圧と前記基準周波数の成分指令値との偏差が大きいほど
出力される出力偏差が大きくなるように制御する逆相偏
差制御手段と、この逆相偏差制御手段の制御結果を正相
ｄｑ軸電圧に変換する逆相ｄｑ軸正相ｄｑ軸変換手段
と、前記正相偏差制御手段の制御結果と前記逆相ｄｑ軸
正相ｄｑ軸変換手段により正相ｄｑ軸電圧に変換された
前記逆相偏差制御手段の制御結果とを加算して前記基準
周波数を基準にして正相交流制御量に変換する正相ｄｑ
軸交流変換手段と、前記検出された出力電圧と前記正相
交流制御量とを加算して修正した出力検出値を求める加
算手段とを有し、前記加算手段の加算結果に基づき前記
電力変換器の出力制御を行うことを特徴とするものであ
る。
【００１４】
【００１５】
【００１６】
【００１７】
【００１８】
実施の形態１．以下、この発明の実施の形態１を図につ
いて説明する。図１はこの発明による電力変換器の制御
装置の全体を示す構成図である。尚、図中、図８と同一
符号は同一または相当部分を示す。図において、電圧調
整回路２０は電圧センサ７の出力である各相の電圧ＶＬ
ｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗと電圧指令発生回路１１５より出力
されたＶＬｄ指令、ＶＬｑ指令を入力して新たな３相電
圧検出値ＶＬｕ2，ＶＬｖ2，ＶＬｗ2を出力する。他の
構成は従来の瞬時制御インバータの制御回路と同様であ
る。
いて説明する。図１はこの発明による電力変換器の制御
装置の全体を示す構成図である。尚、図中、図８と同一
符号は同一または相当部分を示す。図において、電圧調
整回路２０は電圧センサ７の出力である各相の電圧ＶＬ
ｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗと電圧指令発生回路１１５より出力
されたＶＬｄ指令、ＶＬｑ指令を入力して新たな３相電
圧検出値ＶＬｕ2，ＶＬｖ2，ＶＬｗ2を出力する。他の
構成は従来の瞬時制御インバータの制御回路と同様であ
る。
【００１９】図２は本実施の形態に係る電圧調整回路２
０の構成図である。電圧調整回路２０は電圧指令発生回
路１１５より出力されＶＬｄ指令、ＶＬｑ指令に基づい
てｕ相，ｖ相，ｗ相のそれぞれに対する単相平均値指令
を発生する単相指令発生回路２００、単相平均値指令に
従って各相ｕ，ｖ，ｗの不平衡電圧率を演算する不平衡
電圧率制御回路２０１ｕ，２０１ｖ，２０１ｗを備えて
いる。
０の構成図である。電圧調整回路２０は電圧指令発生回
路１１５より出力されＶＬｄ指令、ＶＬｑ指令に基づい
てｕ相，ｖ相，ｗ相のそれぞれに対する単相平均値指令
を発生する単相指令発生回路２００、単相平均値指令に
従って各相ｕ，ｖ，ｗの不平衡電圧率を演算する不平衡
電圧率制御回路２０１ｕ，２０１ｖ，２０１ｗを備えて
いる。
【００２０】ｕ相の不平衡電圧率制御回路２０１ｕは、
電圧センサ７の出力であるｕ相電圧ＶＬｕを全波整流す
る単相全波整流器２０２、全波整流出力をろ波して１相
あたりの平均値を検出するローパスフィルタ回路２０
３、ローパスフィルタ回路２０３の出力から単相指令発
生回路２００の出力（単相平均値）を減算して偏差率を
求める減算器２０４、偏差を制御する偏差制御手段とし
ての比例積分制御を行う制御回路２０５、制御回路２０
５の出力と単相平均値指令を加算する加算器２０６、加
算器２０６の出力を単相平均値指令で除算する割り算器
２０７、割り算器２０７の出力とｕ相電圧ＶＬｕとを乗
算するかけ算器２０８で構成される。
電圧センサ７の出力であるｕ相電圧ＶＬｕを全波整流す
る単相全波整流器２０２、全波整流出力をろ波して１相
あたりの平均値を検出するローパスフィルタ回路２０
３、ローパスフィルタ回路２０３の出力から単相指令発
生回路２００の出力（単相平均値）を減算して偏差率を
求める減算器２０４、偏差を制御する偏差制御手段とし
ての比例積分制御を行う制御回路２０５、制御回路２０
５の出力と単相平均値指令を加算する加算器２０６、加
算器２０６の出力を単相平均値指令で除算する割り算器
２０７、割り算器２０７の出力とｕ相電圧ＶＬｕとを乗
算するかけ算器２０８で構成される。
【００２１】単相全波整流器２０２とローパスフィルタ
回路２０３で平均値検出手段を、減算器２０４と制御回
路２０５で偏差制御手段を、加算器２０６と割り算器２
０７で偏差率算出手段を、かけ算器２０８で出力電圧修
正手段をそれぞれ構成する。なお、ｖ相，ｗ相の不平衡
電圧率制御回路２０１ｖ，２０１ｗはｕ相の不平衡電圧
率制御回路２０１ｕと同様に構成されている。
回路２０３で平均値検出手段を、減算器２０４と制御回
路２０５で偏差制御手段を、加算器２０６と割り算器２
０７で偏差率算出手段を、かけ算器２０８で出力電圧修
正手段をそれぞれ構成する。なお、ｖ相，ｗ相の不平衡
電圧率制御回路２０１ｖ，２０１ｗはｕ相の不平衡電圧
率制御回路２０１ｕと同様に構成されている。
【００２２】次に本実施の形態の動作について説明す
る。単相指令発生回路２００では以下の計算をして単相
平均値指令を出力する。
る。単相指令発生回路２００では以下の計算をして単相
平均値指令を出力する。
【００２３】ＳＱＲ（ＶＬｄ指令×ＶＬｄ指令＋ＶＬｑ
指令×ＶＬｑ指令）×Ｋｃ ［ただしＫｃは３相実効値を単相平均値に変換するゲイ
ンであり、（２×ＳＱＲ（２）／（ＳＱＲ（３×π））
となる。］
指令×ＶＬｑ指令）×Ｋｃ ［ただしＫｃは３相実効値を単相平均値に変換するゲイ
ンであり、（２×ＳＱＲ（２）／（ＳＱＲ（３×π））
となる。］
【００２４】一方、不平衡電圧率制御回路２０１ｕにお
いて、ｕ相電圧ＶＬｕは全波整流器２０２によって全波
整流された後、ローパスフィルタ回路２０３にかけられ
て１相あたりの平均値を検出する。更に、平均値は減算
器２０４に送られて単相平均値が減算される。そして、
減算結果よりローパスフィルタ回路２０３から出力され
た平均値が単相平均値指令より大きいか小さいかを演算
し、演算結果を制御回路２０５に出力する。
いて、ｕ相電圧ＶＬｕは全波整流器２０２によって全波
整流された後、ローパスフィルタ回路２０３にかけられ
て１相あたりの平均値を検出する。更に、平均値は減算
器２０４に送られて単相平均値が減算される。そして、
減算結果よりローパスフィルタ回路２０３から出力され
た平均値が単相平均値指令より大きいか小さいかを演算
し、演算結果を制御回路２０５に出力する。
【００２５】制御回路２０５は、単相平均値指令と平均
値との偏差に基づき比例＋積分動作を行い、単相平均値
指令に対する偏差率を求める。制御回路２０５で求めら
れた偏差率がかけ算器２０８において電圧センサ７で検
出された相電圧ＶＬｕと乗算されると、減算回路１１６
で求められる平均的な電圧偏差を拡大する事ができる。
この拡大された電圧偏差が電圧制御回路１００に入力さ
れると、大きな制御量を得ることができる。他の２相も
同様の処理をした結果、３相出力電圧が平均的に平衡す
る。
値との偏差に基づき比例＋積分動作を行い、単相平均値
指令に対する偏差率を求める。制御回路２０５で求めら
れた偏差率がかけ算器２０８において電圧センサ７で検
出された相電圧ＶＬｕと乗算されると、減算回路１１６
で求められる平均的な電圧偏差を拡大する事ができる。
この拡大された電圧偏差が電圧制御回路１００に入力さ
れると、大きな制御量を得ることができる。他の２相も
同様の処理をした結果、３相出力電圧が平均的に平衡す
る。
【００２６】実施の形態２．なお、上記実施の形態１で
は、各相に不平衡電圧率制御回路２０１ｕ，２０１ｖ，
２０１ｗを設け３相電圧を平衡させるようにした。しか
し、装置の起動／停止時などのように単相平均値指令が
変動すると、制御回路２０５が積分要素を有しているた
め大きな電圧偏差率が検出されて電圧センサ７によって
検出された実際の相電圧ＶＬｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗと不平
衡電圧率制御回路２０１ｕ，２０１ｖ，２０１ｗの出力
電圧ＶＬｕ２，ＶＬｖ２，ＶＬｗ２とが大きく食い違い
変動が収まるまでの過渡的な応答が良好でない。
は、各相に不平衡電圧率制御回路２０１ｕ，２０１ｖ，
２０１ｗを設け３相電圧を平衡させるようにした。しか
し、装置の起動／停止時などのように単相平均値指令が
変動すると、制御回路２０５が積分要素を有しているた
め大きな電圧偏差率が検出されて電圧センサ７によって
検出された実際の相電圧ＶＬｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗと不平
衡電圧率制御回路２０１ｕ，２０１ｖ，２０１ｗの出力
電圧ＶＬｕ２，ＶＬｖ２，ＶＬｗ２とが大きく食い違い
変動が収まるまでの過渡的な応答が良好でない。
【００２７】そこで、図３のように、割り算器２０７の
出力にリミッタ手段としてのリミッタ回路２１０を設
け、リミッタ回路２１０を通して割り算結果をかけ算２
０８に出力する。このとき、リミッタ回路２１０は定常
的に制御したい範囲（電圧制御回路１００だけで制御し
たときに発生した定常的な電圧不平衡率よりやや広い動
作範囲。例えば５％）程度にリミットレベルを設定し、
単相電圧検出値に乗算する値にリミッタをかける。
出力にリミッタ手段としてのリミッタ回路２１０を設
け、リミッタ回路２１０を通して割り算結果をかけ算２
０８に出力する。このとき、リミッタ回路２１０は定常
的に制御したい範囲（電圧制御回路１００だけで制御し
たときに発生した定常的な電圧不平衡率よりやや広い動
作範囲。例えば５％）程度にリミットレベルを設定し、
単相電圧検出値に乗算する値にリミッタをかける。
【００２８】この結果、過渡的な電圧の食い違いは最小
限にくい止められて制御性が向上する。さらに、リミッ
タ回路２１０の出力と制御回路２０５の出力の関係が常
に一致するように、かけ算器２１２と減算器２１３で構
成される逆演算回路２１１をリミッタ回路２１０の出力
側と制御回路２０５の制御信号入力側との間に設ける。
限にくい止められて制御性が向上する。さらに、リミッ
タ回路２１０の出力と制御回路２０５の出力の関係が常
に一致するように、かけ算器２１２と減算器２１３で構
成される逆演算回路２１１をリミッタ回路２１０の出力
側と制御回路２０５の制御信号入力側との間に設ける。
【００２９】逆演算回路２１１は制御回路２０５からリ
ミッタ回路２１０にかけて行った処理と逆の処理を行う
ため、リミッタがかかったときに制御回路２０５内の積
分回路の行き過ぎを防止でき、より過渡性能が向上す
る。ただし、制御回路２０５に積分要素がない場合、例
えば後述の実施の形態６における制御回路２０５Ａの場
合は不要である。
ミッタ回路２１０にかけて行った処理と逆の処理を行う
ため、リミッタがかかったときに制御回路２０５内の積
分回路の行き過ぎを防止でき、より過渡性能が向上す
る。ただし、制御回路２０５に積分要素がない場合、例
えば後述の実施の形態６における制御回路２０５Ａの場
合は不要である。
【００３０】ここで各回路の動作の詳細を説明する。制
御回路２０５の制御結果である出力偏差をＡ、単相平均
値指令をＢとすると、加算器２０６の出力ＣはＣ＝Ａ＋
Ｂとなる。この出力Ｃが割り算器２０７に入力され、割
り算器２０７からＤ＝（Ａ＋Ｂ）／Ｂがリミッタ回路２
１０に出力される。
御回路２０５の制御結果である出力偏差をＡ、単相平均
値指令をＢとすると、加算器２０６の出力ＣはＣ＝Ａ＋
Ｂとなる。この出力Ｃが割り算器２０７に入力され、割
り算器２０７からＤ＝（Ａ＋Ｂ）／Ｂがリミッタ回路２
１０に出力される。
【００３１】この出力Ｄはリミッタ回路２１０を通って
出力Ｅ＝Ｌｉｍｉｔ［（Ａ＋Ｂ）／Ｂ］として出力され
る。逆演算回路２１１はリミッタ回路２１０の出力Ｅに
Ｂをかけて減算器２１３にて単相平均値指令Ｂを減算し
て出力ＡＡ＝Ｌｉｍｉｔ［Ａ］を制御回路２０５へ戻
す。
出力Ｅ＝Ｌｉｍｉｔ［（Ａ＋Ｂ）／Ｂ］として出力され
る。逆演算回路２１１はリミッタ回路２１０の出力Ｅに
Ｂをかけて減算器２１３にて単相平均値指令Ｂを減算し
て出力ＡＡ＝Ｌｉｍｉｔ［Ａ］を制御回路２０５へ戻
す。
【００３２】これにより、制御回路２０５の出力偏差を
ＡＡ＝Ｌｉｍｉｔ［Ａ］に修正し、リミッタ回路２１０
の出力Ｅとの関係を一致させ、制御回路２０５内の積分
回路の行き過ぎを防止する。
ＡＡ＝Ｌｉｍｉｔ［Ａ］に修正し、リミッタ回路２１０
の出力Ｅとの関係を一致させ、制御回路２０５内の積分
回路の行き過ぎを防止する。
【００３３】実施の形態３．なお、上記実施の形態１、
２は各相に不平衡電圧率制御回路２０１ｕ，２０１ｖ，
２０１ｗを設け３相電圧を平衡させるようにした。だ
が、この回路構成は、単相全波整流器２０２とローパス
フィルタ回路２０３により基準波周波数以外の周波数成
分は除去されてしまう。その結果、３相間における基準
周波数成分を含む電圧の平均的なバランスしかとること
ができない。そこで、図４に示す電圧調整回路２０Ａで
基準周波や基準周波以外の任意の高調波成分の補正を行
う。
２は各相に不平衡電圧率制御回路２０１ｕ，２０１ｖ，
２０１ｗを設け３相電圧を平衡させるようにした。だ
が、この回路構成は、単相全波整流器２０２とローパス
フィルタ回路２０３により基準波周波数以外の周波数成
分は除去されてしまう。その結果、３相間における基準
周波数成分を含む電圧の平均的なバランスしかとること
ができない。そこで、図４に示す電圧調整回路２０Ａで
基準周波や基準周波以外の任意の高調波成分の補正を行
う。
【００３４】電圧調整回路２０Ａは、抑制したい高調波
である基準周波数を発生する周波数成分指令設定手段と
しての高調波検出基準発生回路２１４、高調波検出基準
発生回路２１４の基準周波数に従い、電圧センサ７で検
出された３相電圧ＶＬｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗを基準周波数
成分の基準周波正相のｄ軸電圧ＶＬｄ，ｑ軸電圧ＶＬｑ
に変換する周波数成分検出手段としの高調波正相３相／
ｄｑ軸変換回路２１５、基準周波数成分のｄ軸電圧ＶＬ
ｄ，ｑ軸電圧ＶＬｑを直流として取り出すローパスフィ
ルタ２１６ｄ，２１６ｑ、ローパスフィルタ２１６ｄ，
２１６ｑからの直流出力から高調波ｄ軸指令、ｑ軸指令
（通常、高調波は出力させないため指令は０である。）
をそれぞれ減算する減算器２１７ｄ，２１７ｑ、減算の
結果の偏差より３相電圧ＶＬｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗの周波
数成分中、基準周波数を抑制するための補正量を求める
周波数成分偏差制御手段としての制御回路２１８ｄ，２
１８ｑ、ｄ軸電圧ＶＬｄ，ｑ軸電圧ＶＬｑにて表される
補正量を元の３相電圧に変換する交流変換手段としての
高調波正相ｄｑ軸／３相変換回路２１９、高調波正相ｄ
ｑ軸／３相変換回路２１９から出力された補正量と３相
電圧ＶＬｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗを加算する加算手段として
の加算器２２０ｕ，２２０ｖ，２２０ｗを備えている。
尚、電圧調整回路２０中、加算器２２０ｕ，２２０ｖ，
２２０ｗ以外の回路で特定高調波制御回路を構成する。
である基準周波数を発生する周波数成分指令設定手段と
しての高調波検出基準発生回路２１４、高調波検出基準
発生回路２１４の基準周波数に従い、電圧センサ７で検
出された３相電圧ＶＬｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗを基準周波数
成分の基準周波正相のｄ軸電圧ＶＬｄ，ｑ軸電圧ＶＬｑ
に変換する周波数成分検出手段としの高調波正相３相／
ｄｑ軸変換回路２１５、基準周波数成分のｄ軸電圧ＶＬ
ｄ，ｑ軸電圧ＶＬｑを直流として取り出すローパスフィ
ルタ２１６ｄ，２１６ｑ、ローパスフィルタ２１６ｄ，
２１６ｑからの直流出力から高調波ｄ軸指令、ｑ軸指令
（通常、高調波は出力させないため指令は０である。）
をそれぞれ減算する減算器２１７ｄ，２１７ｑ、減算の
結果の偏差より３相電圧ＶＬｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗの周波
数成分中、基準周波数を抑制するための補正量を求める
周波数成分偏差制御手段としての制御回路２１８ｄ，２
１８ｑ、ｄ軸電圧ＶＬｄ，ｑ軸電圧ＶＬｑにて表される
補正量を元の３相電圧に変換する交流変換手段としての
高調波正相ｄｑ軸／３相変換回路２１９、高調波正相ｄ
ｑ軸／３相変換回路２１９から出力された補正量と３相
電圧ＶＬｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗを加算する加算手段として
の加算器２２０ｕ，２２０ｖ，２２０ｗを備えている。
尚、電圧調整回路２０中、加算器２２０ｕ，２２０ｖ，
２２０ｗ以外の回路で特定高調波制御回路を構成する。
【００３５】３相出力電圧ＶＬｕ2，ＶＬｖ2，ＶＬｗ2
は図１に示すように図示しない３相／ｄｑ軸変換回路１
１４に出力されて基準周波正相のｄ軸電圧ＶＬｄ，ｑ軸
電圧ＶＬｑに変換される。
は図１に示すように図示しない３相／ｄｑ軸変換回路１
１４に出力されて基準周波正相のｄ軸電圧ＶＬｄ，ｑ軸
電圧ＶＬｑに変換される。
【００３６】次に本実施の形態の動作について説明す
る。電圧センサ７で検出された３相電圧ＶＬｕ，ＶＬ
ｖ，ＶＬｗは高調波正相３相／ｄｑ軸変換回路２１５に
入力されて基準周波正相のｄ軸電圧ＶＬｄ，ｑ軸電圧Ｖ
Ｌｑに変換される。
る。電圧センサ７で検出された３相電圧ＶＬｕ，ＶＬ
ｖ，ＶＬｗは高調波正相３相／ｄｑ軸変換回路２１５に
入力されて基準周波正相のｄ軸電圧ＶＬｄ，ｑ軸電圧Ｖ
Ｌｑに変換される。
【００３７】このとき、高調波検出基準発生回路２１４
から抑制したい基準周波数が高調波正相３相／ｄｑ軸変
換回路２１５に発せられてその基準周波数成分の３相電
圧ＶＬｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗが基準周波正相のｄ軸電圧Ｖ
Ｌｄ，ｑ軸電圧ＶＬｑに変換される。
から抑制したい基準周波数が高調波正相３相／ｄｑ軸変
換回路２１５に発せられてその基準周波数成分の３相電
圧ＶＬｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗが基準周波正相のｄ軸電圧Ｖ
Ｌｄ，ｑ軸電圧ＶＬｑに変換される。
【００３８】変換された基準周波正相のｄ軸電圧ＶＬ
ｄ，ｑ軸電圧ＶＬｑはローパスフィルタ２１６ｄ，２１
６ｑにかけられて直流成分として取り出される。そし
て、ローパスフィルタ２１６ｄ，２１６ｑの出力は減算
器２１７ｑ，２１７ｑにおいて高調波ｄ軸指令、ｑ軸指
令（通常、高調波は出力させないため指令は０であ
る。）が減算されて偏差量が求められる。
ｄ，ｑ軸電圧ＶＬｑはローパスフィルタ２１６ｄ，２１
６ｑにかけられて直流成分として取り出される。そし
て、ローパスフィルタ２１６ｄ，２１６ｑの出力は減算
器２１７ｑ，２１７ｑにおいて高調波ｄ軸指令、ｑ軸指
令（通常、高調波は出力させないため指令は０であ
る。）が減算されて偏差量が求められる。
【００３９】これらの偏差量はそれぞれ制御回路２１８
ｄ，２１８ｑに入力され、その偏差量より３相電圧ＶＬ
ｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗの周波数成分中で基準周波数値を抑
制するための補正量を求める。この求められた補正量は
高調波正相ｄｑ軸／３相変換器２１９において３相電圧
に変換されて各加算器２２０ｕ，２２０ｖ，２２０ｗに
入力される。
ｄ，２１８ｑに入力され、その偏差量より３相電圧ＶＬ
ｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗの周波数成分中で基準周波数値を抑
制するための補正量を求める。この求められた補正量は
高調波正相ｄｑ軸／３相変換器２１９において３相電圧
に変換されて各加算器２２０ｕ，２２０ｖ，２２０ｗに
入力される。
【００４０】各加算器２２０ｕ，２２０ｖ，２２０ｗ
は、高調波正相ｄｑ軸／３相変換器２１９より出力され
た３相電圧と３相電圧ＶＬｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗを加算す
る。その結果、３相電圧ＶＬｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗは抑制
したい周波数成分が拡大され、減算回路１１６に入力さ
れる。減算回路１１６からは抑制したい周波数成分が大
きな偏差量として制御回路１１０に出力される。制御回
路１１０より大きな補正量が出力されるため、特定の高
調波成分を抑制できる。
は、高調波正相ｄｑ軸／３相変換器２１９より出力され
た３相電圧と３相電圧ＶＬｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗを加算す
る。その結果、３相電圧ＶＬｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗは抑制
したい周波数成分が拡大され、減算回路１１６に入力さ
れる。減算回路１１６からは抑制したい周波数成分が大
きな偏差量として制御回路１１０に出力される。制御回
路１１０より大きな補正量が出力されるため、特定の高
調波成分を抑制できる。
【００４１】実施の形態４．なお、上記実施の形態３は
特定の高調波成分を低減させるように電圧調整回路２０
Ａを構成した。しかし、図５に示すように、電圧調整回
路２０Ｂを複数の特定周波数制御回路２２５，２２６で
構成することで、３相電圧ＶＬｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗより
様々な周波数成分を除去する事ができる。
特定の高調波成分を低減させるように電圧調整回路２０
Ａを構成した。しかし、図５に示すように、電圧調整回
路２０Ｂを複数の特定周波数制御回路２２５，２２６で
構成することで、３相電圧ＶＬｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗより
様々な周波数成分を除去する事ができる。
【００４２】ただし、高調波ｄ軸指令およびｑ軸指令
と、ローパスフィルタ２１６ｄ，２１６ｑより出力され
た基準周波数成分の直流値との間に偏差がある程度以上
発生したときのみに動作する不感帯設定手段としての不
感帯回路２２３ｄ，２２３ｑを制御回路２１８ｄ，２１
８ｑの前段にそれぞれ設ける。
と、ローパスフィルタ２１６ｄ，２１６ｑより出力され
た基準周波数成分の直流値との間に偏差がある程度以上
発生したときのみに動作する不感帯設定手段としての不
感帯回路２２３ｄ，２２３ｑを制御回路２１８ｄ，２１
８ｑの前段にそれぞれ設ける。
【００４３】図５は、例えば電圧調整回路２０Ｂを特定
高調波制御回路２２５，２２６の２つで構成した例であ
る。各特定高調波制御回路２２５，２２６は、３相電圧
ＶＬｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗより各特定高調波成分を抑制す
るために個々の補正量を演算し、その補正量を高調波正
相ｄｐ軸／３相変換器２１９で３相電圧に変換して加算
器２２４ｕ，２２４ｖ，２２４ｗに出力する。
高調波制御回路２２５，２２６の２つで構成した例であ
る。各特定高調波制御回路２２５，２２６は、３相電圧
ＶＬｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗより各特定高調波成分を抑制す
るために個々の補正量を演算し、その補正量を高調波正
相ｄｐ軸／３相変換器２１９で３相電圧に変換して加算
器２２４ｕ，２２４ｖ，２２４ｗに出力する。
【００４４】加算器２２４ｕ，２２４ｖ，２２４ｗは、
３相電圧ＶＬｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗに特定高調波制御回路
２２５，２２６より出力された補正量を加算し新たな３
相電圧Ｌｕ２，ＶＬｖ２，ＶＬｗ２を検出値を出力す
る。この結果、２種類の高調波周波数成分が、元の３相
電圧ＶＬｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗより除去される。
３相電圧ＶＬｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗに特定高調波制御回路
２２５，２２６より出力された補正量を加算し新たな３
相電圧Ｌｕ２，ＶＬｖ２，ＶＬｗ２を検出値を出力す
る。この結果、２種類の高調波周波数成分が、元の３相
電圧ＶＬｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗより除去される。
【００４５】また、電圧調整回路２０Ｂを複数の特定高
調波制御回路２２５，２２６で構成した場合、他の回路
の制御周波数を完全に取り除かないと回路間で干渉が発
生するおそれがある。例えば、特定周波数制御回路２２
５、２２６を第５次及び第７次の高調波制御回路で構成
した場合、第５次の高調波制御回路２２５では第７次の
高調波成分を完全に除去しきれないのでローパスフィル
タ２１６ｄ，２１６ｑより出力される直流成分に第７次
の高調波成分が若干入ってくる。
調波制御回路２２５，２２６で構成した場合、他の回路
の制御周波数を完全に取り除かないと回路間で干渉が発
生するおそれがある。例えば、特定周波数制御回路２２
５、２２６を第５次及び第７次の高調波制御回路で構成
した場合、第５次の高調波制御回路２２５では第７次の
高調波成分を完全に除去しきれないのでローパスフィル
タ２１６ｄ，２１６ｑより出力される直流成分に第７次
の高調波成分が若干入ってくる。
【００４６】同様に、第７次高調波制御回路２２６では
第５次の高調波成分を完全には除去できないので図示し
ないローパスフィルタより出力される直流分に第５次の
高調波成分が若干混入する。従って、不感帯を設けない
と、第５次の高調波制御回路２２５において混入する第
７次の高調波成分を無くそうとし、第７の次高調波制御
回路２２６において混入する第５次の高調波成分を無く
そうとするので、両制御回路２２５、２２６間で干渉が
発生するおそれがある。
第５次の高調波成分を完全には除去できないので図示し
ないローパスフィルタより出力される直流分に第５次の
高調波成分が若干混入する。従って、不感帯を設けない
と、第５次の高調波制御回路２２５において混入する第
７次の高調波成分を無くそうとし、第７の次高調波制御
回路２２６において混入する第５次の高調波成分を無く
そうとするので、両制御回路２２５、２２６間で干渉が
発生するおそれがある。
【００４７】そこで、不感帯回路２２３ｂ，２２３ｑを
設け、ある程度の高調波を許容することで干渉成分の除
去を図るようにする。これにより、負荷側の電圧高調波
のガイドライン等を満足するようにインバータ制御を行
える。
設け、ある程度の高調波を許容することで干渉成分の除
去を図るようにする。これにより、負荷側の電圧高調波
のガイドライン等を満足するようにインバータ制御を行
える。
【００４８】実施の形態５．なお、実施の形態３、４に
おける高調波正相ｄｑ軸変換回路では３相共通に発生し
た高調波成分しか直流に変換できない。そのため、３相
出力インバータ回路に単相負荷が接続された場合、２線
間にだけ負荷がつながり、３相アンバランスな高調波が
発生する。
おける高調波正相ｄｑ軸変換回路では３相共通に発生し
た高調波成分しか直流に変換できない。そのため、３相
出力インバータ回路に単相負荷が接続された場合、２線
間にだけ負荷がつながり、３相アンバランスな高調波が
発生する。
【００４９】一般に知られているように３相アンバラン
ス成分は正相ｄ−ｑ軸変換では直流成分として検出でき
ないため、実施の形態４の方法では３相不平衡の高調波
を抑制できず良好にインバータ制御を行えない。そこ
で、このような場合に発生した高調波を抑制する特定高
調波制御回路２０Ｃを図６に示す。
ス成分は正相ｄ−ｑ軸変換では直流成分として検出でき
ないため、実施の形態４の方法では３相不平衡の高調波
を抑制できず良好にインバータ制御を行えない。そこ
で、このような場合に発生した高調波を抑制する特定高
調波制御回路２０Ｃを図６に示す。
【００５０】図６において、高調波正相３相／ｄｑ軸変
換回路２２８は３相電圧ＶＬｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗの高調
波正相成分中から高調波検出基準発生回路２１４で発生
した周波数成分を以下の変換式により正相ｄ，ｑ軸成分
に変換する。この正相ｄ，ｑ軸成分は目標周波数正相成
分以外を交流成分として含むため、ローパスフィルタ２
２９で交流成分を取り除き直流化された目標周波数正相
成分を取り出す。ローパスフィルタ２２９を通して出力
された直流化された目標周波数正相成分は減算器２３０
に入力されて高調波成分指令との偏差量が求められる。
この偏差量に基づいて制御回路２３１は３相正相電圧Ｖ
Ｌｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗ中の特定高調波成分を抑制する補
正量を求める。
換回路２２８は３相電圧ＶＬｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗの高調
波正相成分中から高調波検出基準発生回路２１４で発生
した周波数成分を以下の変換式により正相ｄ，ｑ軸成分
に変換する。この正相ｄ，ｑ軸成分は目標周波数正相成
分以外を交流成分として含むため、ローパスフィルタ２
２９で交流成分を取り除き直流化された目標周波数正相
成分を取り出す。ローパスフィルタ２２９を通して出力
された直流化された目標周波数正相成分は減算器２３０
に入力されて高調波成分指令との偏差量が求められる。
この偏差量に基づいて制御回路２３１は３相正相電圧Ｖ
Ｌｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗ中の特定高調波成分を抑制する補
正量を求める。
【００５１】
【数１】
【００５２】次に、高調波逆相３相／ｄｑ軸変換回路２
３２は３相電圧ＶＬｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗの高調波逆相成
分中から高調波検出基準発生回路２１４で発生した高調
波成分を以下の変換式により逆相ｄ，ｑ軸成分に変換す
る。この逆相ｄ，ｑ軸成分は目標周波数逆相成分以外を
交流成分として含むため、ローパスフィルタ２２３で交
流成分を取り除き直流化された目標周波数逆相成分を取
り出す。ローパスフィルタ２３３を通して出力された直
流化された目標周波数逆相成分は減算器２３４に入力さ
れて高調波成分指令との偏差量が求められる。この偏差
量に基づいて制御回路２３５は３相逆相電圧ＶＬｕ，Ｖ
Ｌｖ，ＶＬｗ中の特定高調波成分を抑制する補正量を求
める。
３２は３相電圧ＶＬｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗの高調波逆相成
分中から高調波検出基準発生回路２１４で発生した高調
波成分を以下の変換式により逆相ｄ，ｑ軸成分に変換す
る。この逆相ｄ，ｑ軸成分は目標周波数逆相成分以外を
交流成分として含むため、ローパスフィルタ２２３で交
流成分を取り除き直流化された目標周波数逆相成分を取
り出す。ローパスフィルタ２３３を通して出力された直
流化された目標周波数逆相成分は減算器２３４に入力さ
れて高調波成分指令との偏差量が求められる。この偏差
量に基づいて制御回路２３５は３相逆相電圧ＶＬｕ，Ｖ
Ｌｖ，ＶＬｗ中の特定高調波成分を抑制する補正量を求
める。
【００５３】
【数２】
【００５４】制御回路２３５を出力した逆相ｄｑ軸成分
による補正量は高調波逆相ｄｑ軸／３相変換回路２３６
で３相電圧に戻され、次に高調波正相３相／ｄｑ軸変換
回路２３７で正相ｄｑ軸成分に変換される。変換された
正相ｄｑ軸成分と制御回路２３１より出力された正相ｄ
ｑ軸成分は加算器２３８で加算された後に、高調波正相
ｄｑ軸／３相変換器２３９で３相電圧に変換される。そ
して、高調波正相ｄｑ軸／３相変換器２３９で変換され
た３相電圧は加算手段としての加算器２４０ｕ，２４０
ｖ，２４０ｗで３相電圧ＶＬｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗと加算
される。
による補正量は高調波逆相ｄｑ軸／３相変換回路２３６
で３相電圧に戻され、次に高調波正相３相／ｄｑ軸変換
回路２３７で正相ｄｑ軸成分に変換される。変換された
正相ｄｑ軸成分と制御回路２３１より出力された正相ｄ
ｑ軸成分は加算器２３８で加算された後に、高調波正相
ｄｑ軸／３相変換器２３９で３相電圧に変換される。そ
して、高調波正相ｄｑ軸／３相変換器２３９で変換され
た３相電圧は加算手段としての加算器２４０ｕ，２４０
ｖ，２４０ｗで３相電圧ＶＬｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗと加算
される。
【００５５】次に動作について説明する。３相均一の周
波数成分は正相ｄｑ軸に変換されると完全な直流成分と
なる。しかしが、単相負荷の負荷電圧を３相正相ｄｑ軸
変換すると、直流と２倍調波の高調波成分が発生する。
一方、単相負荷の負荷電流を３相逆相ｄｑ軸変換する
と、正相変換したとき発生した直流成分が２倍調波の高
調波成分になり、そして２倍調波の高調波成分が直流成
分になる。
波数成分は正相ｄｑ軸に変換されると完全な直流成分と
なる。しかしが、単相負荷の負荷電圧を３相正相ｄｑ軸
変換すると、直流と２倍調波の高調波成分が発生する。
一方、単相負荷の負荷電流を３相逆相ｄｑ軸変換する
と、正相変換したとき発生した直流成分が２倍調波の高
調波成分になり、そして２倍調波の高調波成分が直流成
分になる。
【００５６】そこで本実施の形態では、高調波正相３相
／ｄｑ軸変換回路２２８と高調波逆相３相／ｄｑ軸変換
回路２３２で３相電圧ＶＬｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗよりの正
相高調波成分と逆相高調波成分の両方の検出を行い、そ
れぞれの２倍調波をローパスフィルタ２２９、２３３に
かけ除去して相互の干渉を無くす。
／ｄｑ軸変換回路２２８と高調波逆相３相／ｄｑ軸変換
回路２３２で３相電圧ＶＬｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗよりの正
相高調波成分と逆相高調波成分の両方の検出を行い、そ
れぞれの２倍調波をローパスフィルタ２２９、２３３に
かけ除去して相互の干渉を無くす。
【００５７】そして、各相毎個別に減算器２３０、２３
４で高調波ｄｑ指令との偏差量を求め、この偏差量に基
づいて制御回路２３１、２３５は補正量を求めるべく制
御を行う。しかし、全体の制御は正相制御であるから、
逆相で制御した制御結果である制御回路２３５の出力は
高調波逆相ｄｑ軸／３相変換回路２３６と高調波正相３
相／ｄｑ軸変換回路２３７を通して正相ｄｑ軸成分に変
換される。
４で高調波ｄｑ指令との偏差量を求め、この偏差量に基
づいて制御回路２３１、２３５は補正量を求めるべく制
御を行う。しかし、全体の制御は正相制御であるから、
逆相で制御した制御結果である制御回路２３５の出力は
高調波逆相ｄｑ軸／３相変換回路２３６と高調波正相３
相／ｄｑ軸変換回路２３７を通して正相ｄｑ軸成分に変
換される。
【００５８】加算器２３８は制御回路２３１の演算結果
と高調波正相３相／ｄｑ軸変換回路２３７でより出力さ
れた正相ｄｑ軸成分に変換後の演算結果とを加算し、高
調波正相ｄｑ軸／３相変換回路２３９で３相電圧に戻し
て演算結果とする。加算器２４０ｕ，２４０ｖ，２４０
ｗは高調波正相ｄｑ軸／３相変換回路２３９より出力さ
れた演算結果と３相電圧ＶＬｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗとを加
算し新たな３相電圧値ＶＬｕ2，ＶＬｖ2，ＶＬｗ2とす
る。これにより、３相不平衡な高調波成分が除去され
る。
と高調波正相３相／ｄｑ軸変換回路２３７でより出力さ
れた正相ｄｑ軸成分に変換後の演算結果とを加算し、高
調波正相ｄｑ軸／３相変換回路２３９で３相電圧に戻し
て演算結果とする。加算器２４０ｕ，２４０ｖ，２４０
ｗは高調波正相ｄｑ軸／３相変換回路２３９より出力さ
れた演算結果と３相電圧ＶＬｕ，ＶＬｖ，ＶＬｗとを加
算し新たな３相電圧値ＶＬｕ2，ＶＬｖ2，ＶＬｗ2とす
る。これにより、３相不平衡な高調波成分が除去され
る。
【００５９】以上により高調波検出基準発生回路２１４
の基準周波数を基本波とすると基準周波成分の３相平衡
制御も行える。さらに、複数の回路で新たな回路を構成
すれば、制御したい３相不平衡や高調波成分を全て取り
除くことができる。
の基準周波数を基本波とすると基準周波成分の３相平衡
制御も行える。さらに、複数の回路で新たな回路を構成
すれば、制御したい３相不平衡や高調波成分を全て取り
除くことができる。
【００６０】実施の形態６．図７は、更にこの発明の他
の実施の形態を示す電圧調整回路の構成図である。図に
おいて、電圧調整回路２０Ｄは、偏差率制御手段として
の制御回路２０５Ａを有している。制御回路２０５Ａは
比例制御として次式で表される出力を偏差として出力す
る。
の実施の形態を示す電圧調整回路の構成図である。図に
おいて、電圧調整回路２０Ｄは、偏差率制御手段として
の制御回路２０５Ａを有している。制御回路２０５Ａは
比例制御として次式で表される出力を偏差として出力す
る。
【００６１】ＯＵＴ＝Ｋｐ×ＩＮ
（Ｋｐ（Ｋｐ＞１）は比例ゲイン、ＩＮは制御回路２０
５Ａの入力（偏差値））
５Ａの入力（偏差値））
【００６２】この場合、電圧指令と実際の電圧との間に
定常偏差を生じないように目標とする電圧平衡率や電圧
歪み率を満足するような定常偏差となるように、比例制
御ゲインを調整する。制御回路２０５Ａの制御結果であ
る偏差ＯＵＴは加算器２０６へ出力され、単相平均値指
令と加算される。
定常偏差を生じないように目標とする電圧平衡率や電圧
歪み率を満足するような定常偏差となるように、比例制
御ゲインを調整する。制御回路２０５Ａの制御結果であ
る偏差ＯＵＴは加算器２０６へ出力され、単相平均値指
令と加算される。
【００６３】割り算器２０７は加算器２０６の出力を単
相平均値指令で除算して｛（ＯＵＴ＋単相平均値指令）
／単相平均値｝を求める。かけ算器２０８は割り算器２
０７の出力とｕ相電圧ＶＬｕとを乗算する。
相平均値指令で除算して｛（ＯＵＴ＋単相平均値指令）
／単相平均値｝を求める。かけ算器２０８は割り算器２
０７の出力とｕ相電圧ＶＬｕとを乗算する。
【００６４】その他の構成については、図２に示された
ものと同様のものであり、相当するもに同じ符号を付し
て説明は省略する。
ものと同様のものであり、相当するもに同じ符号を付し
て説明は省略する。
【００６５】以上のように構成された電圧調整回路２０
Ｄにおいては、制御回路２０５Ａは入力される偏差ＩＮ
が大きければ大きい程より大きな偏差ＯＵＴを出力す
る。
Ｄにおいては、制御回路２０５Ａは入力される偏差ＩＮ
が大きければ大きい程より大きな偏差ＯＵＴを出力す
る。
【００６６】即ち、例えばＩＮ＝０．８、Ｋｐ＝５とす
ると偏差ＯＵＴ＝４となり、偏差ＯＵＴが５倍に拡大さ
れて出力される。
ると偏差ＯＵＴ＝４となり、偏差ＯＵＴが５倍に拡大さ
れて出力される。
【００６７】この制御結果に基づき、加算器２０６、割
り算器２０７により偏差率を求める。例えば、単相平均
値指令を１００〔Ｖ〕とすると、偏差率は以下の値にな
る。
り算器２０７により偏差率を求める。例えば、単相平均
値指令を１００〔Ｖ〕とすると、偏差率は以下の値にな
る。
【００６８】
偏差率＝（４＋１００）／１００＝１．０４
【００６９】かけ算器２０８により、電圧センサ７で検
出された相電圧ＶＬｕ（１００＋０．８＝１００．８
〔Ｖ〕）と偏差率とを乗算すれば、修正された新たな検
出電圧ＶＬｕｃとして以下の値が求められる。
出された相電圧ＶＬｕ（１００＋０．８＝１００．８
〔Ｖ〕）と偏差率とを乗算すれば、修正された新たな検
出電圧ＶＬｕｃとして以下の値が求められる。
【００７０】
ＶＬｕｃ＝１００．８×１．０４≒１０４．８〔Ｖ〕
【００７１】以上のようにして、電圧センサ７の見かけ
の感度を向上させるように動作し、３相出力電圧の平衡
度が改善される。
の感度を向上させるように動作し、３相出力電圧の平衡
度が改善される。
【００７２】
【発明の効果】以上のように、この発明によれば、電力
変換装置から負荷に供給される３相電圧を検出する電圧
検出手段と、前記基準周波正相のｄ軸及びｑ軸の電圧指
令値を発生する電圧指令発生回路と、前記電圧検出手段
からの３相出力検出値と前記電圧指令発生回路からのｄ
軸電圧とｑ軸電圧の指令値とに基づいて修正した３相出
力検出値を求める電圧調整回路と、前記電圧調整回路か
らの修正した３相出力検出値をｄｑ軸成分に変換した基
準周波正相のｄ軸及びｑ軸の電圧値と前記電圧指令発生
回路からのｄ軸及びｑ軸の電圧指令値との偏差に基づい
て前記電力変換装置のｄ軸及びｑ軸電流指令を出力する
電圧制御回路とを備えたので、電力変換装置の３相出力
に不平衡負荷が接続されても電流制御に影響を与えるこ
となく平衡な３相出力電圧を保つことができるととも
に、非線形負荷が接続されても高調波電圧成分を抑制し
安定した高精度な３相電圧を負荷に供給することができ
るという効果がある。 また、前記電圧調整回路は、前記
電圧指令発生回路からのｄ軸及びｑ軸の電圧指令値に基
づいて３相のそれぞれに対する単相平均値指令を発生す
る単相指令発生回路と、前記単相指令発生回路からの単
相平均値指令に従って各相の不平衡電圧率を演算して修
正した出力検出値を求める相毎の不平衡電圧率制御回路
とを備え、前記不平衡電圧率制御回路は、前記電圧検出
手段により検出された相電圧の平均値を検出する平均値
検出手段と、前記検出された平均値と前記電圧指令値と
の偏差が大きいほど出力される出力偏差が大きくなるよ
うに制御する偏差制御手段と、この偏差制御手段による
制御結果と前記電圧指令値とに基づき電圧偏差率を算出
する偏差率算出手段と、前記電圧偏差率に基づき前記出
力電圧を修正して修正した出力検出値を求める出力電圧
修正手段とを有し、前記修正出力電圧に基づき前記電力
変換器の出力制御を行うことで、電力変換装置の３相出
力に不平衡負荷が接続されても電流制御に影響を与える
ことなく平衡な３相出力電圧を保つことができるととも
に、非線形負荷が接続されても高調波電圧成分を抑制し
安定した高精度な３相電圧を負荷に供給することができ
るという効果がある。
変換装置から負荷に供給される３相電圧を検出する電圧
検出手段と、前記基準周波正相のｄ軸及びｑ軸の電圧指
令値を発生する電圧指令発生回路と、前記電圧検出手段
からの３相出力検出値と前記電圧指令発生回路からのｄ
軸電圧とｑ軸電圧の指令値とに基づいて修正した３相出
力検出値を求める電圧調整回路と、前記電圧調整回路か
らの修正した３相出力検出値をｄｑ軸成分に変換した基
準周波正相のｄ軸及びｑ軸の電圧値と前記電圧指令発生
回路からのｄ軸及びｑ軸の電圧指令値との偏差に基づい
て前記電力変換装置のｄ軸及びｑ軸電流指令を出力する
電圧制御回路とを備えたので、電力変換装置の３相出力
に不平衡負荷が接続されても電流制御に影響を与えるこ
となく平衡な３相出力電圧を保つことができるととも
に、非線形負荷が接続されても高調波電圧成分を抑制し
安定した高精度な３相電圧を負荷に供給することができ
るという効果がある。 また、前記電圧調整回路は、前記
電圧指令発生回路からのｄ軸及びｑ軸の電圧指令値に基
づいて３相のそれぞれに対する単相平均値指令を発生す
る単相指令発生回路と、前記単相指令発生回路からの単
相平均値指令に従って各相の不平衡電圧率を演算して修
正した出力検出値を求める相毎の不平衡電圧率制御回路
とを備え、前記不平衡電圧率制御回路は、前記電圧検出
手段により検出された相電圧の平均値を検出する平均値
検出手段と、前記検出された平均値と前記電圧指令値と
の偏差が大きいほど出力される出力偏差が大きくなるよ
うに制御する偏差制御手段と、この偏差制御手段による
制御結果と前記電圧指令値とに基づき電圧偏差率を算出
する偏差率算出手段と、前記電圧偏差率に基づき前記出
力電圧を修正して修正した出力検出値を求める出力電圧
修正手段とを有し、前記修正出力電圧に基づき前記電力
変換器の出力制御を行うことで、電力変換装置の３相出
力に不平衡負荷が接続されても電流制御に影響を与える
ことなく平衡な３相出力電圧を保つことができるととも
に、非線形負荷が接続されても高調波電圧成分を抑制し
安定した高精度な３相電圧を負荷に供給することができ
るという効果がある。
【００７３】また、偏差率算出手段により算出された電
圧偏差率を所定値以下に制限するリミッタ手段を設け、
出力電圧修正手段は前記リミッタ手段により制限された
電圧偏差率に基づき出力電圧を修正することで、実際に
検出された電圧と修正出力電圧との過渡的な食い違いを
最小限に抑えて制御性を向上させることができるという
効果がある。
圧偏差率を所定値以下に制限するリミッタ手段を設け、
出力電圧修正手段は前記リミッタ手段により制限された
電圧偏差率に基づき出力電圧を修正することで、実際に
検出された電圧と修正出力電圧との過渡的な食い違いを
最小限に抑えて制御性を向上させることができるという
効果がある。
【００７４】また、電力変換器の出力電圧中の制御すべ
き基準周波数の成分指令値を設定する周波数成分指令値
設定手段と、前記検出された出力電圧中の前記基準周波
数の成分を基準周波数直流電圧として検出する周波数成
分検出手段と、前記検出された基準周波数直流電圧と前
記基準周波数の成分指令値との偏差が大きいほど出力さ
れる出力偏差が大きくなるように制御する周波数成分偏
差制御手段と、この周波数成分偏差制御手段による制御
結果を前記基準周波数を基準にして交流制御量に変換す
る交流変換手段と、前記検出された出力電圧と前記交流
制御量とを加算する加算手段とを有し、前記加算手段の
加算結果に基づき前記電力変換器の出力制御を行うこと
で、基準周波数成分で抑制したい特定の高調波成分を低
減させることができるという効果がある。
き基準周波数の成分指令値を設定する周波数成分指令値
設定手段と、前記検出された出力電圧中の前記基準周波
数の成分を基準周波数直流電圧として検出する周波数成
分検出手段と、前記検出された基準周波数直流電圧と前
記基準周波数の成分指令値との偏差が大きいほど出力さ
れる出力偏差が大きくなるように制御する周波数成分偏
差制御手段と、この周波数成分偏差制御手段による制御
結果を前記基準周波数を基準にして交流制御量に変換す
る交流変換手段と、前記検出された出力電圧と前記交流
制御量とを加算する加算手段とを有し、前記加算手段の
加算結果に基づき前記電力変換器の出力制御を行うこと
で、基準周波数成分で抑制したい特定の高調波成分を低
減させることができるという効果がある。
【００７５】また、周波数成分偏差制御手段が、検出さ
れた基準周波数直流電圧と基準周波数成分の指令値との
偏差に対する不感帯を有することで、負荷側の電圧高調
波のガイドライン等を満足させるようなインバータ制御
を行えるという効果がある。
れた基準周波数直流電圧と基準周波数成分の指令値との
偏差に対する不感帯を有することで、負荷側の電圧高調
波のガイドライン等を満足させるようなインバータ制御
を行えるという効果がある。
【００７６】さらに、電力変換器の出力電圧中の制御す
べき基準周波数の成分指令値を設定する周波数成分設定
手段と、前記検出された出力電圧中の前記基準周波数に
おける正相成分を正相ｄｑ軸電圧として検出する正相ｄ
ｑ軸成分検出手段と、前記正相ｄｑ軸電圧と前記基準周
波数の成分指令値との偏差が大きいほど出力される出力
偏差が大きくなるように制御する正相偏差制御手段と、
前記検出された出力電圧中の前記基準周波数における逆
相成分を逆相ｄｑ軸電圧として検出する逆相ｄｑ軸成分
検出手段と、前記逆相ｄｑ軸電圧と前記基準周波数の成
分指令値との偏差が大きいほど出力される出力偏差が大
きくなるように制御する逆相偏差制御手段と、この逆相
偏差制御手段の制御結果を正相ｄｑ軸電圧に変換する逆
相ｄｑ軸正相ｄｑ軸変換手段と、前記正相偏差制御手段
の制御結果と前記逆相ｄｑ軸正相ｄｑ軸変換手段により
正相ｄｑ軸電圧に変換された前記逆相偏差制御手段の制
御結果とを加算して前記基準周波数を基準にして正相交
流制御量に変換する正相ｄｑ軸交流変換手段と、前記検
出された出力電圧と前記正相交流制御量とを加算する加
算手段とを有し、前記加算手段の加算結果に基づき前記
電力変換器の出力制御を行うことで、３相不平衡な高調
波成分を除去することができるという効果がある。
べき基準周波数の成分指令値を設定する周波数成分設定
手段と、前記検出された出力電圧中の前記基準周波数に
おける正相成分を正相ｄｑ軸電圧として検出する正相ｄ
ｑ軸成分検出手段と、前記正相ｄｑ軸電圧と前記基準周
波数の成分指令値との偏差が大きいほど出力される出力
偏差が大きくなるように制御する正相偏差制御手段と、
前記検出された出力電圧中の前記基準周波数における逆
相成分を逆相ｄｑ軸電圧として検出する逆相ｄｑ軸成分
検出手段と、前記逆相ｄｑ軸電圧と前記基準周波数の成
分指令値との偏差が大きいほど出力される出力偏差が大
きくなるように制御する逆相偏差制御手段と、この逆相
偏差制御手段の制御結果を正相ｄｑ軸電圧に変換する逆
相ｄｑ軸正相ｄｑ軸変換手段と、前記正相偏差制御手段
の制御結果と前記逆相ｄｑ軸正相ｄｑ軸変換手段により
正相ｄｑ軸電圧に変換された前記逆相偏差制御手段の制
御結果とを加算して前記基準周波数を基準にして正相交
流制御量に変換する正相ｄｑ軸交流変換手段と、前記検
出された出力電圧と前記正相交流制御量とを加算する加
算手段とを有し、前記加算手段の加算結果に基づき前記
電力変換器の出力制御を行うことで、３相不平衡な高調
波成分を除去することができるという効果がある。
【図１】 この発明の実施の形態１を示す電力変換器の
制御装置の構成図である。
制御装置の構成図である。
【図２】 この発明の実施の形態１における電圧調整回
路の構成図である。
路の構成図である。
【図３】 この発明の実施の形態２における電圧調整回
路中の１相分の不平衡電圧率制御回路の構成図である。
路中の１相分の不平衡電圧率制御回路の構成図である。
【図４】 この発明の実施の形態３における電圧調整回
路の構成図である。
路の構成図である。
【図５】 この発明の実施の形態４における電圧調整回
路の構成図である。
路の構成図である。
【図６】 この発明の実施の形態５における電圧調整回
路の構成図である。
路の構成図である。
【図７】 この発明の実施の形態６における電圧調整回
路の構成図である。
路の構成図である。
【図８】 この発明の従来例における電力変換器の制御
装置の構成図である。
装置の構成図である。
１ インバータ、２０ 電圧調整回路、２０１ｕ〜２０
１ｗ 不平衡電圧率制御回路、２０２ 全波整流器、２
０３ ローパスフィルタ回路、２０４，２１７ｄ，２１
７ｑ 減算器、２０５，２１８ｄ，２１８ｑ，２３１，
２３５ 制御回路、２０６，２２０ｕ〜２２０ｗ，２４
０ｕ〜２４０ｗ，２３８ 加算器、２０７ 割り算器、
２０８ かけ算器、２０８ リミッタ、２１４ 高調波
検出基準発生回路、２１５ ３相／ｄｑ軸変換器、２１
６ｄ，２１６ｑ ローパスフィルタ回路、２１９ ｄｑ
軸／３相変換器、２２３ｄ，２２３ｑ 不感帯回路、２
２８，２３７ 正相３相／ｄｑ軸変換器、２３２ 逆相
３相／ｄｑ軸変換器、２３６ 逆相ｄｑ軸／３相変換
器、２３９ 正相ｄｑ軸／３相変換器。
１ｗ 不平衡電圧率制御回路、２０２ 全波整流器、２
０３ ローパスフィルタ回路、２０４，２１７ｄ，２１
７ｑ 減算器、２０５，２１８ｄ，２１８ｑ，２３１，
２３５ 制御回路、２０６，２２０ｕ〜２２０ｗ，２４
０ｕ〜２４０ｗ，２３８ 加算器、２０７ 割り算器、
２０８ かけ算器、２０８ リミッタ、２１４ 高調波
検出基準発生回路、２１５ ３相／ｄｑ軸変換器、２１
６ｄ，２１６ｑ ローパスフィルタ回路、２１９ ｄｑ
軸／３相変換器、２２３ｄ，２２３ｑ 不感帯回路、２
２８，２３７ 正相３相／ｄｑ軸変換器、２３２ 逆相
３相／ｄｑ軸変換器、２３６ 逆相ｄｑ軸／３相変換
器、２３９ 正相ｄｑ軸／３相変換器。
Claims (6)
- 【請求項１】 電力変換装置から負荷に供給される３相
電圧を検出する電圧検出手段と、 前記基準周波正相のｄ軸及びｑ軸の電圧指令値を発生す
る電圧指令発生回路と、 前記電圧検出手段からの３相出力検出値と前記電圧指令
発生回路からのｄ軸電圧とｑ軸電圧の指令値とに基づい
て修正した３相出力検出値を求める電圧調整回路と、 前記電圧調整回路からの修正した３相出力検出値をｄｑ
軸成分に変換した基準周波正相のｄ軸及びｑ軸の電圧値
と前記電圧指令発生回路からのｄ軸及びｑ軸の電圧指令
値との偏差に基づいて前記電力変換装置のｄ軸及びｑ軸
電流指令を出力する電圧制御回路と を備えた電力変換装
置の制御装置。 - 【請求項２】 前記電圧調整回路は、 前記電圧指令発生回路からのｄ軸及びｑ軸の電圧指令値
に基づいて３相のそれぞれに対する単相平均値指令を発
生する単相指令発生回路と、 前記単相指令発生回路からの単相平均値指令に従って各
相の不平衡電圧率を演算して修正した出力検出値を求め
る相毎の不平衡電圧率制御回路と を備え、 前記不平衡電圧率制御回路は、 前記電圧検出手段により検出された相電圧 の平均値を検
出する平均値検出手段と、 前記検出された平均値と前記電圧指令値との偏差が大き
いほど出力される出力偏差が大きくなるように制御する
偏差制御手段と、 この偏差制御手段による制御結果と前記電圧指令値とに
基づき電圧偏差率を算出する偏差率算出手段と、 前記電圧偏差率に基づき前記出力電圧を修正して修正し
た出力検出値を求める出力電圧修正手段とを有し、 前記修正出力電圧に基づき前記電力変換器の出力制御を
行う請求項１に記載の電力変換器の制御装置。 - 【請求項３】 前記偏差率算出手段により算出された電
圧偏差率を所定値以下に制限するリミッタ手段を設け、
前記出力電圧修正手段は前記リミッタ手段により制限さ
れた電圧偏差率に基づき出力電圧を修正するものとした
ことを特徴とする請求項２に記載の電力変換器の制御装
置。 - 【請求項４】 前記電圧調整回路は、 前記電力変換器の出力電圧中の制御すべき基準周波数の
成分指令値を設定する周波数成分指令値設定手段と、 前記検出された出力電圧中の前記基準周波数の成分を基
準周波数直流電圧として検出する周波数成分検出手段
と、 前記検出された基準周波数直流電圧と前記基準周波数の
成分指令値との偏差が大きいほど出力される出力偏差が
大きくなるように制御する周波数成分偏差制御手段と、 この周波数成分偏差制御手段による制御結果を前記基準
周波数を基準にして交流制御量に変換する交流変換手段
と、 前記検出された出力電圧と前記交流制御量とを加算して
修正した出力検出値を求める加算手段と、 を有し、 前記加算手段の加算結果に基づき前記電力変換器の出力
制御を行うことを特徴とする請求項１に記載の電力変換
器の制御装置。 - 【請求項５】 前記周波数成分偏差制御手段は、検出さ
れた基準周波数直流電圧と基準周波数成分の指令値との
偏差に対する不感帯を有するものであることを特徴とす
る請求項４に記載の電力変換器の制御装置。 - 【請求項６】 前記電圧調整回路は、 前記 電力変換器の出力電圧中の制御すべき基準周波数の
成分指令値を設定する周波数成分設定手段と、 前記検出された出力電圧中の前記基準周波数における正
相成分を正相ｄｑ軸電圧として検出する正相ｄｑ軸成分
検出手段と、 前記正相ｄｑ軸電圧と前記基準周波数の成分指令値との
偏差が大きいほど出力される出力偏差が大きくなるよう
に制御する正相偏差制御手段と、 前記検出された出力電圧中の前記基準周波数における逆
相成分を逆相ｄｑ軸電圧として検出する逆相ｄｑ軸成分
検出手段と、 前記逆相ｄｑ軸電圧と前記基準周波数の成分指令値との
偏差が大きいほど出力される出力偏差が大きくなるよう
に制御する逆相偏差制御手段と、 この逆相偏差制御手段の制御結果を正相ｄｑ軸電圧に変
換する逆相ｄｑ軸正相ｄｑ軸変換手段と、 前記正相偏差制御手段の制御結果と前記逆相ｄｑ軸正相
ｄｑ軸変換手段により正相ｄｑ軸電圧に変換された前記
逆相偏差制御手段の制御結果とを加算して前記基準周波
数を基準にして正相交流制御量に変換する正相ｄｑ軸交
流変換手段と、 前記検出された出力電圧と前記正相交流制御量とを加算
して修正した出力検出値を求める加算手段と、 を有し、 前記加算手段の加算結果に基づき前記電力変換器の出力
制御を行うことを特徴とする請求項１に記載の電力変換
器の制御装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02241897A JP3411462B2 (ja) | 1997-02-05 | 1997-02-05 | 電力変換器の制御装置 |
| CA002208330A CA2208330C (en) | 1997-02-05 | 1997-06-20 | Controller for power transducers |
| US08/879,614 US5909366A (en) | 1997-02-05 | 1997-06-20 | Controller for power transducers |
| CN97114005A CN1071952C (zh) | 1997-02-05 | 1997-06-28 | 电力变换器控制装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP02241897A JP3411462B2 (ja) | 1997-02-05 | 1997-02-05 | 電力変換器の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH10225131A JPH10225131A (ja) | 1998-08-21 |
| JP3411462B2 true JP3411462B2 (ja) | 2003-06-03 |
Family
ID=12082132
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP02241897A Expired - Fee Related JP3411462B2 (ja) | 1997-02-05 | 1997-02-05 | 電力変換器の制御装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5909366A (ja) |
| JP (1) | JP3411462B2 (ja) |
| CN (1) | CN1071952C (ja) |
| CA (1) | CA2208330C (ja) |
Families Citing this family (21)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6324085B2 (en) * | 1999-12-27 | 2001-11-27 | Denso Corporation | Power converter apparatus and related method |
| JP4575547B2 (ja) * | 2000-04-18 | 2010-11-04 | トヨタ自動車株式会社 | モータの制御装置 |
| JP4585774B2 (ja) * | 2003-03-07 | 2010-11-24 | キヤノン株式会社 | 電力変換装置および電源装置 |
| US6950321B2 (en) * | 2003-09-24 | 2005-09-27 | General Motors Corporation | Active damping control for L-C output filters in three phase four-leg inverters |
| WO2007135730A1 (ja) * | 2006-05-23 | 2007-11-29 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | 電力変換装置 |
| JP4980743B2 (ja) * | 2007-02-15 | 2012-07-18 | 三菱電機株式会社 | 電力変換装置 |
| JP5220031B2 (ja) * | 2007-12-27 | 2013-06-26 | 三菱電機株式会社 | 電力変換器の制御装置 |
| JP4968089B2 (ja) * | 2008-01-28 | 2012-07-04 | アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 | 電動機制御装置および駆動装置 |
| JP5121514B2 (ja) * | 2008-03-11 | 2013-01-16 | 三菱電機株式会社 | 逆相制御による過電圧抑制制御方式 |
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| EP2523298B1 (en) * | 2011-05-12 | 2018-01-10 | ABB Schweiz AG | Method and apparatus for controlling electric grid in islanding mode |
| EP2719069B1 (en) * | 2011-06-08 | 2019-05-15 | L-3 Communications Magnet-Motor GmbH | Method of controlling a dc/ac converter |
| FR2982680B1 (fr) * | 2011-11-15 | 2013-11-22 | Schneider Toshiba Inverter | Procede et systeme de commande pour corriger les tensions a appliquer a une charge electrique |
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| CN103197144B (zh) * | 2013-04-11 | 2015-09-02 | 中国电子科技集团公司第十四研究所 | 一种用于逆变装置的三相电相序检测方法 |
| CN104393609B (zh) * | 2014-10-17 | 2017-06-13 | 国家电网公司 | 静止同步发电机故障穿越控制方法 |
| CN105680714A (zh) * | 2014-11-19 | 2016-06-15 | 国家电网公司 | 逆变器输出电压的控制方法及装置 |
| JP6344332B2 (ja) * | 2015-07-31 | 2018-06-20 | 株式会社安川電機 | 電力変換装置、発電システム、非基本波成分検出装置および非基本波成分検出方法 |
| CN111656665B (zh) * | 2018-11-21 | 2023-04-07 | 东芝三菱电机产业系统株式会社 | 电力转换装置 |
| CN114600364A (zh) * | 2020-10-05 | 2022-06-07 | 东芝三菱电机产业系统株式会社 | 电力变换装置的控制装置 |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH03128691A (ja) * | 1989-07-27 | 1991-05-31 | Seiko Epson Corp | 電圧形ｐｗｍコンバータ・インバータシステムとその制御方式 |
| US5047910A (en) * | 1990-07-09 | 1991-09-10 | Teledyne Inet | Ideal sinusoidal voltage waveform synthesis control system |
| EP0471107A1 (de) * | 1990-08-16 | 1992-02-19 | Siemens Aktiengesellschaft | Verfahren und Vorrichtung zur Symmetrierung eines Drehstromsystems |
| JPH05260781A (ja) * | 1992-03-09 | 1993-10-08 | Mitsubishi Electric Corp | 電力変換装置 |
| JPH0638538A (ja) * | 1992-07-17 | 1994-02-10 | Meidensha Corp | 無停電電源装置の三相出力電圧平衡方式 |
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| JP3271478B2 (ja) * | 1995-07-19 | 2002-04-02 | 松下電器産業株式会社 | 電流指令型ｐｗｍインバータ |
-
1997
- 1997-02-05 JP JP02241897A patent/JP3411462B2/ja not_active Expired - Fee Related
- 1997-06-20 US US08/879,614 patent/US5909366A/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-06-20 CA CA002208330A patent/CA2208330C/en not_active Expired - Lifetime
- 1997-06-28 CN CN97114005A patent/CN1071952C/zh not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA2208330A1 (en) | 1998-08-05 |
| CA2208330C (en) | 1999-08-31 |
| CN1071952C (zh) | 2001-09-26 |
| JPH10225131A (ja) | 1998-08-21 |
| CN1190279A (zh) | 1998-08-12 |
| US5909366A (en) | 1999-06-01 |
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Legal Events
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|
| FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
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|
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|
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