JP2024164998A - 電力変換装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高調波規制を満足させることができるとともにモータの振動の増加を抑制することができる電力変換装置を提案する。
【解決手段】電力変換装置１は、三相入力交流電圧を全波整流するコンバータ回路１０と、コンバータ回路１０の出力に並列接続されたコンデンサ２０を有し直流電圧Ｖｄｃを生成する直流リンク部３０と、直流リンク部３０によって生成された直流電圧Ｖｄｃをスイッチング動作により交流電圧に変換してモータ１１００に供給するインバータ回路４０と、インバータ回路４０を制御する制御部１００と、を備え、制御部１００は、コンデンサ２０が充放電する電流の逆位相の第１補正値、及び、電源周波数の６倍に同期して脈動させる第２補正値を用いて、モータ１１００の駆動に関わる制御値を脈動させる。
【選択図】図１

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

従来、電解コンデンサレスインバータの構成において、大容量のリアクトルを設けること無く、電源高調波規制を満足することができる電力変換装置が提案されている。
例えば、特許文献１に記載された電力変換装置は、入力交流を全波整流するコンバータ回路と、該コンバータ回路の出力に並列接続されたコンデンサを有し、直流電圧を出力する直流リンク部と、該直流リンク部の出力をスイッチングして交流に変換し、前記モータに供給するインバータ回路と、前記スイッチングを制御する制御部とを備える。そして、該制御部は、前記モータの速度を制御する操作量を求める速度制御部と、前記インバータ回路の出力トルクを制御する操作量を求めるトルク制御部と、前記モータのα軸電流及びβ軸電流を制御する操作量を求める電圧制御部とを備える。前記速度制御部は、前記モータの速度を制御する操作量を、前記入力交流の電源周波数の２倍に同期して脈動させ、前記トルク制御部は、前記モータの速度を制御する操作量から前記インバータ回路の出力トルク指令値を生成し、当該出力トルク指令値に基づいて、前記インバータ回路の出力トルクを制御する操作量を求める。前記電圧制御部は、前記インバータ回路の出力トルクを制御する操作量に基づき、静止座標系上で前記モータのα軸電流指令値及びβ軸電流指令値を生成し、これらα軸電流指令値及びβ軸電流指令値とα軸電流及びβ軸電流との偏差が小さくなるように前記モータのα軸電圧指令値及びβ軸電圧指令値を生成し、且つ、前記モータの速度を制御する操作量に基づいて、前記インバータ回路に流れる直流リンク電流指令値を生成し、直流リンク電流が前記直流リンク電流指令値と等しくなるように前記α軸電圧指令値及び前記β軸電圧指令値を補正する。

特開２０１９－４１５６２号公報

三相電源を用いる電力変換装置において、制御指令値を電源周波数の６倍で脈動させることで、高調波を低減することが可能であるが、コンデンサの充放電電流によって入力電流に歪みが発生し、十分な低減効果が得られない。そのため、電源高調波規制を満足させるためには、大きな脈動が必要となる。その結果、負荷となるモータの回転速度の変動が増加し、振動が増加するおそれがある。
本発明は、高調波規制を満足させることができるとともにモータの振動の増加を抑制することができる電力変換装置を提案することを目的とする。

かかる目的のもと完成させた本発明は、三相入力交流電圧を全波整流するコンバータ回路と、前記コンバータ回路の出力に並列接続されたコンデンサを有し直流電圧を生成する直流リンク部と、前記直流リンク部によって生成された前記直流電圧をスイッチング動作により交流電圧に変換してモータに供給するインバータ回路と、前記インバータ回路を制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記コンデンサが充放電する電流の逆位相の第１補正値、及び、電源周波数の６倍に同期して脈動させる第２補正値を用いて、前記モータの駆動に関わる制御値を脈動させる、電力変換装置である。
ここで、前記制御部は、前記第１補正値と前記第２補正値とを用いて、前記モータの回転速度を制御する前記制御値を脈動させても良い。
また、前記制御部は、前記第１補正値と前記第２補正値とを用いて、前記モータのトルクを制御する前記制御値を脈動させても良い。
また、前記制御部は、前記第１補正値と前記第２補正値とを用いて、前記モータに供給する電流を制御する前記制御値を脈動させても良い。
また、前記制御部は、前記第１補正値と前記第２補正値とを用いて、前記モータに印加する電圧を制御する前記制御値を脈動させても良い。
また、前記制御部は、前記第２補正値を、前記直流電圧による直流リンク電流における６次高調波の割合が目標割合となるように制御しても良い。
また、前記制御部は、電源の系統インピーダンスに応じて、前記目標割合を変化させても良い。

本発明によれば、高調波規制を満足させることができるとともにモータの振動の増加を抑制することができる。

第１実施形態に係る電力変換装置の概略構成の一例を示す図である。 速度制御部、トルク制御部、電流制御部、電圧制御部、信号出力部の概略構成の一例を示す図である。 補正部の概略構成の一例を示す図である。 振幅調整部の概略構成の一例を示す図である。 第２実施形態に係る電力変換装置の概略構成の一例を示す図である。 第３実施形態に係る電力変換装置の概略構成の一例を示す図である。 第４実施形態に係る電力変換装置の概略構成の一例を示す図である。

以下、添付図面を参照して、本発明の実施形態について詳細に説明する。
＜第１実施形態＞
図１は、第１実施形態に係る電力変換装置１の概略構成の一例を示す図である。
電力変換装置１は、三相の交流電源１０００から供給された交流の電力を所定の周波数の電力に変換してモータ１１００に供給する装置である。モータ１１００は、例えば冷蔵庫（不図示）や空調機器（不図示）に用いられる圧縮機を駆動するモータであり、埋込磁石型同期型モータ（ＩＰＭＳＭ（Interior Permanent Magnet Synchronous Motor））であることを例示することができる。

電力変換装置１は、三相入力交流電圧を全波整流するコンバータ回路１０と、コンバータ回路１０の出力に並列接続されたコンデンサ２０を備え直流電圧Ｖｄｃを生成する直流リンク部３０とを備える。また、電力変換装置１は、直流リンク部３０によって生成された直流電圧Ｖｄｃをスイッチング動作により出力交流電圧に変換してモータ１１００に供給するインバータ回路４０と、インバータ回路４０の作動を制御する制御部１００とを備える。

コンバータ回路１０は、交流電源１０００に接続され、交流電源１０００からの交流を直流に整流する。この実施形態では、コンバータ回路１０は６個のダイオードがブリッジ状に結線されたダイオードブリッジ回路から構成されている。コンバータ回路１０は、６個のダイオードにより、交流電源１０００の交流電圧を全波整流して直流電圧Ｖｄｃに変換する。

直流リンク部３０は、コンデンサ２０を備えている。コンデンサ２０は、コンバータ回路１０の出力に並列に接続され、コンデンサ２０の両端に生じた直流電圧Ｖｄｃがインバータ回路４０の入力ノードに接続されている。コンデンサ２０は、インバータ回路４０の後述するスイッチング素子がスイッチング動作する際に、スイッチング周波数に対応して生じる電圧変動のみを平滑化可能な静電容量を有している。すなわち、コンデンサ２０は、コンバータ回路１０によって整流された電圧を平滑化するような静電容量を有さない小容量のコンデンサである。小容量のコンデンサを用いるのは、電圧脈動を十分に平滑できる大容量のコンデンサを用いると、電源電圧に対して電流が流れる区間が短くなり、力率が悪くなるためである。例えば、コンデンサ２０の容量は、電圧脈動を十分に平滑できる大容量の電解コンデンサの約１／１００の容量であり、コンデンサ２０はフィルムコンデンサであることを例示することができる。以上より、この直流リンク部３０が出力する直流電圧Ｖｄｃは脈動している。

インバータ回路４０は、直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換して、モータ１１００に供給するための回路である。インバータ回路４０は、ブリッジ回路により構成され、複数組のスイッチング素子の一例としての６個のトランジスタを備えている。本実施形態においては、インバータ回路４０は、モータ１１００の複数の相巻線のそれぞれについて一対のトランジスタを有している。

（制御部１００）
制御部１００は、後で詳述する、速度制御部１１０と、トルク制御部１２０と、電流制御部１３０と、電圧制御部１４０と、信号出力部１５０とを備える。また、制御部１００は、速度制御部１１０に入力する制御指令値を脈動させる補正値を設定する補正部１６０と、補正部１６０により補正された脈動の振幅を調整する振幅調整部１６５とを備える。また、制御部１００は、補正部１６０からの出力値と振幅調整部１６５からの出力値とを加算する加算部１６７と、速度制御部１１０に入力する制御指令値を設定する指令値設定部１６９とを備える。

速度制御部１１０、トルク制御部１２０、電流制御部１３０、電圧制御部１４０、信号出力部１５０、補正部１６０、振幅調整部１６５、加算部１６７、指令値設定部１６９は、それぞれ、予め定められた制御周期で（例えば１ミリ秒ごとに）、以下に詳述する処理を繰り返し実行する。

図２は、速度制御部１１０、トルク制御部１２０、電流制御部１３０、電圧制御部１４０、信号出力部１５０の概略構成の一例を示す図である。
速度制御部１１０は、後述する指令値設定部１６９から出力された制御指令値ωｒ´からモータ１１００の実際の回転速度ωａを減算する減算部１１１と、制御指令値ωｒ´と回転速度ωａとが一致するようにＰＩ制御を行い、トルク指令値Ｔｔを演算するＰＩ制御部１１２とを備える。速度制御部１１０は、トルク制御部１２０に、制御値の一例としてのトルク指令値Ｔｔを出力する。

トルク制御部１２０は、速度制御部１１０が演算したトルク指令値Ｔｔを用いて最大トルク制御を行うように、ｄ－ｑ座標系のｑ軸目標電流Ｉｑｔとｄ軸目標電流Ｉｄｔとを演算する最大トルク制御部１２１を有する。最大トルク制御部１２１は、電流制御部１３０に、制御値の一例としての、ｑ軸目標電流Ｉｑｔ、ｄ軸目標電流Ｉｄｔを出力する。

電流制御部１３０は、トルク制御部１２０から出力されたｑ軸目標電流Ｉｑｔから、モータ１１００に供給されるｑ軸実電流Ｉｑａを減算するｑ軸減算部１３１を有する。また、電流制御部１３０は、トルク制御部１２０から出力されたｄ軸目標電流Ｉｄｔから、モータ１１００に供給されるｄ軸実電流Ｉｄａを減算するｄ軸減算部１３２を有する。また、電流制御部１３０は、ｑ軸減算部１３１にて演算された偏差（Ｉｑｔ－Ｉｑａ）に基づいてｑ軸目標電流Ｉｑｔとｑ軸実電流Ｉｑａとが一致するようにＰＩ制御を行い、ｑ軸目標電圧Ｖｑｔを演算するｑ軸ＰＩ制御部１３３を有する。また、電流制御部１３０は、ｄ軸減算部１３２にて演算された偏差（Ｉｄｔ－Ｉｄａ）に基づいてｄ軸目標電流Ｉｄｔとｄ軸実電流Ｉｄａとが一致するようにＰＩ制御を行い、ｄ軸目標電圧Ｖｄｔを演算するｄ軸ＰＩ制御部１３４を有する。そして、電流制御部１３０は、電圧制御部１４０に、制御値の一例としての、ｑ軸目標電圧Ｖｑｔ、ｄ軸目標電圧Ｖｄｔを出力する。

電圧制御部１４０は、ｑ軸ＰＩ制御部１３３，ｄ軸ＰＩ制御部１３４にて演算されたｑ軸目標電圧Ｖｑｔ，ｄ軸目標電圧Ｖｄｔを、３相交流座標系のＵ相目標電圧Ｖｕｔ，Ｖ相目標電圧Ｖｖｔ，Ｗ相目標電圧Ｖｗｔに変換する変換部１４１を有する。

信号出力部１５０は、Ｕ相目標電圧Ｖｕｔ，Ｖ相目標電圧Ｖｖｔ，Ｗ相目標電圧Ｖｗｔに対応するように、インバータ回路４０のトランジスタのＯＮ／ＯＦＦを制御するための制御信号を生成し、出力する。

図３は、補正部１６０の概略構成の一例を示す図である。
補正部１６０は、直流リンク電流Ｉｄｃにおける、図３（ａ）に示すようなのこぎり歯状の波形を方形波に補正する第１補正部１６１と、モータ１１００の回転が電源周波数ｆｓ（言い換えれば入力交流の周波数ｆｓ）の６倍に同期して脈動するように補正する第２補正部１６２とを有する。

第１補正部１６１は、交流電源１０００に、直流リンク電流Ｉｄｃの逆位相の第１補正値Ｉｃ１（図３（ｂ）参照）を加算する。
第１補正値Ｉｃ１の理論式は以下の式（１）の通りである。
Ｉｃ１（ｔ）＝Ｃ×Ｖｄｃ×ωｓ×ｃｏｓ（ωｓ×ｔ＋π／３）・・・（１）
ここで、Ｃは、コンデンサ２０の静電容量であり、ωｓは、交流電源１０００の角速度である。
また、第１補正値Ｉｃ１の近似式は以下の式（２）の通りである。
Ｉｃ１（ｔ）＝－１２×π×（ｆｓ）^２×Ｃ×Ｖｄｃ×ｔ＋π×ｆｓ×Ｃ×Ｖｄｃ・・・（２）
第１補正部１６１において、直流リンク電流Ｉｄｃの波形となるのこぎり歯状に第１補正値Ｉｃ１が加算されることにより、図３（ｃ）に示すような方形波となる。

第２補正部１６２は、モータ１１００の回転を電源周波数ｆｓの６倍に同期して脈動させるために、第１補正部１６１からの出力値に、電源周波数ｆｓの６倍の周波数である第２補正値Ｉｃ２（図３（ｄ）参照）を加算する。
第２補正部１６２において、方形波の第１補正部１６１からの出力値に、第２補正値Ｉｃ２が加算されることにより、図３（ｅ）に示すような、方形波と電源周波数ｆｓの６倍の周波数で変動する変動波とが合成された波形となる。

図４は、振幅調整部１６５の概略構成の一例を示す図である。
振幅調整部１６５は、直流リンク電流Ｉｄｃにおける６次高調波の割合が目標割合Ｒｔとなるように、補正部１６０が出力する波形の振幅を制御する振幅制御部１８０と、交流電源１０００の系統インピーダンスに応じて目標割合Ｒｔを補正する補正係数Ｋを設定する設定部１９０とを有する。

（振幅制御部１８０）
振幅制御部１８０は、直流リンク電流Ｉｄｃにおける６次高調波の実際の割合である実割合Ｒａが目標割合ＲｔとなるようにＰＩ制御を行う。より具体的には、振幅制御部１８０は、後で詳述する、乗算部１８１、導出部１８２、減算部１８３、ＰＩ制御部１８４及び変動波形生成部１８５を有する。

乗算部１８１は、予め定められた目標値Ｒｐと設定部１９０が設定した補正係数Ｋとを乗算する。乗算部１８１が、乗算することにより得た値が目標割合Ｒｔ（＝Ｒｐ×Ｋ）となる。

導出部１８２は、直流リンク電流Ｉｄｃにおける６次高調波の実際の割合Ｒａを導出する。図４に示した導出部１８２は、直流リンク電流Ｉｄｃの検出信号に対するフーリエ変換処理の結果から、直流リンク電流Ｉｄｃの検出信号に含まれる６次の高調波周波数成分の値を演算し、演算した高調波周波数成分の値を、直流リンク電流Ｉｄｃの実効値で除算した値を実際の割合Ｒａとする。

減算部１８３は、目標割合Ｒｔから実際の割合Ｒａを減算する。
ＰＩ制御部１８４は、減算部１８３にて演算された偏差（Ｒｔ－Ｒａ）に基づいて目標割合Ｒｔと実際の割合Ｒａとが一致するようにＰＩ制御を行い、補正値Ｘを演算する。

変動波形生成部１８５は、ＰＩ制御部１８４が演算した補正値Ｘを、変動波形（例えば正弦波）で変動させて加算部１６７に出力する。
なお、振幅制御部１８０は、ＰＩ制御部１８４が演算した補正値Ｘを波形で変動させることなく加算部１６７に出力しても良い。また、振幅制御部１８０は、補正値Ｘを所定の範囲内の値に制限して加算部１６７に出力して良い。

（設定部１９０）
設定部１９０は、交流電源１０００の系統インピーダンスとコンデンサ２０の共振周波数が、電源周波数の６倍に近い場合、電源周波数の６倍で脈動することで、かえって高調波を悪化させてしまうことに鑑み、目標割合Ｒｔを補正する補正係数Ｋを設定する。本実施形態に係る設定部１９０は、以下の事項を考慮して、以下のように構成されている。

共振周波数が６次高調波に近い系統インピーダンスでは、６次高調波電流が目標値Ｒｐを超えているため、目標割合Ｒｔの補正は行わない。共振周波数が６次高調波以下となる系統インピーダンスでは、６次高調波電流は目標値Ｒｐ以下となるが、目標割合Ｒｔの補正を行っても系統インピーダンスによって平滑され６次高調波電流が増加せず、上限に張り付くため、目標割合Ｒｔの補正は行わない。系統インピーダンスが大きくなると、直流電圧Ｖｄｃの６次高調波が整流波形の理論値（＝交流電源１０００の最大値×６／３５π）以外の値となるのを利用し目標割合Ｒｔを補正する。

設定部１９０は、系統インピーダンスを推定し、系統インピーダンスに応じて補正値Ｘを設定する。より具体的には、設定部１９０は、後で詳述する、偏差演算部１９１、決定部１９２を有する。

偏差演算部１９１は、直流電圧Ｖｄｃの６次高調波と、整流波形の理論値との偏差電圧ΔＶを演算する。図４に示した偏差演算部１９１は、直流電圧Ｖｄｃの検出信号に対するフーリエ変換処理の結果から、直流電圧Ｖｄｃの検出信号に含まれる６次の高調波周波数成分の値を演算するとともに、交流電源１０００の最大値に（６／３５π）を乗算した値（言い換えれば整流波形の理論値）から、演算した高調波周波数成分の値を減算した値を偏差電圧ΔＶとする。

決定部１９２は、偏差演算部１９１が演算した偏差電圧ΔＶを用いて補正係数Ｋを決定する。図４に示した決定部１９２は、偏差電圧ΔＶが０、言い換えれば直流電圧Ｖｄｃの６次高調波が整流波形の理論値と等しい場合には補正係数Ｋを１に決定し、偏差電圧ΔＶが予め定められた所定範囲（図４に示した例においては－Ｖｂ≦ΔＶ≦Ｖｂ）を超えた場合には補正係数Ｋを０に決定する。また、決定部１９２は、偏差電圧ΔＶが所定範囲内である場合には、偏差電圧ΔＶの絶対値が大きいほど補正係数Ｋが小さくなるように、偏差電圧ΔＶの絶対値に応じて補正係数Ｋを１から０まで徐変させる。

より具体的には、決定部１９２は、後で詳述する、乗算部１９３、制限部１９４、変換部１９５を有する。
乗算部１９３は、偏差電圧ΔＶと（π／（２×Ｖｂ））とを乗算する。
制限部１９４は、乗算部１９３が乗算することにより得た値が－π／２からπ／２の規定範囲内である場合にはそのまま出力するとともに規定範囲外である場合には０を出力する。

変換部１９５は、制限部１９４からの出力値αを補正係数Ｋに変換する。本実施形態においては、変換部１９５は、以下の式（３）を用いて出力値αを補正係数Ｋに変換する。
Ｋ＝ｃｏｓα・・・（３）
なお、変換部１９５は、式（３）以外の式を用いても良い。

また、設定部１９０が系統インピーダンスを推定する手法は特に限定されない。例えば、設定部１９０は、電流が流れているときの直流電圧Ｖｄｃと流れていないときの直流電圧Ｖｄｃとの偏差から得られるドロップ電圧から系統インピーダンスを推定しても良い。

加算部１６７は、補正部１６０からの出力値と振幅調整部１６５からの出力値である補正値Ｘとを加算する。
指令値設定部１６９は、速度指令値ωｒと加算部１６７からの出力値とを加算するとともに、加算することにより得た値を制御指令値ωｒ´として速度制御部１１０に出力する。指令値設定部１６９は、速度制御部１１０に、制御値の一例としての、制御指令値ωｒ´を出力する。

以上、説明したように、電力変換装置１は、三相入力交流電圧を全波整流するコンバータ回路１０と、コンバータ回路１０の出力に並列接続されたコンデンサ２０を有し直流電圧Ｖｄｃを生成する直流リンク部３０とを備える。また、電力変換装置１は、直流リンク部３０によって生成された直流電圧Ｖｄｃをスイッチング動作により交流電圧に変換してモータ１１００に供給するインバータ回路４０と、インバータ回路４０を制御する制御部１００と、を備える。そして、制御部１００は、コンデンサ２０が充放電する電流の逆位相の第１補正値Ｉｃ１、及び、電源周波数の６倍に同期して脈動させる第２補正値Ｉｃ２を用いて、モータ１１００の駆動に関わる制御値を脈動させる。例えば、制御部１００は、第１補正値Ｉｃ１と第２補正値Ｉｃ２とを用いて、モータ１１００の回転速度を制御する制御値の一例としての制御指令値ωｒ´を脈動させる。

以上のように構成された電力変換装置１によれば、最小限の脈動で高調波規制を満足させることができるとともにモータ１１００の振動の増加を抑制することができる。また、コンデンサ２０が小容量のコンデンサであったとしても、高調波規制を満足させるのに大型のインダクタが不要であるので、低廉に上記効果を奏することができる。

また、電力変換装置１においては、制御部１００は、第２補正値Ｉｃ２を、直流電圧Ｖｄｃによる直流リンク電流Ｉｄｃにおける６次高調波の割合が目標割合Ｒｔとなるように制御する。それゆえ、電力変換装置１によれば、精度高く高調波規制を満足させることができる。

また、電力変換装置１においては、制御部１００は、交流電源１０００の系統インピーダンスに応じて、目標割合Ｒｔを変化させる。つまり、制御部１００は、予め定められた目標値Ｒｐと設定部１９０が設定した補正係数Ｋとを乗算することにより得た値を目標割合Ｒｔとする。

それゆえ、電力変換装置１によれば、機器を設置する環境によって交流電源１０００の系統インピーダンスは異なったとしても、例えば小型のインダクタの変更や追加等、共振周波数を電源周波数の６倍と異なる値に調整する必要がないので、コストが高くなることを抑制することができる。

＜第２実施形態＞
図５は、第２実施形態に係る電力変換装置２の概略構成の一例を示す図である。
第２実施形態に係る電力変換装置２は、第１実施形態に係る電力変換装置１に対して、制御部１００に相当する制御部２００が異なる。以下、第１実施形態と異なる点について説明する。第１実施形態と第２実施形態とで、同じものについては同じ符号を用い、その詳細な説明は省略する。

制御部２００は、制御部１００に対して、速度制御部１１０、トルク制御部１２０、指令値設定部１６９それぞれに相当する速度制御部２１０、トルク制御部２２０、指令値設定部２６９が異なる。

速度制御部２１０は、速度指令値ωｒからモータ１１００の実際の回転速度ωａを減算するとともに、速度指令値ωｒと回転速度ωａとが一致するようにＰＩ制御を行い、トルク指令値Ｔｔを演算して、トルク指令値Ｔｔを出力する。

指令値設定部２６９は、速度制御部２１０から出力されたトルク指令値Ｔｔと加算部１６７からの出力値とを加算するとともに、加算することにより得た値を制御指令値Ｔｔ´としてトルク制御部２２０に出力する。

トルク制御部２２０は、指令値設定部２６９が出力した制御指令値Ｔｔ´を用いて最大トルク制御を行うように、ｑ軸目標電流Ｉｑｔとｄ軸目標電流Ｉｄｔとを演算し、電流制御部１３０に、ｑ軸目標電流Ｉｑｔ、ｄ軸目標電流Ｉｄｔを出力する。

以上、説明したように、電力変換装置２の制御部２００は、第１補正値Ｉｃ１と第２補正値Ｉｃ２とを用いて、モータ１１００のトルクを制御する制御値の一例としての制御指令値Ｔｔ´を脈動させる。

電力変換装置２によれば、電力変換装置１と同様に、最小限の脈動で高調波規制を満足させることができるとともにモータ１１００の振動の増加を抑制することができる。また、電力変換装置２によれば、コンデンサ２０が小容量のコンデンサであったとしても、高調波規制を満足させるのに大型のインダクタが不要であるので、低廉に上記効果を奏することができる。

＜第３実施形態＞
図６は、第３実施形態に係る電力変換装置３の概略構成の一例を示す図である。
第３実施形態に係る電力変換装置３は、第１実施形態に係る電力変換装置１に対して、制御部１００に相当する制御部３００が異なる。以下、第１実施形態と異なる点について説明する。第１実施形態と第３実施形態とで、同じものについては同じ符号を用い、その詳細な説明は省略する。

制御部３００は、制御部１００に対して、速度制御部１１０、トルク制御部１２０、電流制御部１３０、指令値設定部１６９それぞれに相当する速度制御部３１０、トルク制御部３２０、電流制御部３３０、指令値設定部３６９が異なる。

速度制御部３１０は、速度指令値ωｒからモータ１１００の実際の回転速度ωａを減算するとともに、速度指令値ωｒと回転速度ωａとが一致するようにＰＩ制御を行い、トルク指令値Ｔｔを演算して、トルク指令値Ｔｔを出力する。

トルク制御部３２０は、速度制御部３１０が出力したトルク指令値Ｔｔを用いて最大トルク制御を行うように、ｑ軸目標電流Ｉｑｔとｄ軸目標電流Ｉｄｔとを演算し、ｑ軸目標電流Ｉｑｔ、ｄ軸目標電流Ｉｄｔを出力する。

指令値設定部３６９は、トルク制御部３２０から出力されたｑ軸目標電流Ｉｑｔと、加算部１６７からの出力値とを加算するとともに、加算することにより得た値を制御指令値Ｉｑｔ´として電流制御部３３０に出力する。

電流制御部３３０は、指令値設定部３６９から出力された制御指令値Ｉｑｔ´から、モータ１１００に供給されるｑ軸実電流Ｉｑａを減算するとともに、偏差（Ｉｑｔ´－Ｉｑａ）に基づいて制御指令値Ｉｑｔ´とｑ軸実電流Ｉｑａとが一致するようにＰＩ制御を行い、ｑ軸目標電圧Ｖｑｔを演算する。また、電流制御部３３０は、トルク制御部３２０から出力されたｄ軸目標電流Ｉｄｔから、モータ１１００に供給されるｄ軸実電流Ｉｄａを減算するとともに、偏差（Ｉｄｔ－Ｉｄａ）に基づいてｄ軸目標電流Ｉｄｔとｄ軸実電流Ｉｄａとが一致するようにＰＩ制御を行い、ｄ軸目標電圧Ｖｄｔを演算する。そして、電流制御部３３０は、電圧制御部１４０に、制御値の一例としての、ｑ軸目標電圧Ｖｑｔ、ｄ軸目標電圧Ｖｄｔを出力する。

以上、説明したように、電力変換装置３の制御部３００は、第１補正値Ｉｃ１と第２補正値Ｉｃ２とを用いて、モータ１１００に供給する電流を制御する制御値の一例としての制御指令値Ｉｑｔ´を脈動させる。

電力変換装置３によれば、電力変換装置１と同様に、最小限の脈動で高調波規制を満足させることができるとともにモータ１１００の振動の増加を抑制することができる。また、電力変換装置３によれば、コンデンサ２０が小容量のコンデンサであったとしても、高調波規制を満足させるのに大型のインダクタが不要であるので、低廉に上記効果を奏することができる。

＜第４実施形態＞
図７は、第４実施形態に係る電力変換装置４の概略構成の一例を示す図である。
第４実施形態に係る電力変換装置４は、第１実施形態に係る電力変換装置１に対して、制御部１００に相当する制御部４００が異なる。以下、第１実施形態と異なる点について説明する。第１実施形態と第４実施形態とで、同じものについては同じ符号を用い、その詳細な説明は省略する。

制御部４００は、制御部１００に対して、速度制御部１１０、トルク制御部１２０、電流制御部１３０、電圧制御部１４０、指令値設定部１６９それぞれに相当する速度制御部４１０、トルク制御部４２０、電流制御部４３０、電圧制御部４４０、指令値設定部４６９が異なる。

速度制御部４１０は、速度指令値ωｒからモータ１１００の実際の回転速度ωａを減算するとともに、速度指令値ωｒと回転速度ωａとが一致するようにＰＩ制御を行い、トルク指令値Ｔｔを演算して、トルク指令値Ｔｔを出力する。

トルク制御部４２０は、速度制御部４１０が出力したトルク指令値Ｔｔを用いて最大トルク制御を行うように、ｑ軸目標電流Ｉｑｔとｄ軸目標電流Ｉｄｔとを演算し、電流制御部４３０に、ｑ軸目標電流Ｉｑｔ、ｄ軸目標電流Ｉｄｔを出力する。

電流制御部４３０は、トルク制御部４２０から出力されたｑ軸目標電流Ｉｑｔから、モータ１１００に供給されるｑ軸実電流Ｉｑａを減算するとともに、偏差（Ｉｑｔ－Ｉｑａ）に基づいてｑ軸目標電流Ｉｑｔとｑ軸実電流Ｉｑａとが一致するようにＰＩ制御を行い、ｑ軸目標電圧Ｖｑｔを演算する。そして、電流制御部４３０は、指令値設定部４６９に、制御値の一例としてのｑ軸目標電圧Ｖｑｔを出力する。また、電流制御部４３０は、トルク制御部４２０から出力されたｄ軸目標電流Ｉｄｔから、モータ１１００に供給されるｄ軸実電流Ｉｄａを減算するとともに、偏差（Ｉｄｔ－Ｉｄａ）に基づいてｄ軸目標電流Ｉｄｔとｄ軸実電流Ｉｄａとが一致するようにＰＩ制御を行い、ｄ軸目標電圧Ｖｄｔを演算する。そして、電流制御部４３０は、電圧制御部４４０に、ｄ軸目標電圧Ｖｄｔを出力する。

指令値設定部４６９は、電流制御部４３０から出力されたｑ軸目標電圧Ｖｑｔと、加算部１６７からの出力値とを加算するとともに、加算することにより得た値を制御指令値Ｖｑｔ´として電圧制御部４４０に出力する。

電圧制御部４４０は、指令値設定部４６９から出力された制御指令値Ｖｑｔ´、電流制御部４３０から出力されたｄ軸目標電圧Ｖｄｔを、３相交流座標系のＵ相目標電圧Ｖｕｔ，Ｖ相目標電圧Ｖｖｔ，Ｗ相目標電圧Ｖｗｔに変換する。

以上、説明したように、電力変換装置４の制御部４００は、第１補正値Ｉｃ１と第２補正値Ｉｃ２とを用いて、モータ１１００に印加する電圧を制御する制御値の一例としての制御指令値Ｖｑｔ´を脈動させる。

電力変換装置４によれば、電力変換装置１と同様に、最小限の脈動で高調波規制を満足させることができるとともにモータ１１００の振動の増加を抑制することができる。また、電力変換装置４によれば、コンデンサ２０が小容量のコンデンサであったとしても、高調波規制を満足させるのに大型のインダクタが不要であるので、低廉に上記効果を奏することができる。

１，２，３，４…電力変換装置、１０…コンバータ回路、２０…コンデンサ、３０…直流リンク部、１００，２００，３００，４００…制御部、１６０…補正部、１６５…振幅調整部、１６９，２６９，３６９，４６９…指令値設定部、１０００…交流電源、１１００…モータ

Claims (7)

1. 三相入力交流電圧を全波整流するコンバータ回路と、
   前記コンバータ回路の出力に並列接続されたコンデンサを有し直流電圧を生成する直流リンク部と、
   前記直流リンク部によって生成された前記直流電圧をスイッチング動作により交流電圧に変換してモータに供給するインバータ回路と、
   前記インバータ回路を制御する制御部と、
   を備え、
   前記制御部は、前記コンデンサが充放電する電流の逆位相の第１補正値、及び、電源周波数の６倍に同期して脈動させる第２補正値を用いて、前記モータの駆動に関わる制御値を脈動させる、
   電力変換装置。
2. 前記制御部は、前記第１補正値と前記第２補正値とを用いて、前記モータの回転速度を制御する前記制御値を脈動させる、
   請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記制御部は、前記第１補正値と前記第２補正値とを用いて、前記モータのトルクを制御する前記制御値を脈動させる、
   請求項１に記載の電力変換装置。
4. 前記制御部は、前記第１補正値と前記第２補正値とを用いて、前記モータに供給する電流を制御する前記制御値を脈動させる、
   請求項１に記載の電力変換装置。
5. 前記制御部は、前記第１補正値と前記第２補正値とを用いて、前記モータに印加する電圧を制御する前記制御値を脈動させる、
   請求項１に記載の電力変換装置。
6. 前記制御部は、前記第２補正値を、前記直流電圧による直流リンク電流における６次高調波の割合が目標割合となるように制御する、
   請求項１に記載の電力変換装置。
7. 前記制御部は、電源の系統インピーダンスに応じて、前記目標割合を変化させる、
   請求項６に記載の電力変換装置。