JP2721884B2 - インバータを含む電源装置の並列接続装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明はインバータを含む電源装置の並列接続装置に
関する。

［従来の技術及び発明が解決しようとする課題］ インバータを含む電源装置を並列運転するために、共
通の発振器を設け、複数台のインバータを同期運転し、
且つ電流バランス回路を設けることがある。しかし、こ
の方式には、信頼性を高めるために発振器を二重に設け
ること等が必要になり、コスト高になるという問題、及
び複数のインバータを含む電源装置の相互間及び共通の
発振器との間の接続が複雑になるという問題がある。

そこで、本発明の目的は、構成が簡単であり、且つ位
相制御を円滑に行うことができるインバータを含む電源
装置の並列接続装置を提供することにある。

［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するための本発明は、負荷に電力を供
給するために複数の電源装置が並列接続された装置であ
って、各電源装置が、位相制御及び電圧制御が可能なイ
ンバータ装置と、前記インバータ装置と前記負荷との間
に接続された平滑用リアクトルと、前記リアクトルと前
記負荷との間に接続された電流検出器と、前記電流検出
器で検出された電流と前記リアクトルよりも負荷側の電
圧とに基づいて有効電流Ipを検出する有効電流検出手段
と、前記リアクトルの出力段の電流と電圧とに基づいて
無効電流を検出する無効電流検出手段と、前記無効電流
検出手段の出力に基づいて前記インバータ装置の出力電
圧を所定値に制御する電圧制御回路と、前記有効電流検
出手段で検出された有効電流Ipに第１の定数K1（但し、
K1はωL/2VKに従う定数であり、ここで、ωは角周波
数、Ｌは前記リアクトルのインダクタンス値、Ｖは前記
インバータ装置の出力電圧、Ｋは定数である。）を乗算
して位相差信号φ_pを求める第１の演算回路と、前記第
１の演算回路から得られた前記位相差信号φ_pに第２の
定数K2（但し、K2は１よりも小さい値である。）を乗算
して演算位相差信号K2φ_pを求める第２の演算回路と、
前記リアクトルよりも負荷側の電圧を矩形波に整形する
波形整形回路と、前記出力電圧と同一の周波数の基準矩
形波を発生する基準矩形波発生回路と、前記波形整形回
路から得られた矩形波と前記基準矩形波発生回路から得
られた基準矩形波との位相を比較して実測位相差信号φ
１を出力する位相比較回路と、前記位相比較回路から得
られた前記実測位相差信号φ１から前記第２の演算回路
から得られた前記演算位相差信号K2φ_pを減算して補正
位相差信号を求める減算回路と、前記減算回路から得ら
れた補正位相差信号に基づいて前記補正位相差信号が零
になるように前記インバータ装置の出力電圧の位相を制
御する位相制御回路とを備えていることを特徴とするイ
ンバータを含む電源装置の並列接続装置に係わるもので
ある。

なお、請求項２に示すように、アナログ・ディジタル
変換器、周波数てい倍回路、カウンタ、減算及び分周回
路を設けてディジタル的に位相を制御することができ
る。

［発明の作用及び効果］ 請求項１の発明によれば、有効電流Ipに基づいて位相
差信号φ_pを求め、更にこれに１よりも小さい定数K2を
乗算して演算位相差信号K2φ_pを求め、実測位相差信号
φ１をそのまま位相制御に使用しないで、実測位相差信
号φ１からこれよりも位相差の小さい演算位相差信号K2
φ_pを減算して補正位相差信号を形成し、これによって
インバータ装置の位相を制御する。従って、インバータ
装置の出力電圧の位相の急変が生じ、実測位相差信号が
大きくなっても、実測位相差信号に基づく急激な位相制
御が行われず、補正位相差信号によって位相がゆっくり
制御され、円滑な位相制御が達成される。

請求項２の発明によれば、請求項１と同様の位相制御
をディジタル的に容易に達成することができる。

［第１の実施例］ 次に、第１図〜第９図を参照して本発明の第１の実施
例に係わる電源装置を説明する。第１図には負荷１の左
側に第１の電源装置2aが配置され、右側に第２の電源装
置2bが配置されている。第２の電源装置2bは第１の電源
装置2aと全く同一の構成であるので、単にブロックで示
されている。

電源装置2aは、インバータ装置3aを含み、このインバ
ータ装置3aがリアクトル４と及びコンデンサ34から成る
平滑回路と交流スイッチ５とを介して負荷１に接続され
ている。第２図に示す如く、インバータ装置3aは、スイ
ッチ素子としての第１〜第４のトランジスタQ₁、Q₂、
Q₃、Q₄をブリッジ接続した交換回路を含む。この変換回
路の一対の直流電源ライン６、７は整流器等から成る直
流電源８に接続されている。なお、インバータ装置3aの
一対の出力ライン９、10間の出力電圧の値を制御するた
めに、電源ライン６に直列にチョッパ用スイッチ素子と
してのトランジスタS₁が接続されている。このトランジ
スタS₁はインバータ出力電圧の周波数（例えば50Hz）よ
りも十分に高い周波数（例えば20kHz）でオン・オフ制
御され、デュティ比の調整でインバータ出力電圧を制御
する。

リアクトル４と負荷１との間に電流検出器11と電圧検
出器12とが配設されている。電流検出器11及び電圧検出
器12にそれぞれ接続されている有効電流検出回路13及び
無効電流検出回路14は周知の方法でインバータ３の出力
電流の有効電流成分及び無効電流成分を検出するように
構成されている。

有効電流検出回路13に接続された位相差信号形成回路
15は、第１の演算回路16と第２の演算回路17とから成
る。第１の演算回路16は有効電流検出回路13で検出され
た有効電流を示す信号I_pに第１の定数K₁を乗算して位相
差信号φ_pに変換するものである。第２の演算回路17は
位相差信号φ_pに定数K₂（例えば0.99）を乗算し、位相
差に対応する信号K₂φ_pを得る回路である。

交流スイッチ５と負荷１との間に接続された電圧検出
トランス18はリアクトル４よりも負荷側の電圧即ち負荷
端電圧V₀の位相を検出するためのものである。このトラ
ンス18に接続された波形整形回路19は正弦波出力電圧を
矩形波に整形する。

基準矩形波発生回路20は、発振器21と分周器22とから
成り、要求される出力電圧と同一の周波数で矩形波を発
生する。基準矩形波発生回路20はインバータ制御回路23
に接続されていると共に、位相比較回路24に接続されて
いる。

位相比較回路24は、基準矩形波と波形整形回路19から
得られる出力電圧対応矩形波との位相差φ₁を示す信号
を出力する。

アナログ減算回路25は位相比較回路24と第２の演算回
路17とに接続され、位相比較回路24から得られる実測の
位相差φ₁から演算で求めた位相差φ_pに対応するK₂φ_p
を減算し、位相シフト信号φを制御回路23に与える。制
御回路23は、インバータ装置3aの制御信号の位相を基準
矩形波発生回路20の出力に対してφだけシフトする。も
し、位相比較回路24から得られる実測の位相差φ₁を解
消するように、位相差φ₁のみに基づいてインバータ装
置3aの出力電圧の位相を制御すると、急激な位相変化が
生じるおそれがある。これに対して、本実施例では演算
で求めた位相差φ_pに１より小さい定数K₂を乗算したK₂
φ_pを求め、実測の位相差φ₁と演算に基づく位相差信号
K₂φ_pとの差（φ₁−K₂φ_p）だけ位相を補正するので、
急激な位相変化は発生しない。

第１図のインバータ装置3aの出力電圧を調整するため
の制御信号を形成するために、無効電流検出回路14に第
３の演算回路26が設けられている。無効電流検出回路14
から得られる無効電流I_Qは電圧調整値に対応した値を有
する。第３の演算回路26では無効電流I_Qに計数K₃を乗算
し調整すべき電圧値を求める。加算回路27には、演算回
路26が接続さていると共に、リアクトル４の出力ライン
に接続された電圧検出回路28も接続されている。従っ
て、加算回路27からは、出力電圧V₀に調整すべき電圧I_Q
K₃が加算された値が出力される。加算回路27から得られ
る信号は誤差増幅器29で基準電圧源30の基準電圧と比較
され、誤差信号が制御回路23に送られる。

制御回路23は、第４図に示す如く、三角波発生回路31
と、電圧比較器32と、位相シフト回路33と、スイッチン
グ制御信号形成回路34とを含む。比較器32の一方の入力
端子は三角波発生回路31に接続され、他方の入力端子は
ライン29aによって第１図の誤差増幅器29の出力端子に
接続されている。三角波発生回路31はインバータ装置3a
の出力電圧の周波数（50Hz）よりも十分に高い周波数
（例えば20kHz）の三角波を発生し、ライン29aの誤差信
号のレベルは三角波を横切るように設定される。従っ
て、誤差信号のレベルが変化すると、比較器32の出力パ
ルスのデュティ比が変化する。比較器32の出力端子は第
２図のインバータ装置3aに内蔵されているトランジスタ
S₁のベースに結合されている。トランジスタS₁が比較器
32から得られるパルス幅制御されたパルス列に応答して
オン・オフ動作すると、電源８の直流電圧Ｅが断続さ
れ、第３図（Ａ）に原理的に示すような断続された直流
電圧が得られる。第３図（Ａ）には図示の都合上長い周
期でパルスが示されているが、実際には極めて短い周期
でパルスが得られる。

第２図の変換回路を構成するトランジスタQ₁〜Q₄のベ
ースは、第４図のスイッチング制御信号形成回路34に接
続されている。スイッチング制御信号形成回路34は周知
の方法に従って第３図（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）（Ｅ）に原理
的に示す各トランジスタQ₁〜Q₄のスイッチング制御信号
を形成する。トランジスタQ₁〜Q₄が第３図（Ｂ）（Ｃ）
（Ｄ）（Ｅ）に示す如くオン・オフ制御されると、出力
ライン９、10間に第３図（Ｆ）に示す交流出力電圧が得
られる。この交流出力電圧は第３図（Ａ）に示したパル
スに対応しているので、第３図（Ａ）のパルスのデュテ
ィ比を変えると、交流出力電圧も変化する。

（原理説明） 第１図の方式で位相及び電圧制御が可能であることを
次に述べる。第１図の第１及び第２の電源装置2a、2bの
第１及び第２のインバータ装置3a、3bの相互接続の等価
回路は第６図で示すことができる。今、第１及び第２の
インバータ装置3a、3bの出力電圧をV₁、V₂とし、これ等
が同相且つ同一電圧値であれば、横流は流れない。な
お、説明を簡略化するために、無負荷の場合について説
明する。第７図に示す如く第１のインバータ出力電圧V₁
と第２のインバータ出力電圧V₂とが同相で電圧値（振
幅）のみが異なる場合には、両電圧V₁、V₂の差の電圧V₁
−V₂が２つのリアクトル４の両端に印加され、90度遅れ
の電流Ｉが流れる。即ち無効電流I_qのみが流れ、有効電
流I_pは流れない。

一方、第８図に示す如く第１及び第２のインバータ出
力電圧V₁、V₂が電圧値（振幅）が同一で僅かな位相差φ
_aを有しているとすれば、V₁とV₂の差の電圧ΔＶに基づ
く横流Ｉが流れる。この横流Ｉは差の電圧ΔＶに対して
90度遅れるので、V₁とV₂との中間の位相を有する。即
ち、負荷端電圧V₀と同相になる。V₁とV₂の位相差φ_aを
予め小さくすることは可能であるので、φ_aが小さいと
すれば、横流ＩがV₁とV₂とに同相であると見なしてもさ
ほど問題が生じない。この結果、横流Ｉを有効電圧I_pと
見なすことができる。第８図の横流Ｉの大きさは、位相
差φ_a即ち差電圧ΔＶに比例して変化する。従って、横
流Ｉ即ち有効電流I_pを検出すれば、位相差φ_aを知るこ
とができる。

次に、式によって説明する。第１及び第２のインバー
タ出力電圧V₁、V₂が同相で振幅が異なる場合には、V₁、
V₂を次式で示すことができる。

V₁＝V_asinωｔ ……（１） V₂＝V_bsinωｔ ……（２） 式（１）（２）でV_a、V_bは最大値を示す。

２つのリアクトル４の両端にはV₁とV₂との差の電圧が
印加され、90度遅れの横流Ｉが流れる。この横流Ｉは次
式で示される。

Ｉ＝｛（V_a−V_b）/2ωＬ｝sin（ωｔ−π/2） ……（３） この横流は90度遅れの電流であるので、無効電流I_qで
ある。横流Ｉに基づいて１つのリアクトル４に生じる電
圧降下は１ωＬである。第７図のベクトル図において負
荷端電圧V₀を得るためには、第１のインバータ出力電圧
V₁をＩωＬだけ低下させ、第２のインバータ出力電圧V₂
をＩωＬだけ高くすればよいことが分る。従って、調整
すべき電圧値を横流（無効電流）Ｉの無効電流成分I_qに
基づいて知ることができる。

そこで、第１図では、無効電流検出回路14で無効電流
成分I_qを検出し、これを整流及び平滑して直流の無効電
流信号I_Qを求め、第３の演算回路26において定数K₃＝ω
ＬをI_Qに乗算することによって電圧調整分I_QK₃を得てい
る。この電圧調整分I_QK₃は電圧検出回路28で検出された
電圧V₀₁に加算されて誤差増幅器29の入力となり、基準
電圧V_r（目標電圧）と比較され、誤差信号が発生する。

一方、第８図に示す如く、第１及び第２のインバータ
出力電圧V₁、V₂が同一振幅値で位相が僅かに異なる場合
には各電圧V₁、V₂を次式で示すことができる。

V₁＝Vsin（ωｔ＋φ_a） ……（４） V₁₂＝Vsinωｔ ……（５） この時の横流は次式になる。

Ｉ＝V/L∫｛sin（ωｔ＋φ_a）−sinωｔ｝dt……（６） sin（α＋β）＝sinαcosβ＋cos αsinβ の公式により、次の関係が成立する。

sin（ω＋φ_a）−sinωｔ ＝sinωcos_a＋cosωtsinφ_a−sinωｔ ＝sinφ_acosωｔ−（１−cosφ_a）sinωｔ ……（７） この（７）式を（６）式に代入することによって次式
が得られる。

φ_aが零近傍の時には（８）式の第２項が極めて小さ
くなるので、これを無視することが可能になり、横流を
次式で示すことができる。

Ｉ≒（V/ωＬ）sinφ_asinωｔ ……（９） また、φ_aが零近傍の時には（９）式のsinφ_aとφ_aと
は比例関係にあるので、（９）式を次式に近似させるこ
とができる。

Ｉ＝（V/ωＬ）Ｋφ_asinωｔ ……（10） （８）式の第１項、（９）式及び（10）式は電圧に同
相の電流即ち有効電流成分I_pである。（10）式の横流Ｉ
（有効電流成分I_p）の振幅の最大値（V/ωＬ）Ｋφ_aに
は位相差をφ_aが含まれている。従って、第１図の有効
電流検出回路13によって有効電流成分I_pを検出し、この
振幅の最大値を有効電流信号I_pとして出力し、第１の演
算回路16で有効電流信号I_pに定数K₁を乗算すれば、位相
差信号φ_pを得ることができる。なお、第８図において
負荷端電圧V₀と第１及び第２のインバータ出力電圧V₁、
V₂との位相差φ_pはφ_a/2であるので、第１の演算回路16
における定数K₁をωL/2VKとする。これによって位相差
信号φ_pが次式で得られる。

φ_p＝K₁・I_p ……（11） 第１図の第１の演算回路16からは演算に基づいて近似
的に位相差信号φ_pが直流信号の形式で得られる。この
まま減算回路25に演算による位相差信号φ_pを入力させ
ると、測定による位相差信号φ₁と一致し、制御不可能
になることがある。そこで、第２の演算回路17において
１よりも小さい定数K₂（例えば0.99）をφ_pに乗算して
減算回路25に加える。

第５図は第１のインバータ出力電圧V₁と負荷端電圧V₀
との位相差φ₁を低減させる時の動作を示す波形図であ
る。第５図（Ａ）に示す負荷端電圧V₀は、波形整形回路
19によって第５図（Ｂ）に示す如く波形整形され、位相
比較回路24に入力する。位相比較回路24においては、第
５図（Ｅ）に示す基準矩形波と第５図（Ｂ）の検出矩形
波との位相差φ₁に対応する直流信号が得られる。基準
矩形波発生回路20の位相は並列運転開始前に母線（負荷
端子）の電圧位相に一致するように予め決められてい
る。従って大幅な位相差は生じない。実測による位相差
φ₁を示す信号はこのまま制御回路23に加えられずに、
減算回路25でφ₁−K₂φ_pに対応する信号に変換されて加
えられる。第５図（Ｄ）は第１の演算回路16の出力段の
位相差φ_pを有する矩形波を示し、第５図（Ｃ）はK₂φ_p
の位相差を有する矩形波を示す。減算回路25は補正位相
差φ＝φ₁−K₂φ_pを示す信号を制御回路23の第４図に示
す位相シフト回路33に与える。位相シフト回路33はライ
ン20aで与えられる基準矩形波発生回路20の第５図
（Ｅ）に示す矩形波を、ライン25aによって減算回路25
から与えられる位相φを示す信号によって第５図（Ｃ）
に示すようにシフトする。これにより、負荷端電圧V₀と
基準矩形波との位相差をφ₁の一部が補正される。位相
差φ₁は一度に全部補正されずに徐々に補正され、負荷
端電圧V₀の位相は基準矩形波に近づく。

なお、第１及び第２の電源装置2a、2bの並列運転開始
時に、基準矩形波発生回路20の出力位相を負荷端電圧V₀
に一致するように設定しても、その後に第１及び第２の
電源装置のインバータ出力電圧V₁、V₂の位相がずれるこ
とがあり、これが位相シフト回路33によって補正され
る。

第１及び第２のインバータ出力電圧V₁、V₂の電圧値
（振幅）と位相との両方が異なる場合には、無効電流成
分と有効電流成分とに基づいて電圧制御と位相制御の両
方が行われる。

以上の説明は無負荷の場合であったが、負荷が有る場
合にも横流が零になる様な補正動作が生じ、電圧及び位
相が補正される。即ち、負荷１に抵抗が接続されている
場合には常に有効電流が流れるために、常にK₂φ_pが生
じ、常に位相シフト動作が生じる。しかし、負荷端電圧
V₀に対して第１及び第２のインバータ出力電圧V₁、V₂が
同相になるように動作し、結局、第１及び第２のインバ
ータ出力電圧V₁、V₂の位相はほぼ一致するので、電流は
ほぼバランスし、横流も小さい値に抑えられる。

次に負荷が有る場合における第１及び第２の電源2a、
2bのインバータ出力電圧V1、V2の位相補正動作、横流低
減動作を更に詳しく説明する。

まず、第１図の負荷１が抵抗負荷であり、且つ第１及
び第２の電源2a、2bのインバータ出力電圧V1、V2が同一
値であると共に、同位相であって、出力電流がバランス
している場合の動作を説明する。この場合には第１及び
第２の電源2a、2bから負荷１に同一値の有効電流が流れ
込む。この結果、第１の電源2aにおける有効電流検出回
路13によって検出された有効電流Ipに基づいて決定され
たφ_pK2の値と第２の電源2bにおける有効電流の検出に
基づいて第１の電源2aと同様に決定された。φ_pK2の値
とが同一になり、第１及び第２の電源2a、2bにおける位
相制御動作は同一になり、第１及び第２の電源2a、2bの
出力電流のバランス状態が維持される。また、電圧検出
回路28、及び無効電流検出回路14の出力に基づく電圧制
御も、第１及び第２の電源2a、2bにおいて同一になり、
第１及び第２の電源2a、2bの出力電圧V1、V2が同一値に
維持される。

次に、負荷１が抵抗負荷であって、第１及び第２の電
源2a,2bのインバータ出力電圧V1、V2は同一値である
が、両者の間に位相差があり、第１の電源2aのインバー
タ装置3aの出力電圧V1の位相が負荷端電圧V0よりも進ん
でおり、第２の電源2bのインバータ装置の出力電圧V2の
位相が負荷端電圧V0よりも遅れており、第１及び第２の
電源2a、2bの出力電流I1,I2が同一でないアンバランス
状態からバランス状態に移行する動作を説明する。この
場合には、抵抗負荷であるので出力電流I1、I2はそれぞ
れ有効電流であり、（I1−I2）/2の有効電流の横流が流
れていることになる。今、理解を容易にするためにI1＝
10A、I2＝6Aとすれば、2Aの横流が流れていることにな
る。第１の電源2aにおいて検出される有効電流の大きさ
は第２の電源2bにおいて検出される有効電流の大きさよ
りも大きいので、第１の電源2aにおけるK2φ_pの値は第
２の電源2bにおけるK2φ_pの値よりも大きくなる。第１
及び第２の電源2a、2bにおいてK2φ_pに基づく位相シフ
ト動作即ち位相を遅らせる動作がそれぞれ生じるが、出
力電流I1が大きい第１の電源2aにおける位相シフト量
（位相遅れ量）が出力電流がI2が小さい第２の電源2bに
おける位置シフト量（位相遅れ量）よりも大きいので、
第１電源2aのインバータ出力電圧V1の位相が第２の電源
2bのインバータ出力電圧V2の位相に徐々に近づき、ほぼ
同一位相になる。第１及び第２の電源2a、2bのインバー
タ出力電圧V1、V2の位相が徐々に近づくと横流成分も徐
々に小さくなり、理想的には例えばI1＝12＝8Aとなる。
なお、この場合にはインバータ出力電圧１、V2の振幅は
同一としたので、電圧検出回路28、無効電流検出回路14
等よる出力電圧値の補正動作は実質的に発生しない。

次に、第１図の負荷１がリアクトル負荷であり、且つ
第１及び第２の電源2a、2bのインバータ出力電圧V1、V2
が同一値であると共に同位相であって、出力電流がバラ
ンスしている場合の動作を説明する。この場合には、第
１及び第２の電源2a、2bから負荷１に無効電流がそれぞ
れ流れる。これ等の無効電流は互いに同一値であって、
第１及び第２の電源2a、2bの無効電流検出回路14で検出
される。これに基づき第１及び第２の電源2a、2bにおい
て同一値のIQK3が得られ、IQK3に基づく電圧制御が行わ
れる。第１及び第２の電源2a,2bの電圧制御量は互いに
同一であるので、第１及び第２の電源2a、2bのバランス
状態は維持される。なお、この場合は第１及び第２のイ
ンバータ出力電圧V1、V2が同相であるので位相シフト動
作は発生しない。

次に、第１図の負荷１がリアクトル負荷であり、且つ
第１及び第２の電源2a、2bのインバータ出力電圧V1、V2
の位相は互いに同一であるが、第１のインバータ出力電
圧V1が第２のインバータ出力電圧V2より高く、出力電流
I1、I2がアンバランスの場合の動作を説明する。この場
合には第１の電源2aの無効電流から成る出力電流I1が第
２の電源2bの無効電流から成る出力電流I2よりも大きく
成り、（I1−I2）/2の無効電流から成る横流が第１の電
源2aから第２の電源2bへ流れる。第１の電源2aの無効電
流が第２の電源2bの無効電流よりも大きいので、第１の
電源2aのIQK3の値も第２の電源2bのIQK3の値よりも大き
くなる。これにより、第１の電源2aのインバータ出力電
圧V1を低下させる電圧制御幅が第２の電源2bのインバー
タ出力電圧V2を低下させる電圧制御幅よりも大きくな
り、結局、第１及び第２の電源2a、2bのインバータ出力
電圧V1、V2は互いに同一値になり、出力電流I1、I2も同
一値になる。

なお、負荷１が抵抗とリアクトルとの合成の場合に
は、位相シフト動作と電圧下げの動作との両方が生じ、
第１及び第２の電源2a、2bの有効電流及び無効電流がそ
れぞれ互いに同一になるような動作が生じバランス状態
が得られる。

［第２の実施例］ 次に、第９図〜第11図によって本発明の第２の実施例
の電源装置を説明する。但し、第９図において第１図と
共通する部分には同一の符号を付してその説明を省略す
る。この実施例では演算結果による位相差K₂φ_pを示す
信号A/D変換器41でディジタル信号に変換し、減算及び
分周回路42に入力させている。一方、波形整形回路19の
出力はてい倍回路43を介してカウンタ44に接続されてい
る。

てい倍回路43は第11図（Ａ）に示す波形整形出力を第
11図（Ｂ）に示すようにこれよりも十分に高い周波数に
てい倍する。

カウンタ44は、第11図（Ｃ）に示す如く波形整形回路
19の出力波形に同期して計数を開始し、１周期の終了に
同期してリセットされる。従って、カウンタ44は負荷端
電圧V₀の位相情報をディジタル値で出力していることに
なる。

減算及び分周回路42は、第10図に示す如く複数の分周
出力端子を有するディジタル減算器45から成る。減算器
45にはカウンタ44の出力ライン44aとA/D変換器41の出力
ライン41aが接続されている。この減算器45は例えばテ
キサス社のSN54283であり、第11図（Ａ）の波形の１周
期に対応するカウント値65536からA/D変換器41から得ら
れる位相差対応値1820を減算した値63716になった時
に、2¹⁶の出力端子の電圧レベルが第11図（Ｄ）に示す
如く反転する。2¹⁵の出力端子は1/2分周出力であるの
で、第11図（Ｅ）の波形を出力する。第11図（Ａ）の波
形と第11図（Ｅ）の波形との比較から明らかな如く、第
11図（Ｅ）の波形との比較から明らかな如く、第11図
（Ｅ）の波形は第11図（Ａ）の波形を基準にして位相角
φだけ位相シフトした波形に相当する。第11図（Ｅ）の
波形は制御信号形成回路46に供給され、例えば第３図
（Ｂ）（Ｅ）の信号（Q₁、Q₄のベース信号）となる。な
お、トランジスタQ₂、Q₃の制御信号は第11図（Ｄ）の位
相反転信号で形成される。インバータ装置3aのトランジ
スタQ₁〜Q₄が第11図（Ｅ）の波形に基づいて制御される
と、負荷端電圧V₀の位相が変化し、第11図（Ａ）の矩形
波は新しいものに置き換えられる。この結果、第１及び
第２のインバータ装置3a、3bの出力位相が負荷端電圧V₀
の位相に一致するように各インバータ装置が動作し、電
流バランスが得られる。なお、負荷１が抵抗であると、
位相差に基づく有効電流成分（横流）の他に、負荷の有
効電流が流れ、常に位相補正動作が行われている状態と
なり、周波数が僅かに低下するが、負荷１が一定の周波
数を要求していない回路の場合には問題がない。

第９図の回路における電圧制御は、誤差増幅器29の出
力段のパルス幅制御回路47によって行われる。このパル
ス幅制御回路47は、第２図に示したスイッチS₁を制御す
るパルスを形成するために第４図に示す三角波発生回路
31と比較器32とから成る。

第９図の矩形波発生回路49は起動のために必要なもの
であり、第11図（Ａ）に対応するような基準矩形波を発
生し、起動時にスイッチ50を介しててい倍回路43に送
る。

第９図の実施例によれば、減算及び分周回路42から得
られる信号でインバータ装置3aのスイッチング素子とし
てのトランジスタQ₁〜Q₄の制御信号を容易に形成するこ
とができる。

［変形例］ 本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例え
ば次の変形が可能なものである。

（１）有効電流、無効電流を検出する代りに、有効電
力、無効電力を検出して位相及び電圧を制御してもよ
い。一般に、負荷端電圧はさほど変化しないので、有効
電力はほぼ対応し、無効電力は無効電流にほぼ対応し、
第１及び第２の実施例と実質的に同様な制御が可能にな
る。

（２）インバータ出力電圧の調整を第２図のトランジス
タS₁の断続動作によらずに、電源８の直流電圧Ｅのレベ
ルを制御することによって行ってもよい。又、トランジ
スタQ₁〜Q₄から成るインバータをパルス幅制御（PWM制
御）で動作され、各パルスの幅を制御することによって
インバータ出力電圧を調整してもよい。

（３）インバータを含む電源装置を３台以上並列に接続
する場合にも適用可能である。

（４）トランス12、18及び電圧検出回路28を独立に設け
ずにこれ等の１部又は全部を共用するようにしてもよ
い。

（５）多相回路にも適用可能である。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例に係わる電源装置を示す
ブロック図、 第２図はインバータ装置を示す回路図、 第３図は第２図の各部の状態を原理的に示す図、 第４図は第１図の制御回路を示すブロック図、 第５図は第１図における位相制御の原理を示す波形図、 第６図は第１図の装置の位相及び電圧制御の原理を説明
するためのブロック図、 第７図は第１及び第２のインバータ出力電圧が同相の場
合のベクトル図、 第８図は第１及び第２のインバータ出力電圧が位相差を
有する状態を示すベクトル図、 第９図は本発明の第２の実施例の電源装置を示すブロッ
ク図、 第10図は第９図の減算及び分周回路を示す図、 第11図は第９図の各部の状態を示す図である。 １…負荷、2a…第１の電源装置、2b…第２の電源装置、
3a,3b…インバータ装置、４…リアクトル、11…電流検
出器、13…有効電流検出回路、14…無効電流検出回路、
15…位相差信号形成回路、25…減算回路。

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】負荷に電力を供給するために複数の電源装
   置が並列接続された装置であって、各電源装置が、 位相制御及び電圧制御が可能なインバータ装置と、 前記インバータ装置と前記負荷との間に接続された平滑
   用リアクトルと、 前記リアクトルと前記負荷との間に接続された電流検出
   器と、 前記電流検出器で検出された電流と前記リアクトルより
   も負荷側の電圧とに基づいて有効電流Ipを検出する有効
   電流検出手段と、 前記リアクトルの出力段の電流と電圧とに基づいて無効
   電流を検出する無効電流検出手段と、 前記無効電流検出手段の出力に基づいて前記インバータ
   装置の出力電圧を所定値に制御する電圧制御回路と、 前記有効電流検出手段で検出された有効電流Ipに第１の
   定数K1 （但し、K1はωL/2VKに従う定数であり、ここで、 ωは角周波数、 Ｌは前記リアクトルのインダクタンス値、 Ｖは前記インバータ装置の出力電圧、 Ｋは定数である。） を乗算して位相差信号φ_pを求める第１の演算回路と、 前記第１の演算回路から得られた前記位相差信号φ_pに
   第２の定数K2（但し、K2は１よりも小さい値である。）
   を乗算して演算位相差信号K2φ_pを求める第２の演算回
   路と、 前記リアクトルよりも負荷側の電圧を矩形波に整形する
   波形整形回路と、 前記出力電圧と同一の周波数の基準矩形波を発生する基
   準矩形波発生回路と、 前記波形整形回路から得られた矩形波と前記基準矩形波
   発生回路から得られた基準矩形波との位相を比較して実
   測位相差信号φ１を出力する位相比較回路と、 前記位相比較回路から得られた前記実測位相差信号φ１
   から前記第２の演算回路から得られた前記演算位相差信
   号K2φ_pを減算して補正位相差信号を求める減算回路
   と、 前記減算回路から得られた補正位相差信号に基づいて前
   記補正位相差信号が零になるように前記インバータ装置
   の出力電圧の位相を制御する位相制御回路とを備えてい
   ることを特徴とするインバータを含む電源装置の並列接
   続装置。
2. 【請求項２】負荷に電力を供給するために複数の電源装
   置が並列接続された装置であって、各電源装置が、 位相制御及び電圧制御が可能なインバータ装置と、 前記インバータ装置と前記負荷との間に接続された平滑
   用リアクトルと、 前記リアクトルと前記負荷との間に接続された電流検出
   器と、 前記電流検出器で検出された電流と前記リアクトルより
   も負荷側の電圧とに基づいて有効電流Ipを検出する有効
   電流検出手段と、 前記リアクトルの出力段の電流と電圧とに基づいて無効
   電流を検出する無効電流検出手段と、 前記無効電流検出手段の出力に基づいて前記インバータ
   装置の出力電圧を所定値に制御する電圧制御回路と、 前記有効電流検出手段で検出された有効電流Ipに第１の
   定数K1 （但し、K1はωL/2VKに従う定数であり、ここで、 ωは角周波数、 Ｌは前記リアクトルのインダクタンス値、 Ｖは前記インバータ装置の出力電圧、 Ｋは定数である。） を乗算して位相差信号φ_pを求める第１の演算回路と、 前記第１の演算回路から得られた前記位相差信号φ_pに
   第２の定数K2（但し、K2は１よりも小さい値である。）
   を乗算して演算位相差信号K2φ_pを求める第２の演算回
   路と、 前記第２の演算回路から得られたアナログの演算位相差
   信号をディジタル演算位相差信号に変換するアナログ・
   ディジタル変換器と、 前記リアクトルよりも負荷側の電圧を矩形波に整形する
   波形整形回路と、 前記波形整形回路から得られた矩形波に基づいてこの周
   波数よりも十分に高い周波数信号を形成する周波数てい
   倍回路と、 前記波形整形回路から得られた矩形波の前縁に同期して
   前記周波数てい倍回路から得られた周波数信号の計数を
   開始し、前記矩形波の１周期の終了毎にリセットされ、
   前記矩形波の１周期の時間長に対応する計数出力をディ
   ジタル値で出力するカウンタと、 前記カウンタから得られたディジタル値から前記アナロ
   グ・ディジタル変換器から得られたディジタル値を減算
   することによって補正ディジタル値を得、この補正ディ
   ジタル値に対応する周期を有する補正矩形波を形成する
   減算及び分周回路と、 前記減算及び分周回路から得られた補正矩形波に基づい
   て前記インバータ装置の位相制御信号を形成する制御信
   号形成回路と、 前記インバータ装置の起動時にのみ前記インバータ装置
   の出力電圧の所望周期に等しい周期で起動用矩形波を前
   記周波数てい倍回路に供給する起動時矩形波信号供給手
   段と を備えていることを特徴とするインバータを含む電源装
   置の並列接続装置。