JPH01194870A - インバータを含む電源装置の並列接続装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ 本発明はインバータを含む電源装置の並列接続装置に関
する。

［従来の技術及び発明が解決しようとする課題］インバ
ータを含む電源装置を並列運転するために、共通の発娠
器を設け、複数台のインバータを同期運転し、且つ電流
バランス回路を設けることがある。しかし、この方式に
は、信頼性を高めるために発振器を二重に設けること等
が必要になり、コスト高になるという問題、及び複数の
インバータを含む電源装置の相互間及び共通の発振器と
の間の接続が複雑になるという問題がある。

そこで、本発明の目的は、構成が簡拳であり、且つ位相
応答の速い並列接続装置を提供することにある。

［課題を解決するための手段］ 上記目的を達成するための本発明は、負荷に電力を供給
するために複数の電源装置が並列接続された装置であっ
て、各電源装置が、位相制御及び電圧制御が可能なイン
バータ装置と、前記インバータ装置と前記負荷との間に
接続された平滑用リアクトルと、前記リアクトルと前記
負荷との闇に接続された電流検出器と、前記電流検出器
で検出された電流と前記リアクトルよりも負荷側の電圧
とに基づいて有効電流又は有効電力成分を検出する有効
分検出手段と、前記リアクＩ・ルの出力段の電流と電圧
とに基づいて無効電流又は無効電力成分を検出する無効
分検出手段と、前記有効分検出手段で検出された有効分
を示す信号に基づいて前記インバータ装置の出力電圧と
前記リアクトルよりも負荷側の電圧との位相差を示すア
ナログ又はディジタルの位相差信号を形成する位相差信
号形成回路と、前記リアクトルよりも負荷側の電圧を矩
形波に整形する波形整形回路と、前記位相差信号と前記
矩形波とに基づいて前記インバータ装置の出力電圧の位
相を制御し、前記無効分検出手段から得られる無効分に
基づいて前記インバータ装置の出力電圧値を制御する制
御回路とを備えていることを特徴とするインバータを含
む電源装置の並列接続装置に係わるものである。

［作　用］ 上記発明において、有効分検出手段で検出した有効分は
一方の電源装置のインバータ装置の出力電圧の位相と他
方の電源装置のインバータ装置の出力電圧との位相との
差を示す情報を含む、無負荷時においてもし両インバー
タの出力電圧が同相であれば、有効分は発生しない。一
方、僅かな位相差を有すれば、位相差に対応した有効分
が生じる０位相差信号形成回路は、有効分に基づいて位
相差を示すアナログ又はディジタルの位相差信号を形成
する。制御回路はりアクドルよりも負荷側の電圧の位相
を基準にして位相差を解消するようなインバータ位相制
御信号を形成する。

［第１の実施例コ 次に、第１図〜第９図を参照して本発明の第１の実施例
に係わる電源装置を説明する。第１図には負荷１の左側
に第１の電源装置２ａが配置され、右側に第２の電源装
ｖ２ｂが配置されている。第２の電源装Ｗ２ｂは第１の
電源装置２ａと全く同一の構成であるので、単にブロッ
クで示されている。

電源装ｆ２ａは、インバータ装［３ａを含み、このイン
バータ装置３ａがリアクトル４と及びコンデンサ３４か
ら成る平滑回路と交流スイッチ５とを介して負荷１に接
続されている。第２図に示す如く、インバータ装Ｆ　３
　ａは、スイッチ素子としての第１〜第４のトランジス
タＱ　、Ｑ２、Ｑ３、Ｑ４をブリッジ接続した変換回路
を含む。この変換回路の一対の直流電源ライン６．７は
整流器等から成る直流電源８に接続されている。なお、
インバータ装置３ａの一対の出力ライン９．１０間の出
力電圧の値を制御するために、電源ライン６に直列にチ
ョッパ用スイッチ素子としてのトランジスタＳ１が接続
されている。このトランジスタＳ１はインバータ出力電
圧の周波数（例えば５０１１２＞よりも十分に高い周波
数（例えば２０ｋ）１２）でオン・オフ制御され、デユ
ティ比の％ｑでインバータ出力電圧を制御する。

リアクトル４と負荷１との間に電流検出器１１と電圧検
出器１２とが配設されている。電流検出器１１及び電圧
検出器１２にそれぞれ接続されている有効電流検出回路
１３及び無効電流検出回路１４は周知の方法でインバー
タ３の出力電流の有効電流成分及び無効電流成分を検出
するように構成されている。

有効電流検出回路１３に接続された位相差信号形成回路
１５は、第１の演算回路１６と第２の演算回路１７とか
ら成る。第１の演算回路１６は有効電流検出回路１３で
検出された有効電流を示す信号Ｉ　に第１の定数に１を
乗算して位相差信号φ　に変換するものである。第２の
演算回路１７は位相差信号φ　に定数に２　（例えば０
．９９）を乗算し、位相差に対応する信号に２φ、を得
る回路である。

、交流スイッチ５と負荷１との間に接続された電圧検出
トランス１８はリアクトル４よりも負荷側の電圧即ち負
荷端電圧Ｖ。の位相を検出するためのものである。この
トランス１８に接続された波形整形回路１９は正弦波出
力電圧を矩形波に整形する。

基準矩形波発生口Ｎ２０は、発振器２１と分周器２２と
から成り、要求される出力電圧と同一の周波数で矩形波
を発生する。基準矩形波発生回路２０はインバータ制御
回路２３に接続されていると共に、位相比較口Ｆ！Ｆ１
２４に接続されている。

位相比較回路２４は、基準矩形波と波形整形回路１９か
ち得られる出力電圧対応矩形波との位相差φ１を示す信
号を出力する。

アナログ減算回路２５は位相比較回路２４と第２の演算
回路１７とに接続され、位相比較回路２４から得られる
実測の位相差φ１から演算で求めた位相差φ　に対応す
るに２φ。を減算し、位相シフト信号φを制御回路２３
に与える。制御回路２３は、インバータ装置３ａの制御
信号の位相を基準矩形波発生回路２０の出力に対してφ
だけシフトする。もし、位相比較回路２４から得られる
実測の位相差φ１を解消するように、位相差φ１のみに
基づいてインバータ装置１ｔ３ａの出力電圧の位相を制
御すると、急激な位相変化が生じるおそれがある。これ
に対して、本実施例では演算で求めた位相差φ　に１よ
りも小さい定数に２を乗算しなに２φ、を求め、実測の
位相差φ１と演算に基づく位相差信号に２φ。どの差（
φ１−に２φｐ）だけ位相を補正するので、急激な位相
変化は発生しない。

第１図のインバータ装置３ａの出力電圧を調整するため
の制御信号を形成するために、無効電流検出回路１４に
第３の演算回路２６が設けられている。無効電流検出回
路１４から得られる無効電流■。は電圧調整値に対応し
た値を有する。第３の演算回路２６では無効電流Ｉ。に
係数に３を乗算して調整すべき電圧値を求める。加算回
路２７には、演算回路２６が接続されていると共に、リ
アクトル４の出力ラインに接続された電圧検出回路２８
も接続されている。従って、加算回路２７からは、出力
電圧Ｖ　に調整すべき電圧工。Ｋ２Ｏ が加算された値が出力される。加算回路２７から得られ
る信号は誤差増幅器２９で基準電圧源３０の基準電圧と
比較され、誤差信号が制御回路２３に送られる。

制御回路２３は、第４図に示す如く、三角波発生口１！
３１と、電圧比較器３２と、位相シフ１ル回路３３と、
スイッチング制御信号形成回路３４とを含む。比較器３
２の一方の入力端子は三角波発生回路３１に接続され、
他方の入力端子はライン２９ａによって第１図の誤差増
幅器２つの出力端子に接続されている。三角波発生回路
３１はインバータ装π３ａの出力電圧の周波数（５０１
１ｚ）よりも十分に高い周波数（例えば２０ｋＨｚ）の
三角波を発生し、ライン２９ａの誤差信号のレベルは三
角波を横切るように設定される。従って、誤差信号のレ
ベルが変化すると、比較器３２の出力パルスのデユティ
比が変化する。比較器３２の出力端子は第２図のインバ
ータ装ｆｆ３ａに内蔵されているトランジスタ＄１のベ
ースに結合されている。

トランジスタＳ１が比較器３２から得られるパルス幅制
御されたパルス列に応答してオン・オフ動作すると、電
源８の直流電圧Ｅが断続され、第３図（Ａ）に原理的に
示すような断続された直流電圧が得られる。第３図（Ａ
）には図示の都合上長い周期でパルスが示されているが
、実際には極めて短い周期でパルスが得られる。

第２図の変換回路を構成するトランジスタＱ１〜Ｑ４の
ベースは、第４図のスイッチング制御信号形成回路３４
に接続されている。スイッチング制御信号形成回路３４
は周知の方法に従って第３図（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）（Ｅ）
に原理的に示す各トランジスタＱ　〜Ｑ４のスイッチン
グ制御信号を形成する。トランジスタＱ　　−Ｑ４が第
３図（Ｂ）（Ｃ）（Ｄ）（Ｅ）に示す如くオン・オフ制
御されると、出力ライン９．１０間に第３図（Ｆ）に示
す交流出力電圧が得られる。この交流出力電圧は第３図
（Ａ）に示したパルスに対応しているので、第３図（Ａ
）のパルスのデユティ比を変えると、交流出力電圧も変
化する。

（原理説明） 第１図の方式で位相及び電圧制御が可能であることを次
に述べる。第１図の第１及び第２の電源装置２ａ、２ｂ
の第１及び第２のインバータ装置３ａ、３ｂの相互接続
の等価回路は第６図で示すことができる。今、第１及び
第２のインバータ装置３ａ、３ｂの出力電圧を■１、ｖ
２とし、これ等が同相且つ同一電圧値であれば、検流は
流れない。なお、説明を簡略化するために、無負荷の場
合について説明する。゛第７図に示す如く第１のインバ
ータ出力電圧■１　と第２のインバータ出力電圧ｖ２と
が同相で電圧値（振幅）のみが異なる場合には、両電圧
Ｖ　、■２の差の電圧Ｖ　１Ｖ　２が２つのりアクドル
４の両端に印加され、９０度遅れの電流■が流れる。即
ち無効電流Ｉ　のみが流れ、有効電流Ｉｐは流れない。

一方、第８図に示す如く第１及び第２のインバータ出力
電圧ｖ　、ｖ２が電圧値（振幅）が同一で儂かな位相差
φ　を有しているとすれば、ｖ１と■２の差の電圧Δ■
に基づく横流工が流れる。

この横流Ｉは差の電圧ΔＶに対して９０度遅れるので、
■　と■２との中間の位相を有する。即ち、負荷端電圧
Ｖ。と同相になる。Ｖｌとｖ２の位相差φ８を予め小さ
くすることは可能であるので、φ　が小さいとすれば、
横流Ｉが■　とＶ２とに同相であると見なしてもさほど
問題が生じないにの結果、横流Ｉを有効電流Ｉ　と見な
ずことができる、第８図の横流Ｉの大きさは、位相差φ
８即ち差電圧ΔＶに比例して変化する。従って、横流Ｉ
即ち有効電流工。を検出すれば、位相差φ８を知ること
ができる。

次に、式によって説明する。第１及び第２のインバータ
出力電圧Ｖ　、■２が同相で振幅が興なす る場合には、Ｖ　、Ｖ２を次式で示すことができす る。

ｖ１＝■ａＳｉｎωｔ　・・・・・・・・・　（１）ｖ
２＝ｖｂｓｉｎ　ωｔ　　−−−−−−−−−（２）式
（１）（２）でＶ　　、Ｖｂは最大値を示す。

２つのりアクドル４の両端には■　と■２との差の電圧
が印加され、９０度遅れの横流Ｉが流れる。この横流■
は次式で示される。

Ｉ−（（Ｖ　　−Ｖｂ）／２ωＬＩＳｉｎ（ωｔ−π／
２）・・・・・・・・・　（３） この横流は９０度遅れの電流であるので、無効電流Ｉ、
である。横流■に基づいて１つのりアクドル４に生じる
電圧降下は■ωしてある。第７図のベクトル図において
負荷端電圧Ｖｏを得るためには、第１のインバータ出力
電圧■１を工ωＬだけ低下させ、第２のインバータ出力
電圧■２を１ωＬだけ蓄くすればよいことが分る。従っ
て、調整すべき電圧値を横流（無効電流）■の無効電流
成分ＩＱに基づいて知ることができる。

そこで、第１図では、無効電流検出口＃１１４で無効電
流成分Ｉ　を検出し、これを整流及び平滑して直流の無
効電流信号Ｉ。を求め、第３の演算回路２６において定
数Ｋ　＝ωＬをＩ。に乗算することによって電圧調整分
工。Ｋ３を得ている。

この電圧調整分工。Ｋ３は電圧検出回路２８で検出され
た電圧Ｖ。１に加算されて誤差増幅器２９の入力となり
、基準電圧Ｖ、（目標電圧）と比較され、誤差信号が発
生ずる。

一方、第８図に示す如く、第１及び第２のインバータ出
力電圧Ｖ　　、Ｖ２が同一振幅値で位相が停かに異なる
場合には各電圧■　、Ｖ２を次式で示すことができる。

Ｖ　１−Ｖ　Ｓｉｎ　　（（Ａ）　ｔ＋φ、　）　　−
−−−−−−−−（４）Ｖ２＝Ｖｓｉｎωｔ　・・・・
・・・・・・・・・・・・・・・・・・・・　（５）こ
の時の横流は次式になる。

１＝Ｖ／Ｌｆ（ｓｉｎ（ωｔ＋φａ）　−５ｉｎ　ωｔ
　）ｄ【　　　　　　　　　　　　　　・・・・・・・
・・　（６）ｓｉｎ（α＋β）　＝Ｓｉｎ　ａｃＯ８β
＋ｃｏｓ　αｓｉｎβの公式により、次の関係が成立す
る。

５ｉｎ（ω＋φａ　）　　Ｓ　’　ｎ　ωｔ＝Ｓｉｎ　
　ωｃＯ３φａ　＋ｃｏｓ　　ωｔ　ｓｉｎ　　φａ　
−３ｉｎ　　ωｔ＝ｓｉｎφａｃｏｓωｔ　　（１−ｃ
ｏｓφａ　）　ｓ　＋　ｎωｔ・・・・・・・・・　（
７） この（７）式を（６）式に代入することによって次式が
得られる。

ｖ Ｉ　＝　−ＨｓｉｎφａｆｃＯＳωｔ　ｄｉ　−Ｈ（１
−１ｓφ３　）ｆｓｉｎωｔ　ｄｔφ８が零近傍の時に
は（８）式の第２項が極めて小さくなるので、これを無
視することが可能になり、横流を次式で示すことができ
る。

１　＋　（Ｖ／（Ａ）Ｌ　）　ｓｉｎφａｓｉｎ　ωｔ
−−−−−−　（９）また、φ８が零近傍の時には（９
）式のｓｉｎφ８とφ８とは比例関係にあるので、（９
）式を次式に近似させることができる。

Ｉ　＝　（Ｖ　／　ωＬ　）　Ｋφａｓｉｎ　ωｔ　−
−−−−−−（１０）（８）式の第１項、（９）式及び
（１ｏ）式は電圧に同相の電流即ち有効電流成分Ｉ、で
ある。（１ｏ）式の横流■（有効電流成分Ｉ、）の振幅
の最大値（Ｖ／ωＬ）Ｋφ８には位相差φ８が含まれて
いる。

従って、第１図の有効電流検出回路１３によって有効電
流成分Ｉ０を検出し、この振幅の最大値を有効電流成分
工、として出方し、第１の演算回路１６で有効電流信号
■、に定数に１を乗算すれば、位相差信号φ、を得るこ
とができる。なお、第８図において負荷端電圧Ｖ。と第
１及び第２のインバータ出力電圧Ｖ　ｉ　、Ｖ　２との
位相差φ、はφ８／２であるので、第１の演算回路１６
における定数に１をωＬ／２ＶＫとする。これによって
位相差信号φ、が次式で得られる。

φ　＝に、・ＩＰ　　叫・・・・・　（１１）第１図の
第１の演算回路１６がらは演算に基づいて近似的に位相
差信号φ、が直流信号の形式で得られる。このまま減算
回路２５に演算による位相差信号φ、を入力させると、
測定による位相差信号φ１と一致し、制御不可能になる
ことがある。

そこで、第２の演算回路１７において１よりも小さい定
数に２（例えば０．９９）をφ、に乗算して減算回路２
５に加える。

第５図は第１のインバータ出力電圧Ｖ１と負荷端電圧Ｖ
。どの位相差φ１を低減させる時の動作を示す波形図で
ある。第５図（Ａ）に示す負荷端電圧■。は、波形整形
回路１９によって第５図（Ｂ）に示す如く波形整形され
、位相比較回路２４に入力する。位相比較回路２４にお
いては、第５図（Ｅ）に示す基準矩形波と第５図（Ｂ）
の検出矩形波との位相差φ１に対応する直流信号が得ら
れる。基準矩形波発生回路２０の位相は並列運転開始前
に母線（負荷端子）の電圧位相に一致するように予め決
められている。従って大幅な位相差は生じない。実測に
よる位相差φ１を示す信号はこのまま制御回路２３に加
えられずに、減算回路２５でφ　−に２φ、に対応する
信号に変換されて加えられる。第５図＜Ｄ）は第１の演
算回路１６の出力段の位相差φ、を有する矩形波を示し
、第５図（Ｃ）はに２φ。の位相差を有する矩形波を示
す。減算口１２５は補正位相差φ＝φ、−に２φ。を示
す信号を制御回＃１２３の第４図に示す位相シフト回路
３３に与える。位相シフト回１”１３はライン２０ａで
与えられる基準矩形波発生回路２０の第５図（Ｅ）に示
す矩形波を、ライン２５ａによって減算回路２５から与
えられる位相φを示す信号によって第５図（Ｃ）に示す
ようにシフトする。これにより、負荷端電圧Ｖ。と基準
矩形波どの位相差φ１の一部が補正される。位相差φ１
は一度に全部補正されずに徐々に補正され、負荷端電圧
■。の位相は基準矩形波に近づく。

なお、第１及び第２の電源袋ｇ　２　ａ、２ｂの並列運
転開始時に、基準矩形波発生回路２０の出力位相を負荷
端電圧Ｖ。に一致するように設定しても、その後に第１
及び第２の電源装置のインバータ出力電圧■　、■２の
位相がずれることがあり、これが位相シフト回路３３に
よって補正される。

第１及び第２のインバータ出力電圧Ｖ　ｉ　、Ｖ　２の
電圧値（振幅）と位相との両方が異なる場合には、無効
電流成分と有効電流成分とに基づいて電圧制御と位相制
御の両方が行われる。

以上の説明は無負荷の場合であったが、負荷が有る場合
にも横流が零になる様な補正動作が生じ、電圧及び位相
が補正される。即ち、負荷１に抵抗が接続されている場
合には常に有効電流が流れるために、常にに２φ。が生
じ、常に位相シフト動作が生じる。しかし、負荷端電圧
■。に対して第１及び第２のインバータ出力電圧■１、
■２とが同相になるように動作し、結局、第１及び第２
のインバータ出力電圧■　、■２の位相はほぼ一致する
ので、電流はほぼバランスし、横流も小さい値に抑えら
れる。

［第２の実施例］ 次に、第９図〜第１１図によって本発明の第２の実施例
の電源装置を説明する。但し、第９図において第１図と
共通する部分には同一の符号を付してその説明を省略す
る。この実施例では演算結果による位相差に２φ、を示
す信号をＡ／Ｄ′ＰＲ換器４１でディジタル信号に変換
し、減算及び分周回路４２に入力させている。一方、波
形整形回路１９の出力はてい倍回路４３を介してカウン
タ４４に接続されている。

てい倍回路４３は第１１図（Ａ）に示す波形整形出力を
第１１図（Ｂ）に示すようにこれよりも十分に高い周波
数にてい倍する。

カウンタ４４は、第１１図（Ｃ）に示す如く波形整形回
路１９の出力波形に同期して計数を開始し、１周期の終
了に同期してリセットされる。従って、カウンタ４４は
負荷端電圧Ｖ。の位相情報をディジタル値で出力してい
ることになる。

減算及び分周回路４２は、第１０図に示す如く複数の分
周出力端子を有するディジタル減算器４５から成る。減
算器４５にはカウンタ４４の出力ライン４４ａとＡ／Ｄ
変換器４１の出力ライン４１ａが接続されている。この
減算器４５は例えばテキサス社の５Ｎ５４２８３であり
、第１１図＜Ａ＞の波形の１周期に対応するカラン１−
値６５５３６からＡ／Ｄ変換器４１から得られる位相差
対応値１８２０を減算した値６３７１６になっな時に、
２１６の出力端子の電圧レベルが第１１図（Ｄ＞に示す
如く反転する。２１５の出力端子は１／２分周出力であ
るので、第１１図（Ｅ）の波形を出力する。第１１図（
Ａ）の波形と第１１図（Ｅ）の波形との比較から明らか
な如く、第１１図（Ｅ）の波形は第１１図（Ａ）の波形
を基準にして位相角φだけ位相シフトした波形に相当す
る。第１１図（Ｅ）の波形は制御信号形成回路４６に供
給され、例えば第３図（Ｂ）（Ｅ）の信号（Ｑｌ、Ｑ４
のベース信号）となる。なお、トランジスタＱ２、Ｑ３
の制御信号は第１１図（Ｄ）の位相反転信号で形成され
る。インバータ装置３ａのトランジスタＱ１〜Ｑ４が第
１１図（Ｅ）の波形に基づいて制御されると、負荷端電
圧Ｖ。の位相が変化し、第１１図（Ａ）の矩形波は新し
いものに置き換えられる。この結果、第１及び第２のイ
ンバータ装置ｔｆＥ３ａ、３ｂの出力位相が負荷端電圧
■。の位相に一致するように各インバータ装置が動作し
、電流バランスが得られる。なお、負荷１が抵抗である
と、位相差に基づく有効電流成分（検流）の他に、負荷
の有効電流が流れ、常に位相補正動作が行われている状
態となり、周波数が僅かに低下するが、負荷１が一定の
周波数を要求していない回路の場合には問題がない。

第９図の回路における電圧制御は、誤差増幅器２９の出
力段のパルス幅制御回路４７によって行われる。このパ
ルス幅制御回路４７は、第２図に示したスイッチＳ１を
制御するパルスを形成するために第４図に示す三角波発
生口１！！３１と比敦器３２とから成る。

第９図の矩形波発生回路４９は起動のために必要なもの
であり、第１１図（Ａ）に対応するような基準矩形波を
発生し、起動時にスイッチ５０を介しててい倍回路４３
に送る。

第９図の実施例によれば、減算及び分周口１４２から得
られる信号でインバータ装ｆｉ３ａのスイッチング素子
としてのトランジスタＱ１〜Ｑ４の制御信号を容易に形
成することができる。

［変形例］ 本発明は上述の実施例に限定されるものでなく、例えば
次の変形が可能なものである。

（１）　有効電流、無効電流を検出する代りに、有効電
力、無効電力を検出して位相及び電圧を制御してもよい
。一般に、負荷端電圧はさほど変化しないので、有効電
力は有効電流にほぼ対応し、無効電力は無効電流にほぼ
対応し、第１及び第２の実施例と実質的に同様な制御が
可能になる。

（２）　インバータ出力電圧の調整を第２図のトランジ
スタＳ１の断続動作によらずに、電源８の直流電圧Ｅの
レベルを制御することによって行ってもよい。又、トラ
ンジスタＱ　〜Ｑ４から成す るインバータをパルス幅−制御（ＰＷＭ制御）で動作さ
れ、各パルスの幅を制御することによってインバータ出
力電圧を調整してもよい。

（３）　インバータを含む電源装置を３台以上並列に接
続する場合にも適用可能である。

（４）　トランス１２．１８及び電圧検出回路２８を独
立に設けずにこれ等の１部又は全部を共用するようにし
てもよい。

（５）　多相回路にも適用可能である。

［発明の効果］ 上述から明らかな如く、有効電流又は電力に基づく位相
差を示す信号とりアクドルの出力側電圧の波形整形出力
とに基づいてインバータの位相制御をして複数のインバ
ータの位相を合せる方式であるので、位相応答の速い制
御が可能になる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の第１の実施例に係わる電源装置を示す
ブロック図、 第２図はインバータ装置を示す回路図、第３図は第２図
の各部の状態を原理的に示す図、第４図は第１図の制御
回路を示すブロック図、第５図は第１図における位相制
御の原理を示す波形図、 第６図は第１図の装置の位相及び電圧制御の原理を説明
するためのブロック図、 第７図は第１及び第２のインバータ出力電圧が同相の場
合のベクトル図、 第８図は第１及び第２のインバータ出力電圧が位相差を
有する状態を示すベクトル図、第９図は本発明の第２の
実施例の電源装置を示すブロック図、 第１０図は第９図の減算及び分周回路を示す図、第１１
図は第９図の各部の状態を示す図である。 １・・・負荷、２ａ・・・第１の電源装置、２ｂ・・・
第２の電源装置、３ａ、３ｂ・・・インバータ装置、４
・・・リアクトル、１１・・・電流検出器、１３・・・
有効電流検出回路、１４・・・無効電流検出回路、１５
・・・位相差信号形成回路、２５・・・減算回路。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 ［１］負荷に電力を供給するために複数の電源装置が並
   列接続された装置であって、各電源装置が、 位相制御及び電圧制御が可能なインバータ装置と、 前記インバータ装置と前記負荷との間に接続された平滑
   用リアクトルと、 前記リアクトルと前記負荷との間に接続された電流検出
   器と、 前記電流検出器で検出された電流と前記リアクトルより
   も負荷側の電圧とに基づいて有効電流又は有効電力成分
   を検出する有効分検出手段と、前記リアクトルの出力段
   の電流と電圧とに基づいて無効電流又は無効電力成分を
   検出する無効分検出手段と、 前記有効分検出手段で検出された有効分を示す信号に基
   づいて前記インバータ装置の出力電圧と前記リアクトル
   よりも負荷側の電圧との位相差を示すアナログ又はディ
   ジタルの位相差信号を形成する位相差信号形成回路と、 前記リアクトルよりも負荷側の電圧を矩形波に整形する
   波形整形回路と、 前記位相差信号と前記矩形波とに基づいて前記インバー
   タ装置の出力電圧の位相を制御し、前記無効分検出手段
   から得られる無効分に基づいて前記インバータ装置の出
   力電圧値を制御する制御回路と を備えていることを特徴とするインバータを含む電源装
   置の並列接続装置。