JPH04331470A - 定周波電源 - Google Patents
定周波電源Info
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- JPH04331470A JPH04331470A JP3124557A JP12455791A JPH04331470A JP H04331470 A JPH04331470 A JP H04331470A JP 3124557 A JP3124557 A JP 3124557A JP 12455791 A JP12455791 A JP 12455791A JP H04331470 A JPH04331470 A JP H04331470A
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Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】この発明は航空機搭載用等のエン
ジンによって発電機が駆動され,エンジンの回転が変動
しても出力周波数が変動することがない定周波電源(V
SCF用電源)に係り,特に,各相の不平衡負荷やその
負荷変動に影響されることなく,常に所定の周波数で3
相出力位相がグランドに対して平衡が保たれている中性
点接地型3相4線式の定周波電源に関する。
ジンによって発電機が駆動され,エンジンの回転が変動
しても出力周波数が変動することがない定周波電源(V
SCF用電源)に係り,特に,各相の不平衡負荷やその
負荷変動に影響されることなく,常に所定の周波数で3
相出力位相がグランドに対して平衡が保たれている中性
点接地型3相4線式の定周波電源に関する。
【0002】
【従来の技術】船舶,航空機等の移動機械においては,
回転数が変動する恐れがあるエンジンによって駆動され
る交流発電機から一定周波数の安定な中性点接地型3相
4線式の交流電源を得るために,上記交流発電機の交流
出力を変換して得られる直流を所望の交流に変換するイ
ンバータを搭載している。このような目的のためのイン
バータは例えば,図3に示すような回路によって構成さ
れている。図3において61は中性点をもたない3相交
流発電機で,この3相交流発電機からの出力は整流部6
2で直流に整流濾波し,3相のパルス幅変調方式のイン
バータ部63で半導体スイッチ素子によって所定周波数
の方形波が3本の出力線に出力される。この方形波出力
は,フィルタ部64で,前記スイッチング作用によって
作成された方形波に含まれる高周波成分が除去されて滑
らかな波形の正弦波になり,Aφ,Bφ,Cφなる3相
の交流電力として出力される。航空機においては法的規
制のために,中性点を機体にグランドする必要があるた
め,中性点形成変圧器65を出力回路に接続し,単相負
荷の影響等によって3相それぞれの間に流れる負荷電流
が不平衡になった場合にも回路電圧の平衡が維持される
ように構成されている。
回転数が変動する恐れがあるエンジンによって駆動され
る交流発電機から一定周波数の安定な中性点接地型3相
4線式の交流電源を得るために,上記交流発電機の交流
出力を変換して得られる直流を所望の交流に変換するイ
ンバータを搭載している。このような目的のためのイン
バータは例えば,図3に示すような回路によって構成さ
れている。図3において61は中性点をもたない3相交
流発電機で,この3相交流発電機からの出力は整流部6
2で直流に整流濾波し,3相のパルス幅変調方式のイン
バータ部63で半導体スイッチ素子によって所定周波数
の方形波が3本の出力線に出力される。この方形波出力
は,フィルタ部64で,前記スイッチング作用によって
作成された方形波に含まれる高周波成分が除去されて滑
らかな波形の正弦波になり,Aφ,Bφ,Cφなる3相
の交流電力として出力される。航空機においては法的規
制のために,中性点を機体にグランドする必要があるた
め,中性点形成変圧器65を出力回路に接続し,単相負
荷の影響等によって3相それぞれの間に流れる負荷電流
が不平衡になった場合にも回路電圧の平衡が維持される
ように構成されている。
【0003】
【発明が解決しようとする課題】ところで,上述したよ
うに航空機用の定周波電源においては,この電源の中性
点をグランドし,負荷電流が不平衡になった場合には中
性点形成変圧器65によって自動的に補正される,しか
し,搭載重量の軽量化を必要とする航空機においては,
このような鉄心を備えた変圧器を必要とすることは問題
であり,また,各相の位相を正しく維持することは困難
であった。従って,重量を軽量化し,しかも,負荷が不
平衡になった場合にも電源出力に影響されない航空機用
の定周波電源が要望されていた。本発明は上記従来の課
題(問題点)を解決し,変圧器を使用しないで,不平衡
負荷が印加された場合にも出力電圧や位相角が自動的に
補正される中性点接地型の3相交流出力が得られる定周
波電源を提供することを課題としている。
うに航空機用の定周波電源においては,この電源の中性
点をグランドし,負荷電流が不平衡になった場合には中
性点形成変圧器65によって自動的に補正される,しか
し,搭載重量の軽量化を必要とする航空機においては,
このような鉄心を備えた変圧器を必要とすることは問題
であり,また,各相の位相を正しく維持することは困難
であった。従って,重量を軽量化し,しかも,負荷が不
平衡になった場合にも電源出力に影響されない航空機用
の定周波電源が要望されていた。本発明は上記従来の課
題(問題点)を解決し,変圧器を使用しないで,不平衡
負荷が印加された場合にも出力電圧や位相角が自動的に
補正される中性点接地型の3相交流出力が得られる定周
波電源を提供することを課題としている。
【0004】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に本発明に基づく定周波電源は,エンジンにより駆動さ
れる交流発電機と,整流回路と,インバ−タを備えて構
成された定周波電源において,中性点をグランドした交
流発電機の出力を整流して得られる直流電源を3組の単
相インバータにより中性点接地型3相4線式交流に変換
した定周波電源であって,上記3相4線式交流の各相出
力が所定の仕様を満足するごとく前記3組の単相インバ
−タそれぞれを制御するように構成し,前記課題を解決
した。この場合,上記3相4線式交流の各相出力が所定
の仕様を満足するごとく前記3組のパルス幅変調方式単
相インバ−タそれぞれの変調用パルスを制御するように
しても良い。さらに,3相交流出力の電圧を計測し,こ
の3相交流の各相出力がグランドに対して平衡ならしむ
るごとく前記3組の単相インバータそれぞれの変調用パ
ルスを制御するようにすることが望ましい。
に本発明に基づく定周波電源は,エンジンにより駆動さ
れる交流発電機と,整流回路と,インバ−タを備えて構
成された定周波電源において,中性点をグランドした交
流発電機の出力を整流して得られる直流電源を3組の単
相インバータにより中性点接地型3相4線式交流に変換
した定周波電源であって,上記3相4線式交流の各相出
力が所定の仕様を満足するごとく前記3組の単相インバ
−タそれぞれを制御するように構成し,前記課題を解決
した。この場合,上記3相4線式交流の各相出力が所定
の仕様を満足するごとく前記3組のパルス幅変調方式単
相インバ−タそれぞれの変調用パルスを制御するように
しても良い。さらに,3相交流出力の電圧を計測し,こ
の3相交流の各相出力がグランドに対して平衡ならしむ
るごとく前記3組の単相インバータそれぞれの変調用パ
ルスを制御するようにすることが望ましい。
【0005】
【作用】上述したように,本発明に基づく定周波電源は
,中性点をグランドした直流電源を3組の単相インバー
タにより中性点接地型3相交流に変換するようにしたの
で,各相の交流波形作成が,各相間電圧波形が相互に干
渉されることなく制御できるとともに中性点をグランド
することができる。また,このインバータに,パルス幅
変調方式インバータを用いるようにすることによって,
この定周波電源出力交流の波形を所望の周波数で所望の
波形,即ち,歪の少ない精度のよい波形出力を得ること
ができる。また,この3相交流出力の電圧を計測し,こ
の3相交流出力がグランドに対して平衡ならしむるごと
く前記3組のインバータそれぞれのパルス出力を個別に
制御するようにすることによって,不平衡負荷がいずれ
かの相間に印加された場合にも各相間電圧や位相が正し
く維持される。しかも,上述した各作用は変圧器のよう
な重量の大きな部品を追加することなく得ることができ
る。
,中性点をグランドした直流電源を3組の単相インバー
タにより中性点接地型3相交流に変換するようにしたの
で,各相の交流波形作成が,各相間電圧波形が相互に干
渉されることなく制御できるとともに中性点をグランド
することができる。また,このインバータに,パルス幅
変調方式インバータを用いるようにすることによって,
この定周波電源出力交流の波形を所望の周波数で所望の
波形,即ち,歪の少ない精度のよい波形出力を得ること
ができる。また,この3相交流出力の電圧を計測し,こ
の3相交流出力がグランドに対して平衡ならしむるごと
く前記3組のインバータそれぞれのパルス出力を個別に
制御するようにすることによって,不平衡負荷がいずれ
かの相間に印加された場合にも各相間電圧や位相が正し
く維持される。しかも,上述した各作用は変圧器のよう
な重量の大きな部品を追加することなく得ることができ
る。
【0006】
【実施例】次に,本発明の実施例として,この発明に基
づく定周波電源の回路構成を示す図1と,この定周波電
源の作用を説明する図2を参照して,この発明に基づく
定周波電源の構成と作用の詳細を説明する。図1におい
て,1は,中性点をグランドに接続した3相交流発電機
であって,2,3,4はそれぞれこの3相交流発電機1
の出力巻線を示している。この3相交流発電機1の出力
は,整流/濾波回路10に供給される。整流/濾波回路
10においては整流用の6個の半導体素子11,12,
13,14,15,16によって構成された整流回路部
で直流に整流され,この整流出力は2個のインダクタ1
7,18と2個のキャパシタ19,20によって構成さ
れた濾波回路部に供給される。この濾波回路部はキャパ
シタ19と20の結合部,即ち,濾波回路の中性点N1
がグランドに結合されており,また,前記3相交流発
電機の中性点N2 がグランドされているので,この整
流/濾波回路10の出力線21にはプラス130ボルト
,出力線22にはマイナス130ボルトが平衡して出力
される。この出力線21と出力線22及びグランドとの
間には,3組の単相インバータによって構成される3相
インバータ部30が設けられている。
づく定周波電源の回路構成を示す図1と,この定周波電
源の作用を説明する図2を参照して,この発明に基づく
定周波電源の構成と作用の詳細を説明する。図1におい
て,1は,中性点をグランドに接続した3相交流発電機
であって,2,3,4はそれぞれこの3相交流発電機1
の出力巻線を示している。この3相交流発電機1の出力
は,整流/濾波回路10に供給される。整流/濾波回路
10においては整流用の6個の半導体素子11,12,
13,14,15,16によって構成された整流回路部
で直流に整流され,この整流出力は2個のインダクタ1
7,18と2個のキャパシタ19,20によって構成さ
れた濾波回路部に供給される。この濾波回路部はキャパ
シタ19と20の結合部,即ち,濾波回路の中性点N1
がグランドに結合されており,また,前記3相交流発
電機の中性点N2 がグランドされているので,この整
流/濾波回路10の出力線21にはプラス130ボルト
,出力線22にはマイナス130ボルトが平衡して出力
される。この出力線21と出力線22及びグランドとの
間には,3組の単相インバータによって構成される3相
インバータ部30が設けられている。
【0007】それぞれの単相インバータは帰還ダイオー
ド6を並列に接続した,制御手段の詳細を後述するスイ
ッチング素子(図においては,スイッチ機能であること
とを示すために接点のスイッチ記号で表示している)5
,例えば,半導体スイッチング素子であるIGBT(ア
イソレーテッド・ゲート・バイポーラ・トランジスタ)
によって構成される2組のスイッチ回路Q1 ,Q2
と,前記2個のキャパシタ19,20によってブリッジ
回路を構成していて,この電源のグランドと,前記スイ
ッチ回路Q1 とQ2 の接続部との間に所望の交流出
力が得られる。同様に,電源のグランドと,スイッチ回
路Q3 とQ4 の接続部との間,及び,電源のグラン
ドとスイッチ回路Q5 とQ6 の接続部との間にそれ
ぞれ所望の交流出力が得られる。前記電源のグランドと
スイッチ回路Q1 とQ2 の接続部との間に出力した
交流出力はインダクタ31とキャパシタ34が構成する
濾波回路によって,前記スイッチングによってこの交流
出力に含まれる高周波成分が除去されて所望の歪率の交
流出力が交流出力回路Aφに得られる。同様に,電源の
グランドとスイッチ回路Q3 とQ4 の接続部との間
に出力した交流出力はインダクタ32とキャパシタ35
が構成する濾波回路によって,前記スイッチングによっ
てこの交流出力に含まれる高周波成分が除去されて所望
の歪率の交流出力が交流出力回路Bφに得られる。また
,電源のグランドとスイッチ回路Q5とQ6 の接続部
との間に出力した交流出力はインダクタ33とキャパシ
タ36が構成する濾波回路によって,前記スイッチング
によってこの交流出力に含まれる高周波成分が除去され
て所望の歪率の交流出力が交流出力回路Cφに得られる
。上記3出力回路Aφ,Bφ,Cφに得られた各交流出
力はそれぞれ電圧検知センサ41,42,43によって
計測され,3相インバータ部30のそれぞれの半導体ス
イッチング素子5の作動信号を作成するパルス幅変調信
号作成回路40に入力し,前記各スイッチ回路Q1 乃
至Q6 それぞれのスイッチング素子5の制御に使用さ
れる。このパルス幅変調信号作成回路40から得られる
各スイッチング信号Q1−5 乃至Q6−5 は作動信
号出力回路44乃至49によって出力増幅されて前記そ
れぞれのスイッチ回路Q1 乃至Q6 のスイッチング
素子5をオン,オフする。
ド6を並列に接続した,制御手段の詳細を後述するスイ
ッチング素子(図においては,スイッチ機能であること
とを示すために接点のスイッチ記号で表示している)5
,例えば,半導体スイッチング素子であるIGBT(ア
イソレーテッド・ゲート・バイポーラ・トランジスタ)
によって構成される2組のスイッチ回路Q1 ,Q2
と,前記2個のキャパシタ19,20によってブリッジ
回路を構成していて,この電源のグランドと,前記スイ
ッチ回路Q1 とQ2 の接続部との間に所望の交流出
力が得られる。同様に,電源のグランドと,スイッチ回
路Q3 とQ4 の接続部との間,及び,電源のグラン
ドとスイッチ回路Q5 とQ6 の接続部との間にそれ
ぞれ所望の交流出力が得られる。前記電源のグランドと
スイッチ回路Q1 とQ2 の接続部との間に出力した
交流出力はインダクタ31とキャパシタ34が構成する
濾波回路によって,前記スイッチングによってこの交流
出力に含まれる高周波成分が除去されて所望の歪率の交
流出力が交流出力回路Aφに得られる。同様に,電源の
グランドとスイッチ回路Q3 とQ4 の接続部との間
に出力した交流出力はインダクタ32とキャパシタ35
が構成する濾波回路によって,前記スイッチングによっ
てこの交流出力に含まれる高周波成分が除去されて所望
の歪率の交流出力が交流出力回路Bφに得られる。また
,電源のグランドとスイッチ回路Q5とQ6 の接続部
との間に出力した交流出力はインダクタ33とキャパシ
タ36が構成する濾波回路によって,前記スイッチング
によってこの交流出力に含まれる高周波成分が除去され
て所望の歪率の交流出力が交流出力回路Cφに得られる
。上記3出力回路Aφ,Bφ,Cφに得られた各交流出
力はそれぞれ電圧検知センサ41,42,43によって
計測され,3相インバータ部30のそれぞれの半導体ス
イッチング素子5の作動信号を作成するパルス幅変調信
号作成回路40に入力し,前記各スイッチ回路Q1 乃
至Q6 それぞれのスイッチング素子5の制御に使用さ
れる。このパルス幅変調信号作成回路40から得られる
各スイッチング信号Q1−5 乃至Q6−5 は作動信
号出力回路44乃至49によって出力増幅されて前記そ
れぞれのスイッチ回路Q1 乃至Q6 のスイッチング
素子5をオン,オフする。
【0008】上述したパルス幅変調信号作成回路40の
働きの詳細を図2を含めて詳細に説明する。このパルス
幅変調信号作成回路40においては,例えば,スイッチ
回路Q1 のスイッチング素子5をオン,オフするため
に図2の(イ)に示すような信号を作成して出力してい
る。図2は横軸に時間を示し,縦軸にはそれぞれ振幅を
示していて,上段の(イ)図はスイッチ回路Q1 のス
イッチング素子5をオン,オフする信号,即ち,スイッ
チ回路Q1 のスイッチング素子5の出力波形を簡略化
して象徴的に示し,中段の(ロ)図はスイッチ回路Q2
のスイッチング素子5をオン,オフする信号である。 スイッチ回路Q2 の出力波形は,スイッチ回路Q2
の電源がマイナス電源22から供給されているので,a
部に示したようにマイナスの極性で出力される。下段の
(ハ)図は前記スイッチ回路Q1,Q2の出力が合成さ
れ,インダクタ31とキャパシタ34が構成する濾波回
路によって高周波成分が除去された後出力されるAφの
電圧波形を示している。即ち,スイッチング素子5が図
2の(イ)図に示すような信号によってオン,オフされ
るとオン時間が長くオフ時間が短い範囲の出力波形の平
均値は大きく,オン時間が短くオフ時間が長い範囲の出
力波形の平均値は小さくなる。また,この,オン,オフ
信号の周期を細かくするほど上述した平均値の変化を細
かくできる。従って,スイッチング素子5をオン,オフ
するパルス幅変調信号のパルス幅と出力する周期及びパ
ルス幅の変化状態を制御することによって(ハ)図によ
って示す波形を任意に変化でき,(ハ)図によって示す
波形が正弦波の場合における高調波成分の含有率も任意
に操作が可能である。図2においては前記したように,
説明の便宜上(イ)図,(ロ)図に示すパルス数を少な
く簡略化して示していて,出力波形を滑らかにするには
この時間当たりパルス数を増加することによって実現で
きる。
働きの詳細を図2を含めて詳細に説明する。このパルス
幅変調信号作成回路40においては,例えば,スイッチ
回路Q1 のスイッチング素子5をオン,オフするため
に図2の(イ)に示すような信号を作成して出力してい
る。図2は横軸に時間を示し,縦軸にはそれぞれ振幅を
示していて,上段の(イ)図はスイッチ回路Q1 のス
イッチング素子5をオン,オフする信号,即ち,スイッ
チ回路Q1 のスイッチング素子5の出力波形を簡略化
して象徴的に示し,中段の(ロ)図はスイッチ回路Q2
のスイッチング素子5をオン,オフする信号である。 スイッチ回路Q2 の出力波形は,スイッチ回路Q2
の電源がマイナス電源22から供給されているので,a
部に示したようにマイナスの極性で出力される。下段の
(ハ)図は前記スイッチ回路Q1,Q2の出力が合成さ
れ,インダクタ31とキャパシタ34が構成する濾波回
路によって高周波成分が除去された後出力されるAφの
電圧波形を示している。即ち,スイッチング素子5が図
2の(イ)図に示すような信号によってオン,オフされ
るとオン時間が長くオフ時間が短い範囲の出力波形の平
均値は大きく,オン時間が短くオフ時間が長い範囲の出
力波形の平均値は小さくなる。また,この,オン,オフ
信号の周期を細かくするほど上述した平均値の変化を細
かくできる。従って,スイッチング素子5をオン,オフ
するパルス幅変調信号のパルス幅と出力する周期及びパ
ルス幅の変化状態を制御することによって(ハ)図によ
って示す波形を任意に変化でき,(ハ)図によって示す
波形が正弦波の場合における高調波成分の含有率も任意
に操作が可能である。図2においては前記したように,
説明の便宜上(イ)図,(ロ)図に示すパルス数を少な
く簡略化して示していて,出力波形を滑らかにするには
この時間当たりパルス数を増加することによって実現で
きる。
【0009】今,Aφ,Bφ,Cφの各相の交流出力回
路に接続される負荷が非対称になって相間の電圧または
位相が基準からずれると,各相の電圧検知センサ41,
42,43が計測した信号をパルス幅変調信号作成回路
40内に備えた信号比較回路(図示せず)でその基準値
,又は/及び,各相間のずれ量を比較する。信号比較回
路(図示せず)で検出したずれ量によって,パルス幅変
調信号作成回路40から得られる各スイッチング信号Q
1−5 乃至Q6−5 をそれぞれ前記各相の電圧検知
センサ41,42,43が計測する信号波形を正常に戻
すように変化させる。即ち,例えば,(ハ)図のp部の
位相が遅れると,(イ)図のe部と(ロ)図のs部を所
定時間前にずらすようにする。この制御による出力波形
の変化結果は前記各相の電圧検知センサ41,42,4
3によって検出されてパルス幅変調信号作成回路40に
フィードバックされ,所望の値になるまでパルス出力の
タイミングとパルス幅が補正される。また,波形に歪を
生じて例えば,あるタイミングにおける電圧が低くなる
とそのタイミングにおけるパルスのオン,オフの比率を
所定量大きくする。この制御による出力波形の変化結果
は前記各相の電圧検知センサ41,42,43によって
検出されてパルス幅変調信号作成回路40にフィードバ
ックされ,所望の値になるまでパルス出力のオン,オフ
の比率が補正される。
路に接続される負荷が非対称になって相間の電圧または
位相が基準からずれると,各相の電圧検知センサ41,
42,43が計測した信号をパルス幅変調信号作成回路
40内に備えた信号比較回路(図示せず)でその基準値
,又は/及び,各相間のずれ量を比較する。信号比較回
路(図示せず)で検出したずれ量によって,パルス幅変
調信号作成回路40から得られる各スイッチング信号Q
1−5 乃至Q6−5 をそれぞれ前記各相の電圧検知
センサ41,42,43が計測する信号波形を正常に戻
すように変化させる。即ち,例えば,(ハ)図のp部の
位相が遅れると,(イ)図のe部と(ロ)図のs部を所
定時間前にずらすようにする。この制御による出力波形
の変化結果は前記各相の電圧検知センサ41,42,4
3によって検出されてパルス幅変調信号作成回路40に
フィードバックされ,所望の値になるまでパルス出力の
タイミングとパルス幅が補正される。また,波形に歪を
生じて例えば,あるタイミングにおける電圧が低くなる
とそのタイミングにおけるパルスのオン,オフの比率を
所定量大きくする。この制御による出力波形の変化結果
は前記各相の電圧検知センサ41,42,43によって
検出されてパルス幅変調信号作成回路40にフィードバ
ックされ,所望の値になるまでパルス出力のオン,オフ
の比率が補正される。
【0010】上述の説明は本発明についての各実施例そ
れぞれの基本回路構成と基本実施方法について説明した
ものであって,その他応用改変することが可能である。 例えば,各回路の構成や要素回路,回路素子はそれぞれ
の目的である電源の必要仕様や使用条件によって対応し
て任意に設定使用することができる。
れぞれの基本回路構成と基本実施方法について説明した
ものであって,その他応用改変することが可能である。 例えば,各回路の構成や要素回路,回路素子はそれぞれ
の目的である電源の必要仕様や使用条件によって対応し
て任意に設定使用することができる。
【0011】
【発明の効果】上述したように,この発明における定周
波電源は,中性点をグランドした直流電源を3組の単相
インバータにより中性点接地型3相4線式交流に変換す
るようにしたので,次のような優れた効果を有する。■
各相の交流波形作成が,各相間電圧波形が相互に干渉さ
れることなく制御できるとともに中性点をグランドする
ことができる。また,このインバータに,パルス幅変調
方式インバータを用いるようにすることによって,この
定周波電源出力交流の波形を所望の周波数で所望の波形
,即ち,歪の少ない精度のよい波形出力を得ることがで
きる。■この3相交流出力の電圧を計測し,この3相交
流出力がグランドに対して平衡ならしむるごとく前記3
組のインバータそれぞれのパルス出力を個別に制御する
ことによって,不平衡負荷がいずれかの相間に印加され
た場合にも各相間電圧や位相が正しく維持される。■従
って,軽量で,高性能とできるため,重量制限の厳しい
航空機搭載用として好適な定周波電源を得ることができ
る。
波電源は,中性点をグランドした直流電源を3組の単相
インバータにより中性点接地型3相4線式交流に変換す
るようにしたので,次のような優れた効果を有する。■
各相の交流波形作成が,各相間電圧波形が相互に干渉さ
れることなく制御できるとともに中性点をグランドする
ことができる。また,このインバータに,パルス幅変調
方式インバータを用いるようにすることによって,この
定周波電源出力交流の波形を所望の周波数で所望の波形
,即ち,歪の少ない精度のよい波形出力を得ることがで
きる。■この3相交流出力の電圧を計測し,この3相交
流出力がグランドに対して平衡ならしむるごとく前記3
組のインバータそれぞれのパルス出力を個別に制御する
ことによって,不平衡負荷がいずれかの相間に印加され
た場合にも各相間電圧や位相が正しく維持される。■従
って,軽量で,高性能とできるため,重量制限の厳しい
航空機搭載用として好適な定周波電源を得ることができ
る。
【図1】本発明に基づく実施例の定周波電源を示すブロ
ック回路図である。
ック回路図である。
【図2】本発明による実施例の動作説明のためのタイム
チャート図である。
チャート図である。
【図3】従来の定周波電源を示すブロック回路図である
。
。
1:3相交流発電機
5:スイッチング素子
10:整流/濾波回路
30:3相インバータ部
40:パルス幅変調信号作成回路
41〜43:電圧検知センサ
Aφ,Bφ,Cφ:交流出力回路
Q1 〜Q6 :スイッチ回路
Claims (3)
- 【請求項1】 エンジンにより駆動される交流発電機
と,整流回路と,インバ−タを備えて構成された定周波
電源において,中性点をグランドした交流発電機の出力
を整流して得られる直流電源を3組の単相インバータに
より中性点接地型3相4線式交流に変換した定周波電源
であって,上記3相4線式交流の各相出力が所定の仕様
を満足するごとく前記3組の単相インバ−タそれぞれを
制御するようにしたことを特徴とする定周波電源。 - 【請求項2】 エンジンにより駆動される交流発電機
と,整流回路と,インバ−タを備えて構成された定周波
電源において,中性点をグランドした交流発電機の出力
を整流して得られる直流電源を3組のパルス幅変調方式
単相インバータにより中性点接地型3相4線式交流に変
換した定周波電源であって,上記3相4線式交流の各相
出力が所定の仕様を満足するごとく前記3組のパルス幅
変調方式単相インバ−タそれぞれの変調用パルスを制御
するようにしたことを特徴とする定周波電源。 - 【請求項3】 請求項1又は2記載の定周波電源にお
いて,3相交流出力の電圧を計測し,この3相交流の各
相出力がグランドに対して平衡ならしむるごとく前記3
組の単相インバータそれぞれの変調用パルスを制御する
ようにした定周波電源。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3124557A JPH04331470A (ja) | 1991-04-30 | 1991-04-30 | 定周波電源 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3124557A JPH04331470A (ja) | 1991-04-30 | 1991-04-30 | 定周波電源 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH04331470A true JPH04331470A (ja) | 1992-11-19 |
Family
ID=14888431
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3124557A Pending JPH04331470A (ja) | 1991-04-30 | 1991-04-30 | 定周波電源 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH04331470A (ja) |
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2004015939A (ja) * | 2002-06-10 | 2004-01-15 | Meidensha Corp | コンデンサの充電装置 |
JP2010148334A (ja) * | 2008-12-22 | 2010-07-01 | Sinfonia Technology Co Ltd | 電力変換装置および電源システム |
JP2010148333A (ja) * | 2008-12-22 | 2010-07-01 | Sinfonia Technology Co Ltd | 電力変換装置および電源システム |
-
1991
- 1991-04-30 JP JP3124557A patent/JPH04331470A/ja active Pending
Cited By (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2004015939A (ja) * | 2002-06-10 | 2004-01-15 | Meidensha Corp | コンデンサの充電装置 |
JP2010148334A (ja) * | 2008-12-22 | 2010-07-01 | Sinfonia Technology Co Ltd | 電力変換装置および電源システム |
JP2010148333A (ja) * | 2008-12-22 | 2010-07-01 | Sinfonia Technology Co Ltd | 電力変換装置および電源システム |
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