JP2001186690A - 交流無停電電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】マイクロコンピュータを用いて位相同期制御部
を構成することができる交流無停電電源装置を提供す
る。 【解決手段】交流主電源１の出力電圧を基準信号Ｖo と
し、インバータ３の出力電圧を同期信号Ｖs として位相
同期制御を行なう位相同期制御部Ｂを設ける。基準信号
Ｖo の立上りが検出されてから同期信号Ｖs の立上りが
検出されるまでの時間及び同期信号の立上りが検出され
てから基準信号の立上りが検出されるまでの時間をそれ
ぞれ第１及び第２の位相差Ｔ1 及びＴ2 として検出し、
これらの位相差のうちの小さい方をゼロにするように、
同期信号の基本正弦波形を与えるデジタル信号を構成す
るパルスの周波数を増減させる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、インバータから得られ
る交流電圧の位相を商用電源等の交流主電源の出力電圧
の位相に一致させるように制御する交流無停電電源装置
に関する。

【０００２】

【従来の技術】商用電源等の交流主電源が停電した際に
インバータの出力電圧を負荷に供給するようにした交流
無停電電源装置においては、インバータの出力電圧の位
相及び周波数を交流主電源の出力電圧の位相及び周波数
に合わせるための制御行なう必要があり、そのために、
位相同期制御［ＰＬＬ（Phase-Locked Loop ）制御］を
行なっている。

【０００３】従来の交流無停電電源装置で用いられてい
た位相同期制御部を図９及び図１０を用いて説明する。
図９は一般的な位相同期制御部を構成する位相同期回路
の基本構成を示すブロック図であり、図１０はその動作
波形図である。

【０００４】従来の位相同期回路は、図９に示すよう
に、位相比較器１と、低域通過フィルタ［ＬＰＦ（Low
Pass Filter ）］２と、電圧制御発振器［ＶＣＯ（Volt
age Controlled Oscillator ）］３とにより構成されて
いる。

【０００５】位相比較器１は、基準信号Ｖo （図１０Ａ
参照）を入力する入力端子１ａと、電圧制御発信器３の
フィードバック出力を同期信号Ｖs （図１０Ｂ）として
入力する入力端子１ｂとを有していて、基準信号Ｖo と
同期信号Ｖs の位相を比較する。

【０００６】位相比較器１は、基準信号Ｖo に対して同
期信号Ｖs の位相差が遅れている場合に、図１０（Ｃ）
に示したように、正側（図示のＶOH側）に差信号電圧Ｖ
d を出力し、基準信号Ｖo に対して同期信号Ｖs の位相
が進んでいる場合に負側（ＶOL側）に差信号電圧Ｖd を
出力する。

【０００７】低域通過フィルタ２は、位相比較器１から
出力される差信号電圧Ｖd を、高調波成分が取り除かれ
たリニアなアナログ信号電圧Ｖa に変換して出力する。

【０００８】電圧制御発振器３は、低域通過フィルタ２
から出力されるアナログ信号電圧Ｖa に比例した周波数
をもつ同期信号Ｖs を出力し、この同期信号を位相比較
器１の入力端子１ｂにフィードバックする。

【０００９】上記の位相同期制御部においては、図１０
（Ａ），（Ｂ）に示したように基準信号Ｖo に対して同
期信号Ｖs が、時間ＴA だけ遅れている場合に、同期信
号Ｖs の周波数を遅れ時間ＴA に比例した増加分だけ高
くし、同期信号Ｖs が時間ＴB だけ進んでいる揚合に
は、同期信号Ｖs の周波数を進み時間ＴB に比例した減
少分だけ低くするように、基準信号と同期信号との位相
関係に応じて同期信号の周波数を増減させることによ
り、同期信号と基準信号との位相差をゼロにするように
制御している。

【００１０】このような位相同期回路を用いた交流無停
電電源装置においては、商用電源が出力する交流電圧の
検出信号を基準信号とし、インバータの出力電圧の検出
信号を同期信号としている。

【００１１】

【発明が解決しようとする課題】図９に示した従来の位
相同期回路を用いて交流無停電電源装置の位相同期制御
部を構成した場合には、位相同期の操作量、同期速度、
同期追従範囲等を容易に変更することができない上に、
回路構成が複雑になるという問題点があった。

【００１２】これらの問題を解決する手段として、位相
同期制御部をマイクロコンピュータにより構成する方法
が考えられる。

【００１３】従来の位相同期回路を使用した交流無停電
電源装置の位相同期制御部では、基本正弦波信号を構成
するパルス数を増減することによりインバータの出力電
圧の周期（周波数）を１サイクル毎に変化させて、イン
バータ出力電圧の周波数を増減させているため、これを
単純にマイクロコンピュータで置き換える場合には、パ
ルス数とパルス幅の積をインバータ出力電圧の周波数
（周期）として演算することが必要となり、またインバ
ータから基本正弦波形の出力を得るために、１パルス毎
の信号を正弦波（sin ωｔ）の各瞬時の電気角度に対応
させることが必要になる。

【００１４】しかしながら、この場合、インバータ出力
の１周期毎にパルス数が増減することになるため、sin
ωｔの演算が複雑になり、マイクロコンピュータが実行
するプログラムのアルゴリズムが複雑になって、演算処
理時間が長くなるという問題があった。そのため、マイ
クロコンピュータとして演算処理が早い高価なものを用
いることが必要になり、コストが高くなるのを避けられ
なかった。

【００１５】また、インバータの出力を、内燃機関によ
り駆動される発電機のような周波数変動が大きい交流主
電源の出力に同期させる場合には、位相同期操作量及び
同期追従範囲を大きくとる必要があるが、従来の位相制
御回路ではインバータの出力電圧の周期を１サイクル毎
に変化させていたため、出力電圧の周期の変化量が大き
くなり過ぎてハンチングが生じるだけでなく、波形歪み
が大になるという問題があった。

【００１６】そのため従来は、位相同期操作量や同期追
従範囲に制限を設けたり、位相同期操作量を積分演算し
てインバータの出力電圧の周期が急激に変化しないよう
にしたりしているが、このような構成をとると、インバ
ータの出力電圧を周波数変動の大きい交流主電源の出力
に同期させることが困難になるとい問題があった。

【００１７】本発明の目的は、マイクロコンピュータを
用いて位相同期制御部を構成するのに適した交流無停電
電源装置を提供することにある。

【００１８】

【課題を解決するための手段】本発明は、インバータの
出力電圧を交流主電源の出力電圧に同期させるために位
相同期制御を行なう交流無停電電源装置に係わるもの
で、本発明においては、蓄電池が出力する直流電圧を交
流電圧に変換するインバータと、該インバータの出力電
圧と交流主電源の出力電圧とを切り換えて負荷に供給す
る電源切換スイッチとからなる主回路部と、インバータ
の出力と交流主電源の出力との位相差に応じてインバー
タから出力させる交流電圧の正弦波形を表す正弦波形デ
ジタル信号を出力する位相同期制御部と、該位相同期制
御部が出力する正弦波形デジタル信号により表される正
弦波形の交流電圧をインバータから出力させるように該
インバータに駆動信号を与えるインバータ駆動回路とが
設けられる。

【００１９】更に詳述すると、上記位相同期制御部は、
交流主電源が出力する交流電圧を検出して検出した交流
電圧を該交流電圧と同位相の矩形波パルス状の基準信号
に変換する第１のパルス化回路と、インバータが出力す
る交流電圧を検出して該交流電圧と同位相の矩形波パル
ス状の同期信号に変換する第２のパルス化回路と、前記
基準信号及び同期信号のそれぞれの立上りまたは立ち下
がりを基準点として、基準信号の基準点が検出されてか
ら同期信号の基準点が検出されるまでの時間及び同期信
号の基準点が検出されてから基準信号の基準点が検出さ
れるまでの時間をそれぞれ第１及び第２の位相差Ｔ1 及
びＴ2 として検出する位相差検出手段と、該位相差検出
手段により検出された位相差を記憶する位相差記憶手段
と、インバータが出力すべき交流電圧の基本正弦波形を
多数に分割してデジタル信号で表す場合の各分割点を規
定する各パルス信号と各分割点における基本正弦波形の
数値情報との関係を与えるテーブルを基本正弦波形演算
用テーブルとして記憶した基本正弦波形データ演算用テ
ーブル記憶手段と、第１及び第２の位相差Ｔ1 及びＴ2
のうちの小さい方を基準位相差として、該基準位相差を
零にするために必要なパルス信号の周期または周波数の
変化量を位相同期操作量として該位相同期操作量と基準
位相差との関係を与える数値データのテーブルを位相同
期操作量演算用テーブルとして記憶した位相同期操作量
演算用デーブル記憶手段と、位相同期操作量演算用テー
ブルを用いて基準位相差に対する位相同期操作量を演算
する位相同期操作量演算手段と、演算された位相同期操
作量だけパルス信号の周期または周波数を変化させると
ともに、各パルス信号に対する基本正弦波形の瞬時値を
基本正弦波形データ演算用テーブルを用いて演算して、
インバータから出力させる交流電圧の正弦波形を表す正
弦波形デジタル信号を出力する正弦波デジタル信号出力
手段とを備えることにより構成される。

【００２０】上記のように構成すると、制御アルゴリズ
ムを複雑にすることなく、また長い演算処理時間を要す
ることなく、交流無停電電源装置の位相同期制御部をマ
イクロコンピュータを用いて構成して、回路の簡略化を
図ることができる。

【００２１】また上記のように構成すると、位相同期の
操作量、同期速度、同期追従範囲等を容易に変更するこ
とが可能になる上に、インバータの出力電圧の１周期内
で基本正弦波パルス信号のパルス発生周期を徐々に増減
することができるため、インバータの出力を周波数変動
が大きい交流主電源の出力に同期追従させても大きなハ
ンチング現象を伴うことなく、波形歪みが少ない安定し
た動作を行なわせることができる。そのため、例えば、
内燃機関により駆動される発電機等、周波数変動が大き
い交流主電源にインバータの出力を同期させる特殊用途
の交流無停電電源装置にも対応することができる。

【００２２】上記位相同期操作量を演算する際には、第
１の位相差Ｔ1 と第２の位相差Ｔ2との大小関係からイ
ンバータの出力電圧と交流主電源の出力電圧との位相関
係を判定して、位相同期操作量を演算するのが好まし
い。即ち、第１の位相差Ｔ1 が第２の位相差Ｔ2 以下の
場合には、インバータの出力電圧の位相が交流主電源の
出力電圧の位相よりも遅れているとしてパルス信号の周
波数を増加させるように位相同期操作量を演算し、第１
の位相差Ｔ1 が第２の位相差Ｔ2 を超えている場合に
は、インバータの出力電圧の位相が交流主電源の出力電
圧の位相よりも進んでいるとしてパルス信号の周波数を
減少させるように位相同期操作量を演算するのが好まし
い。

【００２３】本発明においてはまた、現時点より少なく
とも交流主電源の２サイクル以上前の時点から現時点ま
での間に検出された出力電圧及びインバータの出力電圧
の第１及び第２の位相差を記憶するように位相差記憶手
段を構成し、第１及び第２の位相差Ｔ1 及びＴ2 の大小
関係及びそれぞれの大きさと、所定サイクル前の位相差
と現在の位相差との差分とをパラメータとして位相同期
操作量演算用テーブルを構成するのが好ましい。

【００２４】

【発明の実施の形態】図１は本発明に係わる交流無停電
電源装置の構成例を示したブロック図、図２及び図３は
図１に示した交流無停電電源装置の位相同期制御部にお
ける位相比較動作を示す波形図、図４は基本正弦波パル
ス信号の動作波形図、図５はインバータの出力電圧の波
形図、図６（Ａ），（Ｂ）及び図７は図１の交流無停電
電源装置の位相同期制御部に用いるマイクロコンピュー
タが実行するプログラムの制御アルゴリズムを示すフロ
ーチャート、図８（Ａ）〜（Ｄ）は位相同期操作量演算
用テーブルの構成例を示した図である。

【００２５】図１に示した交流無停電電源装置におい
て、１は交流主電源、Ａは主回路部、Ｂは位相動機制御
部、Ｃはインバータ駆動回路である。

【００２６】主回路部Ａは、蓄電池２の直流電圧を入力
として交流電圧に変換するインバータ３と、インバータ
３の出力電圧と商用電源等の交流主電源１が出力する交
流電圧とを切り換えて負荷５に供給する電源切換スイッ
チ４とにより構成されている。以下の説明では、交流主
電源１が商用電源であるとする。

【００２７】図示の位相同期制御部Ｂは、第１のパルス
化回路６及び第２のパルス化回路７と、第１及び第２の
位相差検出器８及び９を備えた位相差検出手段Ｂ１と、
マイクロコンピュータの主演算制御部（ＣＰＵ）１０
と、フィルタ回路１１と、システムクロック信号を発生
するシステムクロック発生回路１２と、タイマ・カウン
タ１３と、ＲＡＭ１４と、ＲＯＭ１５とにより構成され
ている。

【００２８】第１のパルス化回路６は、交流主電源１が
出力する交流電圧を検出して検出した交流電圧を該交流
電圧と同位相の矩形波パルス状の基準信号Ｖo に変換す
る回路で、この第１のパルス化回路６が出力する基準信
号Ｖo は第１及び第２の位相差検出器８及び９に入力さ
れている。

【００２９】また第２のパルス化回路７は、インバータ
３が出力する交流電圧を検出して、検出した交流電圧を
該交流電圧と同位相の矩形波パルス状の同期信号Ｖs に
変換する回路で、この第２のパルス化回路７が出力する
同期信号Ｖs は、第１及び第２の位相差検出器８及び９
に入力されている。

【００３０】第１の位相差検出器８は、図２に示すよう
に、基準信号Ｖo 及び同期信号Ｖsのそれぞれの立上り
を基準点として、基準信号Ｖo の基準点が検出されてか
ら同期信号Ｖs の基準点が検出されるまでの間に発生す
るシステムクロック信号を計数することにより、基準信
号Ｖo の基準点が検出されてから同期信号Ｖs の基準点
が検出されるまでの時間を第１の位相差Ｔ1 として検出
する。

【００３１】また第２の位相差検出器９は、同期信号Ｖ
s の基準点が検出されてから基準信号Ｖo の基準点が検
出されるまでの間システムクロック信号を計数すること
により、同期信号Ｖs の基準点が検出されてから基準信
号Ｖo の基準点が検出されるまでの時間を第２の位相差
Ｔ2 として検出する。

【００３２】第１及び第２の位相差検出器８及び９によ
り、基準信号Ｖo の基準点（立上り）が検出されてから
同期信号Ｖs の基準点（立上り）が検出されるまでの時
間及び同期信号の基準点が検出されてから基準信号の基
準点が検出されるまでの時間をそれぞれ第１及び第２の
位相差Ｔ1 及びＴ2 として検出する位相差検出手段Ｂ1
が構成されている。

【００３３】またＣＰＵ１０は、基準信号Ｖo の立上り
が検出されてから次の立上りが検出されるまでの間タイ
マ・カウンタ１３にシステムクロック信号を計数させる
ことにより、基準信号Ｖo の周期（主電源１が出力する
交流電圧の周期）ＴBYP を検出する。ＣＰＵはまた、同
期信号Ｖs の立上りから次の立上りまでタイマ・カウン
タ１３にシステムクロック信号を計数させることによ
り、同期信号Ｖs の周期（インバータ３の出力の周期）
ＴINV を検出する。

【００３４】なおこの例では、基準信号Ｖo 及び同期信
号Ｖs のそれぞれの立上りを基準点としているが、基準
信号Ｖo 及び同期信号Ｖs のそれぞれの立下がりを基準
点として、基準信号の基準点が検出されてから同期信号
の基準点が検出されるまでの時間及び同期信号の基準点
が検出されてから基準信号の基準点が検出されるまでの
時間をそれぞれ第１及び第２の位相差Ｔ1 及びＴ2 とし
て検出するように位相差検出手段Ｂ1 を構成してもよ
い。

【００３５】ＣＰＵ１０は、位相差検出手段Ｂ1 により
計測された位相差Ｔ1 及びＴ2 をＲＡＭ１４に記憶させ
る。このＲＡＭ１４により位相差記憶手段が構成され
る。

【００３６】またマイクロコンピュータのＲＯＭ１５
は、基本正弦波形データ演算用テーブル記憶手段を構成
していて、この記憶手段は、インバータ３が出力すべき
交流電圧の基本正弦波形を多数に分割してデジタル信号
で表す場合の各分割点を規定する各パルス信号と各分割
点における基本正弦波形の瞬時値との関係を与える数値
データのテーブルを記憶している。

【００３７】ＲＯＭ１５はまた、位相同期操作量演算用
デーブル記憶手段を構成しており、この記憶手段は、第
１及び第２の位相差Ｔ1 及びＴ2 のうちの小さい方を基
準位相差として、この基準位相差を零にするために必要
なパルス信号の周期または周波数の変化量を位相同期操
作量として、該位相同期操作量と基準位相差との関係を
与える数値データのテーブルを位相同期操作量演算用テ
ーブルとして記憶している。

【００３８】ＣＰＵ１０は、ＲＯＭ１５に記憶された所
定のプログラムを実行することにより、位相同期操作量
演算手段と、正弦波デジタル信号出力手段とを実現す
る。

【００３９】位相同期操作量演算手段は、ＲＯＭ１５に
記憶された位相同期操作量演算用テーブルを用いて基準
位相差に対する位相同期操作量を演算する。

【００４０】また正弦波デジタル信号出力手段は、位相
同期量演算手段により演算された位相同期操作量だけパ
ルス信号の周期または周波数を変化させるとともに、各
パルス信号に対する基本正弦波形の瞬時値を基本正弦波
形データ演算用テーブルを用いて演算してインバータか
ら出力させる交流電圧の正弦波形を表す正弦波形デジタ
ル信号を出力する。

【００４１】ＣＰＵ１０が出力する正弦波形デジタル信
号はフィルタ回路１１を通してアナログ信号に変換され
た後、ＰＷＭ回路１６に入力されている。

【００４２】ＰＷＭ回路１６は、正弦波形デジタル信号
により表される正弦波形の交流電圧をインバータ３から
出力させるように該インバータに駆動信号を与える。こ
の例では、ＰＷＭ回路１６によりインバータ駆動回路Ｃ
が構成されている。

【００４３】次に図１の位相同期制御部の動作を説明す
る。交流主電源１が出力する交流電圧は、第１のパルス
化回路６により図２（Ａ）に示したような矩形波パルス
状の基準信号Ｖo に変換される。またインバータ３の出
力電圧は第２のパルス化回路７により、図２（Ｂ）に示
すような矩形波パルス状の同期信号Ｖs に変換される。

【００４４】ＣＰＵ１０は、基準信号Ｖo の各立上りが
検出されてから次の立上りが検出されるまでの間タイマ
・カウンタ１３にシステムクロック信号を計数させるこ
とにより、基準信号Ｖo の周期ＴBYP を検出し、同期信
号Ｖs の各立上りから次の立上りまでタイマ・カウンタ
１３にシステムクロック信号を計数させることにより、
同期信号Ｖs の周期ＴINV を検出する。

【００４５】ＣＰＵ１０はまた、位相差検出手段Ｂ1 に
より検出された第１の位相差Ｔ1 と第２の位相差Ｔ2 と
を取り込んで、第１の位相差Ｔ1 と第２の位相差Ｔ2 と
の大小比較演算を行う。

【００４６】図２（Ａ），（Ｂ）のように、Ｔ1 ≦Ｔ2
である場合には、同期信号Ｖs が基準信号Ｖo に対して
遅れているので、ＣＰＵはインバータ位相遅れ（インバ
ータ３の出力の位相が主電源１の出力の位相に対して遅
れている）と判定する。逆に、Ｔ1 ＞Ｔ2 である場合に
はインバータ位相進み（インバータの出力の位相が主電
源の出力の位相よりも進んでいる）と判定する。

【００４７】位相同期制御においては、基準信号Ｖo と
同期信号Ｖs との間の位相差をゼロに近づけるのが目的
であるから、位相同期操作量は位相差Ｔ1 ，Ｔ2 の小さ
い方を基準位相差として演算する。即ち、位相差Ｔ1 ，
Ｔ2 の比較により、インバータ位相遅れと判定された場
合には、第１の位相差Ｔ1 を基準位相差として位相同期
操作量を演算し、インバータ位相進みの場合には第２の
位相差Ｔ2 を基準位相差として位相同期操作量を演算す
る。

【００４８】インバータ位相遅れと判定された場合、基
準信号と同期信号の位相差をゼロに近づける操作は、イ
ンバータ３の出力電圧の周波数を一時的に高くする（周
期を短くする）ことにより行われる。

【００４９】図２（Ｂ）に波線で示した波形は、インバ
ータの出力電圧の周期を短く( ＴINV ＞ＴINV ´）した
時の例であり、この場合、次の周期には、第１の位相差
Ｔ1がＴ1 ´（＜Ｔ1 ）となる。

【００５０】インバータ位相進みと判定された場合、基
準信号Ｖo と同期信号Ｖs の位相差をゼロに近づける操
作は、逆にインバータ３の出力電圧の周波数を一時的に
低く（周期を長く）することにより行われる。このと
き、周波数を低くした後の第２の位相差Ｔ2 ´は、ＴIN
V ＜ＴINV ´、Ｔ2 ＞Ｔ2 ´となる。

【００５１】位相同期制御においては、基準信号と同期
信号の位相差をゼロに近づける動作の他に、基準信号と
なる主電源１の周波数にインバータ３の出力電圧の周波
数を一致させる動作も当然のことながら必要となるの
で、位相同期制御部Ｂは、前述の位相同期操作を行いつ
つ検出された基準信号Ｖo の周期（主電源の出力の周
期）ＴBYP を目標値として、インバータ３の出力電圧の
周期ＴINV を主電源の出力の周期ＴBYP に一致させる演
算を常に行っている。

【００５２】演算装置１０は、位相同期演算を行ってイ
ンバータの出力電圧の基準波形を与える基本正弦波パル
ス信号を出力する。この基本正弦波パルス信号は、同期
信号（インバータの出力電圧）の基本正弦波形を与える
デジタル信号を構成するものであり、複数のクロックパ
ルスにより構成される。

【００５３】即ち、各基本正弦波パルス信号は、インバ
ータ３が出力すべき交流電圧の基本正弦波形を多数に分
割してデジタル信号で表す場合の各分割点を規定するも
ので、１パルス毎にsin ωｔに対応した数値情報が与え
られている。

【００５４】一例として、システムクロック発生回路１
２が発生するクロックパルスの基本周波数を２４００Ｈ
ｚ (周期＝約４１７μｓ) とし、５０Ｈｚの正弦波交流
電圧を生成するものとすると、５０Ｈｚの正弦波は４８
（＝２４００／５０）分割されて、４８個のクロックパ
ルスで構成されることになる。電気角２πは３６０゜に
相当するので次式が成立する。

【００５５】 sin ωｔ＝sin （２π・ｔ／Ｔ） ＝sin （360 ゜・ｔ／Ｔ） …（１） ここで、Ｔは５０Ｈｚの正弦波の周期（２０ｍｓ）であ
り、ｔはクロックパルスの周期（４１７μｓ）×パルス
の番号である。第１番目のパルス（４１７μｓ）は、５
０Ｈｚの正弦波の７．５゜に相当する。この第１番目の
パルスには、（１）式より、sin ωｔ＝０．１３１とい
う数値情報が与えられる。

【００５６】同様にして４８個のパルスにそれぞれsin
ωｔに対応した数値情報を与えるわけであるが、本発明
においては、この数値情報をあらかじめサイン数表と呼
ばれるテーブル（基本正弦波形演算用テーブル）に記入
して、ＲＯＭ１５に記憶させておく。こうすることによ
り前述の演算を行うことなく、テーブルから数値情報を
読み出すだけで基本正弦波パルス信号を生成できる。

【００５７】次に、インバータ出力電圧の周波数（周
期）を増減する操作を具体的な数値例を用いて説明す
る。

【００５８】インバータ出力電圧の周波数（周期）を増
減する方法としては、基本正弦波信号を構成するバルス
数を増減する方法が考えられるが、この方法では、従来
例でも説明したように、１パルスに対応するsin ωｔの
演算が複雑になるという問題があり、上記サイン数表か
ら数値情報を読み出す方法を適用することができない。
更に、上記の例ではパルスの周波数を２４００Ｈｚとし
ているが、基本正弦波信号を構成するバルス数を増減す
る方法をとると、１パルスの増減でインバータ出力電圧
の周波数が変化し過ぎてしまうので、周波数変化の分解
能を上げるためには、クロックパルスの周波数を更に高
くしなければならず、位相同期制御を行なうために、演
算速度が速い高速の演算装置が必要となる。

【００５９】そこで、本発明においては、パルス数を増
減させずに、インバータの出力電圧の周波数（周期）を
変化させる方法を採用する。この方法は、クロックパル
スの周期を増減させることにより実現することができ
る。

【００６０】例えば、クロックパルスの周波数２４００
Ｈｚ（周期４１７μs ）を２４０５Ｈｚ（周期４１６μ
s)に変化させた場合を考える。

【００６１】この場合、インバータ正弦波信号の周期を
48分割したことになるのでその周波数は次式で求められ
る。

【００６２】 Ｔ´＝４８・ｔ´ …（２） ｆ´＝１／Ｔ´ …（３） ここで、 Ｔ´：インバータ正弦波パルス信号の周期 ｆ´：インバータ正弦波パルス信号の周波数 ｔ´：パルスの周期 （２），（３）式より、パルスの周期が４１６μｓの場
合、インバータの出力電圧の周波数は１５０．１Ｈｚと
なり、インバータの出力電圧の周波数を０．１Ｈｚだけ
変化させたことになる。なお、周波数の変化量の最小単
位は、タイマ・カウンタ１３のパルス幅分解能により決
まる。

【００６３】上記のように、パルスの周期（または周波
数）を変化させると、インバータの出力電圧の周波数を
複雑な演算を行うことなく調整することができ、かつ、
サイン数表のテーブルを活用することができる。

【００６４】図４（Ａ），（Ｂ）は、基本正弦波パルス
信号の周期を変化させた例を示したものである。図示の
ようにパルス波形の周期ＴＴ１を変化分Δｔｔ１だけ増
加させることにより、インバータ出力電圧全体の周期
（周波数）を変化させることができる。

【００６５】次に位相同期操作量について説明する。位
相同期操作量は第１及び第２の位相差Ｔ1 及びＴ2 のう
ちの小さい方を基準位相差として演算することは前述し
た通りであり、基準信号Ｖo と同期信号Ｖs の位相差の
大きさに応じでインバータ３の出力電圧の周波数の変化
量を調整することが必要不可欠である。

【００６６】すなわち、基準信号Ｖo と同期信号Ｖs の
位相差が大きいときには、インバータの出力周波数の変
化量（操作量）を大きくし、基準信号と同期信号の位相
差が小さいときには変化量（操作量）を小さくしながら
インバータの出力電圧の周波数を制御しなければならな
い。

【００６７】位相同期操作量はインバータ出力電圧の周
波数精度と同期速度とに応じて適当に決めればよいが、
位相差の増大に伴なって位相同期操作量を増大させる
と、位相差が大きくなったときに位相同期操作量が過大
になり、周波数変化率が増加してしまうので、通常は、
決められた位相差を超えた場合に操作量を一定にするよ
うにリミッタを設けるのが好ましい。

【００６８】位相同期操作量も、同期信号と基準信号と
の間の位相差の変化に対する位相同期操作量の変化のパ
ターンが決まれば、その数値情報をテーブルに表現する
ことができるので、複雑な演算を実行することなくテー
ブルからデータを読み出す操作だけで位相同期制御を実
現できる。

【００６９】ここで、「操作量」とは、基本正弦波パル
ス信号を構成するクロックパルスの周期の増減量であ
り、例えば、タイマ・カウンタ１３のパルス幅分解能が
0.5 μｓであった場合、操作量を＋１増加させること
は、クロックパルスの周期を0.5μｓ増加させることに
相当する。

【００７０】図２（Ｂ），（Ｃ），（Ｄ）は、クロック
パルスの周期の増加に伴なって同期信号Ｖs と基準信号
Ｖo （図２Ａ）との間の位相差が目標値（位相差ゼロ）
に徐々に近づいていく動作を順次示した波形である。こ
れらの図から明らかなように、同期信号と基準信号との
間の位相差が目標値に近付く割合は、該位相差の変化に
伴なって変化する。図２の（Ｂ）から（Ｃ）に変化する
過程では、基準位相差が大きいため、位相同期操作量が
大きく、位相差が大きな割合で目標値（ゼロ）に近付く
が、（Ｃ）から（Ｄ）に変化する過程では、位相差が小
さくなっているので、位相同期操作量が小さくなり、位
相差が目標値（ゼロ）に近付く割合が小さくなってい
る。

【００７１】次に位相同期操作と時間の関係について説
明する。図３は、図２と同様に位相同期の状態を示した
波形図であり、同図（Ａ）は基準信号Ｖo を示してい
る。また図３（Ｂ）は同期信号の３サイクル前の状態を
示し、（Ｃ），（Ｄ）及び（Ｅ）は現在のサイクルの状
態を示している。

【００７２】図３の（Ｂ）から（Ｃ）の過程は、３サイ
クル前の位相差Ｔ1 が、現在はΔＴだけ目標値（位相差
ゼロ）に近づいてＴ1 ´となった状態を示し、図３
（Ｂ）から（Ｃ）の過程は、位相差がΔＴ´だけ目標値
に近付いてＴ1 ”となった状態を示している。

【００７３】図３（Ｃ），（Ｄ），（Ｅ）の差は、３サ
イクル前から現在までの位相同期操作量及び基準信号の
動作条件の違いから生じている。このことから、３サイ
クル前の位相差と現在の位相差とを比較することによ
り、位相差が目標値にどれだけの割合（速度）で近付き
つつあるか（または離れつつあるか）を推測することが
可能になる。

【００７４】現在の位相差だけで次の操作量を決定した
揚合には、３サイクル前から現在までの操作量が異なっ
ていても同じ操作量で制御を継続することになるので、
目標値を行き過ぎたり、目標値に近付けなかったりする
ことがある。これに対し、数サイクル前の位相差と現在
の位相差を比較してその差分に応じて位相同期操作量を
決めるようにすれば、同期追従動作を安定に、かつ高速
で行なわせることができる。

【００７５】本実施例では所定サイクル前から現在の位
相差を記憶するメモリの量と周波数変動速度（周波数変
動の大きい電源等）とを考慮して３サイクル前の位相差
と現在の位相差とを比較するとしたが、現在の位相差と
比較するのは必ずしも３サイクル前の位相差である必要
はなく、２サイクル以上前（好ましくは１０サイクル以
下）の位相差と現在の位相差とを比較することにより、
位相差が目標値にどれだけの割合（速度）で近付きつつ
あるか（または離れつつあるか）を推測するようにして
もよい。

【００７６】上記のように、２サイクル以上前の位相差
と現在の位相差との差分から位相差が目標値に近付く割
合を推測して位相同期操作量の適値を演算する場合に
は、現時点より少なくとも交流主電源の２サイクル以上
前の時点から現時点までの間に検出された出力電圧及び
インバータの出力電圧の第１及び第２の位相差を記憶す
るように位相差記憶手段を構成して、第１及び第２の位
相差Ｔ1 及びＴ2 の大小関係及びそれぞれの大きさと、
所定サイクル前の位相差と現在の位相差との差分とをパ
ラメータとして位相同期操作量演算用テーブルを作成し
ておくことにより、位相同期操作量の演算を簡単に行な
うことができる。

【００７７】上記位相同期操作量演算用テーブルは、実
機の動作の確認や、シミュレーション等により、第１及
び第２の位相差Ｔ1 及びＴ2 の大小関係及びそれぞれの
大きさと、所定サイクル前の位相差と現在の位相差との
差分と、位相同期操作量との間の関係を求めることによ
り作成することができる。

【００７８】以上のように、本発明の好ましい態様で
は、位相進みであるか位相遅れであるかの情報と、位相
差と、少なくとも２サイクル前の位相差と現在の位相差
との差分とを条件として位相同期操作量を求めるように
位相同期操作量演算用テーブルを作成して、該テーブル
からデータを読み出すことにより、位相同期操作量を決
定する。

【００７９】次に図５によりインバータの出力電圧の波
形歪みについて説明する。

【００８０】図５（Ａ）は従来の位相同期制御によるイ
ンバータの出力電圧波形の時間的な変化を示しており、
図５（Ｂ）は本発明の実施例におけるインバータの出力
電圧波形の時間的な変化を示している。

【００８１】従来は、図５（Ａ）に示したように、位相
同期制御によりインバータの出力電圧の周期（周波数）
を変化させた場合には、期間Ａと期間Ｂの周期（周波
数）がいきなり変化することになるので、期間Ａ２と期
間Ｂ１の面積比率が変化する。インバータの出力電圧制
御は波形制御と平均値制御とがあり、平均値制御では、
周波数が変化しても平均値（及び実効値）が変化しない
ように制御されるが、一般には、よほど高速な制御を行
なわない限り、１サイクル毎に平均値（及び実効値）を
一定にすることは不可能である。そのため、従来は、位
相同期制御において波形歪みが発生することはやむを得
ないとされており、位相同期操作量が大きくなるに従っ
て波形歪みにより重畳される直流分が大きくなってい
た。通常は位相同期操作量を制限するリミッタを設けた
り、積分演算により波形を急激に変化させないようにし
たりして、波形歪みを抑制するように制御を行っている
が、このような制御を行なった場合には、内燃機関によ
り駆動される交流発電機のように、周波数変動が大きい
交流主電源とインバータとを同期させる場合に、位相同
期制御を適確に行なわせることができない。

【００８２】これに対し、本発明によれば、前述の通
り、基本正弦波バルス信号のパルス波形の周期を増減す
ることができるので、図５（Ｂ）のようにインバータの
出力電圧の１周期内で徐々に波形を変化させることが可
能となる。

【００８３】図５（Ａ），（Ｂ）を比較すると、同じ目
標値（図５ではｄ点）にインバータ出力電圧の周期を変
化させた場合、期間Ａ２と期間Ｂ１´の比率は、期間Ａ
２と期間Ｂ２の比率より小さくなる。したがって、波形
歪みを少なくしつつ周波数変動の大きい電源に追従させ
るに充分な位相同期操作量を得ることができる。但し、
当然のことながら、期間Ｂ１´と期間Ｂ２´の比率も、
期間Ａ２と期間Ｂ１の比率より少なくなるようにする必
要がある。

【００８４】次に上記位相同期制御部の各手段を実現す
るためにＣＰＵが実行するプログラムのアルゴリズムを
示すフローチャートを図６及び７を用いて説明する。

【００８５】位相同期制御のプログラムとしては、基本
正弦波パルス信号を構成するパルスを発生するルーチン
（以下、タイマータスクと呼ぶ。）と、周期と位相差を
計測して演算し、位相同期操作量を決定するルーチン
（以下サブタスクと呼ぶ。）とに分けられ、それぞれタ
イマー割り込みにより時分割で実行される。

【００８６】ここで、タイマータスクは、前述の例に対
応して2400Ｈｚで動作させることとする。タイマータス
クの動作周期は、そのまま基本正弦波パルス信号を構成
するパルスの基本周期に相当する。サブタスクにおいて
はプログラム処理時間の制約は特にないが、交流主電源
の周波数を計測することや、前述のインバータ出力電圧
の１周期内に徐々に波形を広げる操作を行うこと等か
ら、サブタスクは仮に150 Ｈｚで動作させることとす
る。この条件では、サブタスクが１回の処理を終了する
までの間に、タイマータスクが１６回処理される計算に
なる。

【００８７】図６（Ａ）に示したタイマータスクにおい
ては、先ずステップＳ１においてタイマータスクの周期
を決めるタイマーデータを読み出す。初期値としては、
２４００Ｈｚ（周期４１７μｓ）に相当するデータが読
み出される。

【００８８】次いでステップＳ２において、上記タイマ
ーデータをタイマーにセットしてタイマーをスタートさ
せる。この動作は、図１においてＣＰＵ１０がタイマ・
カウンタ１３を制御する動作である。

【００８９】ステップＳ３においては、基本正弦波パル
ス信号を発生させる。この時、タイマータスクのプログ
ラム実行回数に応じてサイン数表のテーブルより決めら
れた数値情報を読み出す。前述の如く５０Ｈｚの正弦波
に対しては４８個の数値情報があるので、タイマータス
クのプログラムが４８回実行されて初めて５０Ｈｚの基
本正弦波パルス信号を出力したことになる。

【００９０】ここで、６０Ｈｚの正弦波に対してはタイ
マータスクの基本周期が変わらないので４０個の数値情
報となり、サイン数表のテーブルは５０Ｈｚ用と６０Ｈ
ｚ用の２つのテーブルを有することになる。ステップＳ
３では５０Ｈｚ，６０Ｈｚのデータを読み出すための切
り換え操作も行っている。

【００９１】交流電圧の周波数が６０Ｈｚである場合
に、パルスの周期を３４７μｓに設定すれば、上記切り
換え動作及び２つのテーブルは必要としないが、初期値
のデータ及び位相同期操作量等を変えなければならない
のでデータの切り換え操作を行なう方が容易である。

【００９２】ステップＳ３では、更に基本正弦波パルス
信号を構成するパルスの周期を決めるタイマ・カウンタ
１３を制御する動作も行う。

【００９３】タイマータスクの処理が終了した時点でタ
イマー割り込みが終了し、サブタスクのプログラムがス
タートする。サブタスク実行中にタイマー割り込みが発
生するとサブタスクの処理は一時中断してタイマータス
クのプログラムがスタートする。しかし、サブタスクの
処理時間がタイマータスクの半周期未満（２０８μｓ未
満）であれば処理を中断する必要がなくまたタイマータ
スクを含む他のプログラムも同様にタイマータスクの半
周期未満であるように構成すれば、２４００Ｈｚ，１５
０Ｈｚ以外の処理動作を行なうプログラムも作成可能で
ある。以下、本動作を繰り返す。タイマー割り込み時間
は前記のタイマーデータより決まる。

【００９４】図６（Ｂ）に示したサブタスクにおいて
は、その最初のステップＳ４において、交流主電源の周
期ＴBYP を計測したデータを読み出す。これが位相同期
における基準信号となり、同期信号の目標値になる。

【００９５】次いでステップＳ５において、インバータ
の出力電圧の周期ＴINV を計測したデータを読み出す。
これが同期信号となる。

【００９６】ステップＳ６において、基準信号の第１の
立ち上がりから同期信号の第１の立ち上がりまでの時間
Ｔ１（位相差）を計測したデータを読み出した後、ステ
ップＳ７において、同期信号の第１の立ち上がりから基
準信号の第２の立ち上がりまでの時聞Ｔ２（位相差）を
計測したデータを読み出す。

【００９７】次いでステップＳ８において、Ｔ１とＴ２
の大小比較を行う。この比較の結果Ｔ１≦Ｔ２であると
きには、ステップＳ９に進む。図２（Ａ），（Ｂ）に示
したように同期信号が基準信号より遅れている場合に
は、ステップＳ９において、インバータ位相遅れと判定
し、位相差Ｔ１を基準位相差としてセットする。

【００９８】また、ステップＳ８においてＴ１＞Ｔ２で
あると判定された場合には、ステップＳ１０に進んでイ
ンバータ位相進みと判定し、位相差Ｔ２を基準位相差と
してセットする。

【００９９】次いでステップＳｌｌにおいては、基準位
相差のデータを基に位相同期演算を行なう。ここでは、
位相進み、位相遅れ、位相差の大きさ等をパラメータと
してＲＯＭに記憶された位相同期操作量演算用テーブル
から必要なデータを読み出す操作を行う。このデータが
位相差をゼロに近付けるためのデータとなる。ステップ
Ｓ１１では、更に、同期信号の周期を基準信号の周期に
合わせる操作も行われる。

【０１００】図７は図６（Ｂ）のステップＳ１１の詳細
を示すフローチャートの一例である。図７に示した例で
は、ステップＳ１３で位相差、周期の判定と、周波数チ
ェックとを行い、現在位相差が所定の範囲内であるかど
うかを判定する。

【０１０１】この位相同期判定結果に基いて、図１の電
源切換スイッチ４の動作タイミングが決まる。例えば、
非同期時に電源切換スイッチ４を切り換える動作が発生
した場合、交流主電源とインバータ出力電圧とが非同期
条件において無瞬断切換にならないよう動作タイミング
をずらす操作を行う。

【０１０２】次いでステップＳ１４では、交流主電源の
停電の有無の判定を行い、停電時はステップＳ３４に進
み、インバータ３の出力電圧の周期の初期値データを読
み出す。

【０１０３】交流主電源の停電時には前記の基準信号が
なくなってしまうので、周期、位相差の計測ができなく
なる。従って、主電源の停電時はインバータの出力電圧
周波数を固定値として設定する必要があるので、通常は
初期値のデータ（タイマータスクの周波数２４００Ｈ
ｚ）をタイマーデータとして設定する。

【０１０４】商用電源が停電していないときには、位相
同期制御を行うことになり、ステップＳ１５で位相差デ
ータ（現在の計測データ）をスタックした後、ステップ
Ｓ１６で本位相差データをシフトする。この操作は３サ
イクル前の位相差データから現在の位相差データをメモ
リに記憶する操作となる。本実施例ではサブタスクが１
５０Ｈｚで動作するので、インバータの出力電圧が５０
Ｈｚであれば、３サイクル前のデータを記憶するには９
つのメモリに１５０Ｈｚ毎のデータが記億される。例え
ば、メモリのアドレスが１０００番地から１００８番地
に予約されている場合には、１０００番地のデータが１
００１番地ヘシフトされる。１０００番地のデータが１
００８番地へ移動するまでの間には８回のシフト動作が
行なわれる。この揚合１０００番地のデータが現在の位
相差データであり、１０００８番地のデータは３サイク
ル前のデータである。上記の位相差データシフト操作
は、サブタスク１回の処理で１回実効される。

【０１０５】ステップＳ１７で現在の位相差データを読
み出し、ステップＳ１８以降のステップで位相差の判定
を行う。図７に示した例においては、位相差が２゜（イ
ンバータの出力電圧の周波数が５０Ｈｚの場合、約１１
１μs)以内であればステップＳ２４に進み、後述の位相
同期操作量テーブルのＡ１行（位相遅れＴ１≦Ｔ２の揚
合はＡ１行，位相進みＴ１＞Ｔ２の場合はＢ１行）のデ
ータを読み出す準備をする。以下、ステップＳ１９〜Ｓ
２３のように判定する。

【０１０６】次に、ステップＳ２５で現在の位相差デー
タＰ１と３サイクル前の位相差デー夕Ｐ２を読み出し、
Ｐ１−Ｐ２の演算を行う。ステップＳ２６でＰ１−Ｐ２
の演算結果が１゜（約５６μｓ）以内であれば、ステッ
プＳ３２へ進み、Ｃ１列（Ｐ１≧Ｐ２の場合はＣ１列，
Ｐ１＜Ｐ２の場合はＤ１列）のデータを読み出す準備を
する。以下、ステップＳ２７〜Ｓ３１のように判定す
る。

【０１０７】ステップＳ３３で前述の判定結果である行
列のデータを図８の位相同期操作量演算用テーブルより
読み出す。これが位相同期操作量データとなる。前述の
判定値は実機動作等により決めることになるので、何度
の範囲内であっても良いが、ｎ≧ｍとしてｎを２０°以
内とするのが実用的である。

【０１０８】ステップＳ３５では、位相同期操作量デー
タを積分演算する。積分演算結果よりタイマータスクの
割り込み周期が決まる。

【０１０９】図６（Ｂ）のステップＳ１２において、前
記データを基にタイマータスクの周期（タイマーデー
タ）を設定する動作を行う。

【０１１０】以上のように、交流無停電電源装置の位相
同期制御では、商用電源電圧とインバー夕出力電圧との
位相差をゼロに近ずける動作と、商用電源の周波数にイ
ンバー夕出力電圧の周波数を一致させる動作との２つの
動作を同時に行う。

【０１１１】そのため、位相同期制御部においては、イ
ンバータ出力電圧の周波数を増減する制御を迅速に行な
う必要があるが、上記の実施例のような制御を行なえ
ば、マイクロコンピュータによる制御でも充分対処でき
る。

【０１１２】

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、インバ
ータの出力電圧が交流主電源の出力電圧に対して進んで
いるか遅れているかの判定を、第１及び第２の位相差Ｔ
1 ，Ｔ2 の比較演算により行ない、また基本正弦波パル
ス信号の周期を増減させることによりインバータの出力
電圧の周波数を増減させて主電源の出力電圧とインバー
タの出力電圧との位相差をゼロにするように制御するよ
うにしたので、複雑な演算を行なうことなく位相同期制
御を行なわせることができる。したがって、マイクロコ
ンピュータを用いて位相同期制御部を構成することがで
き、従来の装置よりも位相同期制御部構成を簡単にする
ことができる利点がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係わる交流無停電電源装置の構成例を
示したブロック図である。

【図２】図１に示した例における基準信号と同期信号の
波形を示した波形図である。

【図３】図１の電源装置で用いる位相同期制御部の位相
同期状態を説明するための基準信号及び同期信号の波形
図である。

【図４】基本正弦波パルス信号の動作波形を示した波形
図である。

【図５】図１に示した交流無停電電源装置におけるイン
バータの出力電圧の動作波形を示した波形図である。

【図６】図１の装置のＣＰＵが実行するプログラムのア
ルゴリズムを示すフローチャートである。

【図７】図６のフローチャートの位相同期演算を行なう
ステップのアルゴリズムを詳細に示したフローチャート
である。

【図８】（Ａ）ないし（Ｄ）は図１の装置で用いる位相
同期操作量テーブルの構成例を示した図である。

【図９】従来の交流無停電電源装置で用いられていた位
相同期制御部の構成を示すブロック図である。

【図１０】図９の位相同期制御部の動作を説明するため
の波形図である。

【符号の説明】

１…交流主電源、２…蓄電池、３…インバータ、４…電
源切換スイッチ、５…負荷、６…第１のパルス化回路、
７…第２のパルス化回路、８…第１の位相差検出器、９
…第２の位相差検出器、１０…ＣＰＵ、１１…フィルタ
回路、１６…ＰＷＭ回路、Ａ…主回路部、Ｂ…位相同期
制御部、Ｃ…インバータ駆動回路。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 宮地 浩明 東京都中央区日本橋本町２丁目８番７号 新神戸電機株式会社内 Ｆターム(参考） 5G015 FA13 GA06 GA17 HA15 JA10 JA24 JA32 JA52 5H007 AA12 BB05 CC01 CC03 DA03 DB02 DB12 DC04 DC05 EA05

Claims (3)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 蓄電池が出力する直流電圧を交流電圧に
   変換するインバータと、前記インバータの出力電圧と交
   流主電源の出力電圧とを切り換えて負荷に供給する電源
   切換スイッチとからなる主回路部と、 前記交流主電源が出力する交流電圧を検出して検出した
   交流電圧を該交流電圧と同位相の矩形波パルス状の基準
   信号に変換する第１のパルス化回路と、前記インバータ
   が出力する交流電圧を検出して検出した交流電圧を該交
   流電圧と同位相の矩形波パルス状の同期信号に変換する
   第２のパルス化回路と、前記基準信号及び同期信号のそ
   れぞれの立上りまたは立ち下がりを基準点として、基準
   信号の基準点が検出されてから同期信号の基準点が検出
   されるまでの時間及び同期信号の基準点が検出されてか
   ら基準信号の基準点が検出されるまでの時間をそれぞれ
   第１及び第２の位相差Ｔ1 及びＴ2 として検出する位相
   差検出手段と、前記位相差検出手段により検出された位
   相差を記憶する位相差記憶手段と、前記インバータが出
   力すべき交流電圧の基本正弦波形を多数に分割してデジ
   タル信号で表す場合の各分割点を規定する各パルス信号
   と各分割点における基本正弦波形の数値情報との関係を
   与えるテーブルを基本正弦波形演算用テーブルとして記
   憶した基本正弦波形データ演算用テーブル記憶手段と、
   前記第１及び第２の位相差Ｔ1 及びＴ2 のうちの小さい
   方を基準位相差として、該基準位相差を零にするために
   必要な前記パルス信号の周期または周波数の変化量を位
   相同期操作量として該位相同期操作量と前記基準位相差
   との関係を与える数値データのテーブルを位相同期操作
   量演算用テーブルとして記憶した位相同期操作量演算用
   デーブル記憶手段と、前記位相同期操作量演算用テーブ
   ルを用いて前記基準位相差に対する位相同期操作量を演
   算する位相同期操作量演算手段と、演算された位相同期
   操作量だけ前記パルス信号の周期または周波数を変化さ
   せるとともに、各パルス信号に対する基本正弦波形の瞬
   時値を前記基本正弦波形データ演算用テーブルを用いて
   演算して前記インバータから出力させる交流電圧の正弦
   波形を表す正弦波形デジタル信号を出力する正弦波デジ
   タル信号出力手段とを備えた位相同期制御部と、 前記正弦波形デジタル信号により表される正弦波形の交
   流電圧を前記インバータから出力させるように該インバ
   ータに駆動信号を与えるインバータ駆動回路とを具備
   し、 前記同期信号の位相を基準信号の位相に一致させるよう
   に制御することを特徴とする交流無停電電源装置。
2. 【請求項２】 前記第１の位相差Ｔ1 が第２の位相差Ｔ
   2 以下の場合には、前記インバータの出力電圧の位相が
   前記交流主電源の出力電圧の位相よりも遅れているとし
   て前記パルス信号の周波数を増加させるように前記位相
   同期操作量を演算し、前記第１の位相差Ｔ1 が第２の位
   相差Ｔ2 を超えている場合には、前記インバータの出力
   電圧の位相が前記交流主電源の出力電圧の位相よりも進
   んでいるとして前記パルス信号の周波数を減少させるよ
   うに前記位相同期操作量を演算することを特徴とする請
   求項１に記載の交流無停電電源装置。
3. 【請求項３】 前記位相差記憶手段は、現時点より少な
   くとも前記交流主電源の２サイクル以上前の時点から現
   時点までの間に検出された出力電圧及びインバータの出
   力電圧の第１及び第２の位相差を記憶するように構成さ
   れ、 前記位相同期操作量演算用テーブルは、前記第１及び第
   ２の位相差Ｔ1 及びＴ2 の大小関係及びそれぞれの大き
   さと、所定サイクル前の位相差と現在の位相差との差分
   とをパラメータとして構成されていることを特徴とする
   請求項１または２に記載の交流無停電電源装置。