JP3578030B2 - 交流無停電電源装置 - Google Patents

Description

【０００１】
【産業上の利用分野】
本発明は、インバータから得られる交流電圧の位相を商用電源等の交流主電源の出力電圧の位相に一致させるように制御する交流無停電電源装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】
商用電源等の交流主電源が停電した際にインバータの出力電圧を負荷に供給するようにした交流無停電電源装置においては、インバータの出力電圧の位相及び周波数を交流主電源の出力電圧の位相及び周波数に合わせるための制御行なう必要があり、そのために、位相同期制御［ＰＬＬ（Ｐｈａｓｅ−Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐ ）制御］を行なっている。
【０００３】
従来の交流無停電電源装置で用いられていた位相同期制御部を図９及び図１０を用いて説明する。図９は一般的な位相同期制御部を構成する位相同期回路の基本構成を示すブロック図であり、図１０はその動作波形図である。
【０００４】
従来の位相同期回路は、図９に示すように、位相比較器１と、低域通過フィルタ［ＬＰＦ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ ）］２と、電圧制御発振器［ＶＣＯ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ Ｏｓｃｉｌｌａｔｏｒ ）］３とにより構成されている。
【０００５】
位相比較器１は、基準信号Ｖｏ （図１０Ａ参照）を入力する入力端子１ａと、電圧制御発信器３のフィードバック出力を同期信号Ｖｓ （図１０Ｂ）として入力する入力端子１ｂとを有していて、基準信号Ｖｏ と同期信号Ｖｓ の位相を比較する。
【０００６】
位相比較器１は、基準信号Ｖｏ に対して同期信号Ｖｓ の位相差が遅れている場合に、図１０（Ｃ）に示したように、正側（図示のＶＯＨ側）に差信号電圧Ｖｄ を出力し、基準信号Ｖｏ に対して同期信号Ｖｓ の位相が進んでいる場合に負側（ＶＯＬ側）に差信号電圧Ｖｄ を出力する。
【０００７】
低域通過フィルタ２は、位相比較器１から出力される差信号電圧Ｖｄ を、高調波成分が取り除かれたリニアなアナログ信号電圧Ｖａ に変換して出力する。
【０００８】
電圧制御発振器３は、低域通過フィルタ２から出力されるアナログ信号電圧Ｖａ に比例した周波数をもつ同期信号Ｖｓ を出力し、この同期信号を位相比較器１の入力端子１ｂにフィードバックする。
【０００９】
上記の位相同期制御部においては、図１０（Ａ），（Ｂ）に示したように基準信号Ｖｏ に対して同期信号Ｖｓ が、時間ＴＡ だけ遅れている場合に、同期信号Ｖｓ の周波数を遅れ時間ＴＡ に比例した増加分だけ高くし、同期信号Ｖｓ が時間ＴＢ だけ進んでいる揚合には、同期信号Ｖｓ の周波数を進み時間ＴＢ に比例した減少分だけ低くするように、基準信号と同期信号との位相関係に応じて同期信号の周波数を増減させることにより、同期信号と基準信号との位相差をゼロにするように制御している。
【００１０】
このような位相同期回路を用いた交流無停電電源装置においては、商用電源が出力する交流電圧の検出信号を基準信号とし、インバータの出力電圧の検出信号を同期信号としている。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】
図９に示した従来の位相同期回路を用いて交流無停電電源装置の位相同期制御部を構成した場合には、位相同期の操作量、同期速度、同期追従範囲等を容易に変更することができない上に、回路構成が複雑になるという問題点があった。
【００１２】
これらの問題を解決する手段として、位相同期制御部をマイクロコンピュータにより構成する方法が考えられる。
【００１３】
従来の位相同期回路を使用した交流無停電電源装置の位相同期制御部では、基本正弦波信号を構成するパルス数を増減することによりインバータの出力電圧の周期（周波数）を１サイクル毎に変化させて、インバータ出力電圧の周波数を増減させているため、これを単純にマイクロコンピュータで置き換える場合には、パルス数とパルス幅の積をインバータ出力電圧の周波数（周期）として演算することが必要となり、またインバータから基本正弦波形の出力を得るために、１パルス毎の信号を正弦波（ｓｉｎ ωｔ）の各瞬時の電気角度に対応させることが必要になる。
【００１４】
しかしながら、この場合、インバータ出力の１周期毎にパルス数が増減することになるため、ｓｉｎ ωｔの演算が複雑になり、マイクロコンピュータが実行するプログラムのアルゴリズムが複雑になって、演算処理時間が長くなるという問題があった。そのため、マイクロコンピュータとして演算処理が早い高価なものを用いることが必要になり、コストが高くなるのを避けられなかった。
【００１５】
また、インバータの出力を、内燃機関により駆動される発電機のような周波数変動が大きい交流主電源の出力に同期させる場合には、位相同期操作量及び同期追従範囲を大きくとる必要があるが、従来の位相制御回路ではインバータの出力電圧の周期を１サイクル毎に変化させていたため、出力電圧の周期の変化量が大きくなり過ぎてハンチングが生じるだけでなく、波形歪みが大になるという問題があった。
【００１６】
そのため従来は、位相同期操作量や同期追従範囲に制限を設けたり、位相同期操作量を積分演算してインバータの出力電圧の周期が急激に変化しないようにしたりしているが、このような構成をとると、インバータの出力電圧を周波数変動の大きい交流主電源の出力に同期させることが困難になるとい問題があった。
【００１７】
本発明の目的は、マイクロコンピュータを用いて位相同期制御部を構成するのに適した交流無停電電源装置を提供することにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】
本発明は、インバータの出力電圧を交流主電源の出力電圧に同期させるために位相同期制御を行なう交流無停電電源装置に係わるもので、本発明においては、蓄電池が出力する直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、該インバータの出力電圧と交流主電源の出力電圧とを切り換えて負荷に供給する電源切換スイッチとからなる主回路部と、インバータの出力と交流主電源の出力との位相差に応じてインバータから出力させる交流電圧の正弦波形を表す正弦波形デジタル信号を出力する位相同期制御部と、該位相同期制御部が出力する正弦波形デジタル信号により表される正弦波形の交流電圧をインバータから出力させるように該インバータに駆動信号を与えるインバータ駆動回路とが設けられる。
【００１９】
更に詳述すると、上記位相同期制御部は、交流主電源が出力する交流電圧を検出して検出した交流電圧を該交流電圧と同位相の矩形波パルス状の基準信号に変換する第１のパルス化回路と、インバータが出力する交流電圧を検出して該交流電圧と同位相の矩形波パルス状の同期信号に変換する第２のパルス化回路と、前記基準信号及び同期信号のそれぞれの立上りまたは立ち下がりを基準点として、基準信号の基準点が検出されてから同期信号の基準点が検出されるまでの時間及び同期信号の基準点が検出されてから基準信号の基準点が検出されるまでの時間をそれぞれ第１及び第２の位相差Ｔ１ 及びＴ２ として検出する位相差検出手段と、該位相差検出手段により検出された位相差を記憶する位相差記憶手段と、インバータが出力すべき交流電圧の基本正弦波形を多数に分割してデジタル信号で表す場合の各分割点を規定する各パルス信号と各分割点における基本正弦波形の数値情報との関係を与えるテーブルを基本正弦波形演算用テーブルとして記憶した基本正弦波形データ演算用テーブル記憶手段と、第１及び第２の位相差Ｔ１ 及びＴ２ のうちの小さい方を基準位相差として、該基準位相差を零にするために必要なパルス信号の周期または周波数の変化量を位相同期操作量として該位相同期操作量と基準位相差との関係を与える数値データのテーブルを位相同期操作量演算用テーブルとして記憶した位相同期操作量演算用デーブル記憶手段と、位相同期操作量演算用テーブルを用いて基準位相差に対する位相同期操作量を演算する位相同期操作量演算手段と、演算された位相同期操作量だけパルス信号の周期または周波数を変化させるとともに、各パルス信号に対する基本正弦波形の瞬時値を基本正弦波形データ演算用テーブルを用いて演算して、インバータから出力させる交流電圧の正弦波形を表す正弦波形デジタル信号を出力する正弦波デジタル信号出力手段とを備えることにより構成される。
【００２０】
上記のように構成すると、制御アルゴリズムを複雑にすることなく、また長い演算処理時間を要することなく、交流無停電電源装置の位相同期制御部をマイクロコンピュータを用いて構成して、回路の簡略化を図ることができる。
【００２１】
また上記のように構成すると、位相同期の操作量、同期速度、同期追従範囲等を容易に変更することが可能になる上に、インバータの出力電圧の１周期内で基本正弦波パルス信号のパルス発生周期を徐々に増減することができるため、インバータの出力を周波数変動が大きい交流主電源の出力に同期追従させても大きなハンチング現象を伴うことなく、波形歪みが少ない安定した動作を行なわせることができる。そのため、例えば、内燃機関により駆動される発電機等、周波数変動が大きい交流主電源にインバータの出力を同期させる特殊用途の交流無停電電源装置にも対応することができる。
【００２２】
上記位相同期操作量を演算する際には、第１の位相差Ｔ１ と第２の位相差Ｔ２ との大小関係からインバータの出力電圧と交流主電源の出力電圧との位相関係を判定して、位相同期操作量を演算するのが好ましい。即ち、第１の位相差Ｔ１ が第２の位相差Ｔ２ 以下の場合には、インバータの出力電圧の位相が交流主電源の出力電圧の位相よりも遅れているとしてパルス信号の周波数を増加させるように位相同期操作量を演算し、第１の位相差Ｔ１ が第２の位相差Ｔ２ を超えている場合には、インバータの出力電圧の位相が交流主電源の出力電圧の位相よりも進んでいるとしてパルス信号の周波数を減少させるように位相同期操作量を演算するのが好ましい。
【００２３】
本発明においてはまた、現時点より少なくとも交流主電源の２サイクル以上前の時点から現時点までの間に検出された出力電圧及びインバータの出力電圧の第１及び第２の位相差を記憶するように位相差記憶手段を構成し、第１及び第２の位相差Ｔ１ 及びＴ２ の大小関係及びそれぞれの大きさと、所定サイクル前の位相差と現在の位相差との差分とをパラメータとして位相同期操作量演算用テーブルを構成するのが好ましい。
【００２４】
【発明の実施の形態】
図１は本発明に係わる交流無停電電源装置の構成例を示したブロック図、図２及び図３は図１に示した交流無停電電源装置の位相同期制御部における位相比較動作を示す波形図、図４は基本正弦波パルス信号の動作波形図、図５はインバータの出力電圧の波形図、図６（Ａ），（Ｂ）及び図７は図１の交流無停電電源装置の位相同期制御部に用いるマイクロコンピュータが実行するプログラムの制御アルゴリズムを示すフローチャート、図８（Ａ）〜（Ｄ）は位相同期操作量演算用テーブルの構成例を示した図である。
【００２５】
図１に示した交流無停電電源装置において、１は交流主電源、Ａは主回路部、Ｂは位相動機制御部、Ｃはインバータ駆動回路である。
【００２６】
主回路部Ａは、蓄電池２の直流電圧を入力として交流電圧に変換するインバータ３と、インバータ３の出力電圧と商用電源等の交流主電源１が出力する交流電圧とを切り換えて負荷５に供給する電源切換スイッチ４とにより構成されている。以下の説明では、交流主電源１が商用電源であるとする。
【００２７】
図示の位相同期制御部Ｂは、第１のパルス化回路６及び第２のパルス化回路７と、第１及び第２の位相差検出器８及び９を備えた位相差検出手段Ｂ１と、マイクロコンピュータの主演算制御部（ＣＰＵ）１０と、フィルタ回路１１と、システムクロック信号を発生するシステムクロック発生回路１２と、タイマ・カウンタ１３と、ＲＡＭ１４と、ＲＯＭ１５とにより構成されている。
【００２８】
第１のパルス化回路６は、交流主電源１が出力する交流電圧を検出して検出した交流電圧を該交流電圧と同位相の矩形波パルス状の基準信号Ｖｏ に変換する回路で、この第１のパルス化回路６が出力する基準信号Ｖｏ は第１及び第２の位相差検出器８及び９に入力されている。
【００２９】
また第２のパルス化回路７は、インバータ３が出力する交流電圧を検出して、検出した交流電圧を該交流電圧と同位相の矩形波パルス状の同期信号Ｖｓ に変換する回路で、この第２のパルス化回路７が出力する同期信号Ｖｓ は、第１及び第２の位相差検出器８及び９に入力されている。
【００３０】
第１の位相差検出器８は、図２に示すように、基準信号Ｖｏ 及び同期信号Ｖｓ のそれぞれの立上りを基準点として、基準信号Ｖｏ の基準点が検出されてから同期信号Ｖｓ の基準点が検出されるまでの間に発生するシステムクロック信号を計数することにより、基準信号Ｖｏ の基準点が検出されてから同期信号Ｖｓ の基準点が検出されるまでの時間を第１の位相差Ｔ１ として検出する。
【００３１】
また第２の位相差検出器９は、同期信号Ｖｓ の基準点が検出されてから基準信号Ｖｏ の基準点が検出されるまでの間システムクロック信号を計数することにより、同期信号Ｖｓ の基準点が検出されてから基準信号Ｖｏ の基準点が検出されるまでの時間を第２の位相差Ｔ２ として検出する。
【００３２】
第１及び第２の位相差検出器８及び９により、基準信号Ｖｏ の基準点（立上り）が検出されてから同期信号Ｖｓ の基準点（立上り）が検出されるまでの時間及び同期信号の基準点が検出されてから基準信号の基準点が検出されるまでの時間をそれぞれ第１及び第２の位相差Ｔ１ 及びＴ２ として検出する位相差検出手段Ｂ１ が構成されている。
【００３３】
またＣＰＵ１０は、基準信号Ｖｏ の立上りが検出されてから次の立上りが検出されるまでの間タイマ・カウンタ１３にシステムクロック信号を計数させることにより、基準信号Ｖｏ の周期（主電源１が出力する交流電圧の周期）ＴＢＹＰ を検出する。ＣＰＵはまた、同期信号Ｖｓ の立上りから次の立上りまでタイマ・カウンタ１３にシステムクロック信号を計数させることにより、同期信号Ｖｓ の周期（インバータ３の出力の周期）ＴＩＮＶ を検出する。
【００３４】
なおこの例では、基準信号Ｖｏ 及び同期信号Ｖｓ のそれぞれの立上りを基準点としているが、基準信号Ｖｏ 及び同期信号Ｖｓ のそれぞれの立下がりを基準点として、基準信号の基準点が検出されてから同期信号の基準点が検出されるまでの時間及び同期信号の基準点が検出されてから基準信号の基準点が検出されるまでの時間をそれぞれ第１及び第２の位相差Ｔ１ 及びＴ２ として検出するように位相差検出手段Ｂ１ を構成してもよい。
【００３５】
ＣＰＵ１０は、位相差検出手段Ｂ１ により計測された位相差Ｔ１ 及びＴ２ をＲＡＭ１４に記憶させる。このＲＡＭ１４により位相差記憶手段が構成される。
【００３６】
またマイクロコンピュータのＲＯＭ１５は、基本正弦波形データ演算用テーブル記憶手段を構成していて、この記憶手段は、インバータ３が出力すべき交流電圧の基本正弦波形を多数に分割してデジタル信号で表す場合の各分割点を規定する各パルス信号と各分割点における基本正弦波形の瞬時値との関係を与える数値データのテーブルを記憶している。
【００３７】
ＲＯＭ１５はまた、位相同期操作量演算用デーブル記憶手段を構成しており、この記憶手段は、第１及び第２の位相差Ｔ１ 及びＴ２ のうちの小さい方を基準位相差として、この基準位相差を零にするために必要なパルス信号の周期または周波数の変化量を位相同期操作量として、該位相同期操作量と基準位相差との関係を与える数値データのテーブルを位相同期操作量演算用テーブルとして記憶している。
【００３８】
ＣＰＵ１０は、ＲＯＭ１５に記憶された所定のプログラムを実行することにより、位相同期操作量演算手段と、正弦波デジタル信号出力手段とを実現する。
【００３９】
位相同期操作量演算手段は、ＲＯＭ１５に記憶された位相同期操作量演算用テーブルを用いて基準位相差に対する位相同期操作量を演算する。
【００４０】
また正弦波デジタル信号出力手段は、位相同期量演算手段により演算された位相同期操作量だけパルス信号の周期または周波数を変化させるとともに、各パルス信号に対する基本正弦波形の瞬時値を基本正弦波形データ演算用テーブルを用いて演算してインバータから出力させる交流電圧の正弦波形を表す正弦波形デジタル信号を出力する。
【００４１】
ＣＰＵ１０が出力する正弦波形デジタル信号はフィルタ回路１１を通してアナログ信号に変換された後、ＰＷＭ回路１６に入力されている。
【００４２】
ＰＷＭ回路１６は、正弦波形デジタル信号により表される正弦波形の交流電圧をインバータ３から出力させるように該インバータに駆動信号を与える。この例では、ＰＷＭ回路１６によりインバータ駆動回路Ｃが構成されている。
【００４３】
次に図１の位相同期制御部の動作を説明する。交流主電源１が出力する交流電圧は、第１のパルス化回路６により図２（Ａ）に示したような矩形波パルス状の基準信号Ｖｏ に変換される。またインバータ３の出力電圧は第２のパルス化回路７により、図２（Ｂ）に示すような矩形波パルス状の同期信号Ｖｓ に変換される。
【００４４】
ＣＰＵ１０は、基準信号Ｖｏ の各立上りが検出されてから次の立上りが検出されるまでの間タイマ・カウンタ１３にシステムクロック信号を計数させることにより、基準信号Ｖｏ の周期ＴＢＹＰ を検出し、同期信号Ｖｓ の各立上りから次の立上りまでタイマ・カウンタ１３にシステムクロック信号を計数させることにより、同期信号Ｖｓ の周期ＴＩＮＶ を検出する。
【００４５】
ＣＰＵ１０はまた、位相差検出手段Ｂ１ により検出された第１の位相差Ｔ１ と第２の位相差Ｔ２ とを取り込んで、第１の位相差Ｔ１ と第２の位相差Ｔ２ との大小比較演算を行う。
【００４６】
図２（Ａ），（Ｂ）のように、Ｔ１ ≦Ｔ２ である場合には、同期信号Ｖｓ が基準信号Ｖｏ に対して遅れているので、ＣＰＵはインバータ位相遅れ（インバータ３の出力の位相が主電源１の出力の位相に対して遅れている）と判定する。逆に、Ｔ１ ＞Ｔ２ である場合にはインバータ位相進み（インバータの出力の位相が主電源の出力の位相よりも進んでいる）と判定する。
【００４７】
位相同期制御においては、基準信号Ｖｏ と同期信号Ｖｓ との間の位相差をゼロに近づけるのが目的であるから、位相同期操作量は位相差Ｔ１ ，Ｔ２ の小さい方を基準位相差として演算する。即ち、位相差Ｔ１ ，Ｔ２ の比較により、インバータ位相遅れと判定された場合には、第１の位相差Ｔ１ を基準位相差として位相同期操作量を演算し、インバータ位相進みの場合には第２の位相差Ｔ２ を基準位相差として位相同期操作量を演算する。
【００４８】
インバータ位相遅れと判定された場合、基準信号と同期信号の位相差をゼロに近づける操作は、インバータ３の出力電圧の周波数を一時的に高くする（周期を短くする）ことにより行われる。
【００４９】
図２（Ｂ）に波線で示した波形は、インバータの出力電圧の周期を短く（ ＴＩＮＶ ＞ＴＩＮＶ ´）した時の例であり、この場合、次の周期には、第１の位相差Ｔ１ がＴ１ ´（＜Ｔ１ ）となる。
【００５０】
インバータ位相進みと判定された場合、基準信号Ｖｏ と同期信号Ｖｓ の位相差をゼロに近づける操作は、逆にインバータ３の出力電圧の周波数を一時的に低く（周期を長く）することにより行われる。このとき、周波数を低くした後の第２の位相差Ｔ２ ´は、ＴＩＮＶ ＜ＴＩＮＶ ´、Ｔ２ ＞Ｔ２ ´となる。
【００５１】
位相同期制御においては、基準信号と同期信号の位相差をゼロに近づける動作の他に、基準信号となる主電源１の周波数にインバータ３の出力電圧の周波数を一致させる動作も当然のことながら必要となるので、位相同期制御部Ｂは、前述の位相同期操作を行いつつ検出された基準信号Ｖｏ の周期（主電源の出力の周期）ＴＢＹＰ を目標値として、インバータ３の出力電圧の周期ＴＩＮＶ を主電源の出力の周期ＴＢＹＰ に一致させる演算を常に行っている。
【００５２】
演算装置１０は、位相同期演算を行ってインバータの出力電圧の基準波形を与える基本正弦波パルス信号を出力する。この基本正弦波パルス信号は、同期信号（インバータの出力電圧）の基本正弦波形を与えるデジタル信号を構成するものであり、複数のクロックパルスにより構成される。
【００５３】
即ち、各基本正弦波パルス信号は、インバータ３が出力すべき交流電圧の基本正弦波形を多数に分割してデジタル信号で表す場合の各分割点を規定するもので、１パルス毎にｓｉｎ ωｔに対応した数値情報が与えられている。
【００５４】
一例として、システムクロック発生回路１２が発生するクロックパルスの基本周波数を２４００Ｈｚ （周期＝約４１７μｓ） とし、５０Ｈｚの正弦波交流電圧を生成するものとすると、５０Ｈｚの正弦波は４８（＝２４００／５０）分割されて、４８個のクロックパルスで構成されることになる。電気角２πは３６０゜に相当するので次式が成立する。
【００５５】

ここで、Ｔは５０Ｈｚの正弦波の周期（２０ｍｓ）であり、ｔはクロックパルスの周期（４１７μｓ）×パルスの番号である。第１番目のパルス（４１７μｓ）は、５０Ｈｚの正弦波の７．５゜に相当する。この第１番目のパルスには、（１）式より、ｓｉｎ ωｔ＝０．１３１という数値情報が与えられる。
【００５６】
同様にして４８個のパルスにそれぞれｓｉｎ ωｔに対応した数値情報を与えるわけであるが、本発明においては、この数値情報をあらかじめサイン数表と呼ばれるテーブル（基本正弦波形演算用テーブル）に記入して、ＲＯＭ１５に記憶させておく。こうすることにより前述の演算を行うことなく、テーブルから数値情報を読み出すだけで基本正弦波パルス信号を生成できる。
【００５７】
次に、インバータ出力電圧の周波数（周期）を増減する操作を具体的な数値例を用いて説明する。
【００５８】
インバータ出力電圧の周波数（周期）を増減する方法としては、基本正弦波信号を構成するバルス数を増減する方法が考えられるが、この方法では、従来例でも説明したように、１パルスに対応するｓｉｎ ωｔの演算が複雑になるという問題があり、上記サイン数表から数値情報を読み出す方法を適用することができない。更に、上記の例ではパルスの周波数を２４００Ｈｚとしているが、基本正弦波信号を構成するバルス数を増減する方法をとると、１パルスの増減でインバータ出力電圧の周波数が変化し過ぎてしまうので、周波数変化の分解能を上げるためには、クロックパルスの周波数を更に高くしなければならず、位相同期制御を行なうために、演算速度が速い高速の演算装置が必要となる。
【００５９】
そこで、本発明においては、パルス数を増減させずに、インバータの出力電圧の周波数（周期）を変化させる方法を採用する。この方法は、クロックパルスの周期を増減させることにより実現することができる。
【００６０】
例えば、クロックパルスの周波数２４００Ｈｚ（周期４１７μｓ ）を２４０５Ｈｚ（周期４１６μｓ）に変化させた場合を考える。
【００６１】
この場合、インバータ正弦波信号の周期を４８分割したことになるのでその周波数は次式で求められる。
【００６２】
Ｔ´＝４８・ｔ´ …（２）
ｆ´＝１／Ｔ´ …（３）
ここで、 Ｔ´：インバータ正弦波パルス信号の周期
ｆ´：インバータ正弦波パルス信号の周波数
ｔ´：パルスの周期
（２），（３）式より、パルスの周期が４１６μｓの場合、インバータの出力電圧の周波数は１５０．１Ｈｚとなり、インバータの出力電圧の周波数を０．１Ｈｚだけ変化させたことになる。なお、周波数の変化量の最小単位は、タイマ・カウンタ１３のパルス幅分解能により決まる。
【００６３】
上記のように、パルスの周期（または周波数）を変化させると、インバータの出力電圧の周波数を複雑な演算を行うことなく調整することができ、かつ、サイン数表のテーブルを活用することができる。
【００６４】
図４（Ａ），（Ｂ）は、基本正弦波パルス信号の周期を変化させた例を示したものである。図示のようにパルス波形の周期ＴＴ１を変化分Δｔｔ１だけ増加させることにより、インバータ出力電圧全体の周期（周波数）を変化させることができる。
【００６５】
次に位相同期操作量について説明する。位相同期操作量は第１及び第２の位相差Ｔ１ 及びＴ２ のうちの小さい方を基準位相差として演算することは前述した通りであり、基準信号Ｖｏ と同期信号Ｖｓ の位相差の大きさに応じでインバータ３の出力電圧の周波数の変化量を調整することが必要不可欠である。
【００６６】
すなわち、基準信号Ｖｏ と同期信号Ｖｓ の位相差が大きいときには、インバータの出力周波数の変化量（操作量）を大きくし、基準信号と同期信号の位相差が小さいときには変化量（操作量）を小さくしながらインバータの出力電圧の周波数を制御しなければならない。
【００６７】
位相同期操作量はインバータ出力電圧の周波数精度と同期速度とに応じて適当に決めればよいが、位相差の増大に伴なって位相同期操作量を増大させると、位相差が大きくなったときに位相同期操作量が過大になり、周波数変化率が増加してしまうので、通常は、決められた位相差を超えた場合に操作量を一定にするようにリミッタを設けるのが好ましい。
【００６８】
位相同期操作量も、同期信号と基準信号との間の位相差の変化に対する位相同期操作量の変化のパターンが決まれば、その数値情報をテーブルに表現することができるので、複雑な演算を実行することなくテーブルからデータを読み出す操作だけで位相同期制御を実現できる。
【００６９】
ここで、「操作量」とは、基本正弦波パルス信号を構成するクロックパルスの周期の増減量であり、例えば、タイマ・カウンタ１３のパルス幅分解能が０．５ μｓであった場合、操作量を＋１増加させることは、クロックパルスの周期を０．５ μｓ増加させることに相当する。
【００７０】
図２（Ｂ），（Ｃ），（Ｄ）は、クロックパルスの周期の増加に伴なって同期信号Ｖｓ と基準信号Ｖｏ （図２Ａ）との間の位相差が目標値（位相差ゼロ）に徐々に近づいていく動作を順次示した波形である。これらの図から明らかなように、同期信号と基準信号との間の位相差が目標値に近付く割合は、該位相差の変化に伴なって変化する。図２の（Ｂ）から（Ｃ）に変化する過程では、基準位相差が大きいため、位相同期操作量が大きく、位相差が大きな割合で目標値（ゼロ）に近付くが、（Ｃ）から（Ｄ）に変化する過程では、位相差が小さくなっているので、位相同期操作量が小さくなり、位相差が目標値（ゼロ）に近付く割合が小さくなっている。
【００７１】
次に位相同期操作と時間の関係について説明する。図３は、図２と同様に位相同期の状態を示した波形図であり、同図（Ａ）は基準信号Ｖｏ を示している。また図３（Ｂ）は同期信号の３サイクル前の状態を示し、（Ｃ），（Ｄ）及び（Ｅ）は現在のサイクルの状態を示している。
【００７２】
図３の（Ｂ）から（Ｃ）の過程は、３サイクル前の位相差Ｔ１ が、現在はΔＴだけ目標値（位相差ゼロ）に近づいてＴ１ ´となった状態を示し、図３（Ｂ）から（Ｃ）の過程は、位相差がΔＴ´だけ目標値に近付いてＴ１ ”となった状態を示している。
【００７３】
図３（Ｃ），（Ｄ），（Ｅ）の差は、３サイクル前から現在までの位相同期操作量及び基準信号の動作条件の違いから生じている。このことから、３サイクル前の位相差と現在の位相差とを比較することにより、位相差が目標値にどれだけの割合（速度）で近付きつつあるか（または離れつつあるか）を推測することが可能になる。
【００７４】
現在の位相差だけで次の操作量を決定した揚合には、３サイクル前から現在までの操作量が異なっていても同じ操作量で制御を継続することになるので、目標値を行き過ぎたり、目標値に近付けなかったりすることがある。これに対し、数サイクル前の位相差と現在の位相差を比較してその差分に応じて位相同期操作量を決めるようにすれば、同期追従動作を安定に、かつ高速で行なわせることができる。
【００７５】
本実施例では所定サイクル前から現在の位相差を記憶するメモリの量と周波数変動速度（周波数変動の大きい電源等）とを考慮して３サイクル前の位相差と現在の位相差とを比較するとしたが、現在の位相差と比較するのは必ずしも３サイクル前の位相差である必要はなく、２サイクル以上前（好ましくは１０サイクル以下）の位相差と現在の位相差とを比較することにより、位相差が目標値にどれだけの割合（速度）で近付きつつあるか（または離れつつあるか）を推測するようにしてもよい。
【００７６】
上記のように、２サイクル以上前の位相差と現在の位相差との差分から位相差が目標値に近付く割合を推測して位相同期操作量の適値を演算する場合には、現時点より少なくとも交流主電源の２サイクル以上前の時点から現時点までの間に検出された出力電圧及びインバータの出力電圧の第１及び第２の位相差を記憶するように位相差記憶手段を構成して、第１及び第２の位相差Ｔ１ 及びＴ２ の大小関係及びそれぞれの大きさと、所定サイクル前の位相差と現在の位相差との差分とをパラメータとして位相同期操作量演算用テーブルを作成しておくことにより、位相同期操作量の演算を簡単に行なうことができる。
【００７７】
上記位相同期操作量演算用テーブルは、実機の動作の確認や、シミュレーション等により、第１及び第２の位相差Ｔ１ 及びＴ２ の大小関係及びそれぞれの大きさと、所定サイクル前の位相差と現在の位相差との差分と、位相同期操作量との間の関係を求めることにより作成することができる。
【００７８】
以上のように、本発明の好ましい態様では、位相進みであるか位相遅れであるかの情報と、位相差と、少なくとも２サイクル前の位相差と現在の位相差との差分とを条件として位相同期操作量を求めるように位相同期操作量演算用テーブルを作成して、該テーブルからデータを読み出すことにより、位相同期操作量を決定する。
【００７９】
次に図５によりインバータの出力電圧の波形歪みについて説明する。
【００８０】
図５（Ａ）は従来の位相同期制御によるインバータの出力電圧波形の時間的な変化を示しており、図５（Ｂ）は本発明の実施例におけるインバータの出力電圧波形の時間的な変化を示している。
【００８１】
従来は、図５（Ａ）に示したように、位相同期制御によりインバータの出力電圧の周期（周波数）を変化させた場合には、期間Ａと期間Ｂの周期（周波数）がいきなり変化することになるので、期間Ａ２と期間Ｂ１の面積比率が変化する。インバータの出力電圧制御は波形制御と平均値制御とがあり、平均値制御では、周波数が変化しても平均値（及び実効値）が変化しないように制御されるが、一般には、よほど高速な制御を行なわない限り、１サイクル毎に平均値（及び実効値）を一定にすることは不可能である。そのため、従来は、位相同期制御において波形歪みが発生することはやむを得ないとされており、位相同期操作量が大きくなるに従って波形歪みにより重畳される直流分が大きくなっていた。通常は位相同期操作量を制限するリミッタを設けたり、積分演算により波形を急激に変化させないようにしたりして、波形歪みを抑制するように制御を行っているが、このような制御を行なった場合には、内燃機関により駆動される交流発電機のように、周波数変動が大きい交流主電源とインバータとを同期させる場合に、位相同期制御を適確に行なわせることができない。
【００８２】
これに対し、本発明によれば、前述の通り、基本正弦波バルス信号のパルス波形の周期を増減することができるので、図５（Ｂ）のようにインバータの出力電圧の１周期内で徐々に波形を変化させることが可能となる。
【００８３】
図５（Ａ），（Ｂ）を比較すると、同じ目標値（図５ではｄ点）にインバータ出力電圧の周期を変化させた場合、期間Ａ２と期間Ｂ１´の比率は、期間Ａ２と期間Ｂ２の比率より小さくなる。したがって、波形歪みを少なくしつつ周波数変動の大きい電源に追従させるに充分な位相同期操作量を得ることができる。但し、当然のことながら、期間Ｂ１´と期間Ｂ２´の比率も、期間Ａ２と期間Ｂ１の比率より少なくなるようにする必要がある。
【００８４】
次に上記位相同期制御部の各手段を実現するためにＣＰＵが実行するプログラムのアルゴリズムを示すフローチャートを図６及び７を用いて説明する。
【００８５】
位相同期制御のプログラムとしては、基本正弦波パルス信号を構成するパルスを発生するルーチン（以下、タイマータスクと呼ぶ。）と、周期と位相差を計測して演算し、位相同期操作量を決定するルーチン（以下サブタスクと呼ぶ。）とに分けられ、それぞれタイマー割り込みにより時分割で実行される。
【００８６】
ここで、タイマータスクは、前述の例に対応して２４００Ｈｚで動作させることとする。タイマータスクの動作周期は、そのまま基本正弦波パルス信号を構成するパルスの基本周期に相当する。サブタスクにおいてはプログラム処理時間の制約は特にないが、交流主電源の周波数を計測することや、前述のインバータ出力電圧の１周期内に徐々に波形を広げる操作を行うこと等から、サブタスクは仮に１５０ Ｈｚで動作させることとする。この条件では、サブタスクが１回の処理を終了するまでの間に、タイマータスクが１６回処理される計算になる。
【００８７】
図６（Ａ）に示したタイマータスクにおいては、先ずステップＳ１においてタイマータスクの周期を決めるタイマーデータを読み出す。初期値としては、２４００Ｈｚ（周期４１７μｓ）に相当するデータが読み出される。
【００８８】
次いでステップＳ２において、上記タイマーデータをタイマーにセットしてタイマーをスタートさせる。この動作は、図１においてＣＰＵ１０がタイマ・カウンタ１３を制御する動作である。
【００８９】
ステップＳ３においては、基本正弦波パルス信号を発生させる。この時、タイマータスクのプログラム実行回数に応じてサイン数表のテーブルより決められた数値情報を読み出す。前述の如く５０Ｈｚの正弦波に対しては４８個の数値情報があるので、タイマータスクのプログラムが４８回実行されて初めて５０Ｈｚの基本正弦波パルス信号を出力したことになる。
【００９０】
ここで、６０Ｈｚの正弦波に対してはタイマータスクの基本周期が変わらないので４０個の数値情報となり、サイン数表のテーブルは５０Ｈｚ用と６０Ｈｚ用の２つのテーブルを有することになる。ステップＳ３では５０Ｈｚ，６０Ｈｚのデータを読み出すための切り換え操作も行っている。
【００９１】
交流電圧の周波数が６０Ｈｚである場合に、パルスの周期を３４７μｓに設定すれば、上記切り換え動作及び２つのテーブルは必要としないが、初期値のデータ及び位相同期操作量等を変えなければならないのでデータの切り換え操作を行なう方が容易である。
【００９２】
ステップＳ３では、更に基本正弦波パルス信号を構成するパルスの周期を決めるタイマ・カウンタ１３を制御する動作も行う。
【００９３】
タイマータスクの処理が終了した時点でタイマー割り込みが終了し、サブタスクのプログラムがスタートする。サブタスク実行中にタイマー割り込みが発生するとサブタスクの処理は一時中断してタイマータスクのプログラムがスタートする。しかし、サブタスクの処理時間がタイマータスクの半周期未満（２０８μｓ未満）であれば処理を中断する必要がなくまたタイマータスクを含む他のプログラムも同様にタイマータスクの半周期未満であるように構成すれば、２４００Ｈｚ，１５０Ｈｚ以外の処理動作を行なうプログラムも作成可能である。以下、本動作を繰り返す。タイマー割り込み時間は前記のタイマーデータより決まる。
【００９４】
図６（Ｂ）に示したサブタスクにおいては、その最初のステップＳ４において、交流主電源の周期ＴＢＹＰ を計測したデータを読み出す。これが位相同期における基準信号となり、同期信号の目標値になる。
【００９５】
次いでステップＳ５において、インバータの出力電圧の周期ＴＩＮＶ を計測したデータを読み出す。これが同期信号となる。
【００９６】
ステップＳ６において、基準信号の第１の立ち上がりから同期信号の第１の立ち上がりまでの時間Ｔ１（位相差）を計測したデータを読み出した後、ステップＳ７において、同期信号の第１の立ち上がりから基準信号の第２の立ち上がりまでの時聞Ｔ２（位相差）を計測したデータを読み出す。
【００９７】
次いでステップＳ８において、Ｔ１とＴ２の大小比較を行う。この比較の結果Ｔ１≦Ｔ２であるときには、ステップＳ９に進む。図２（Ａ），（Ｂ）に示したように同期信号が基準信号より遅れている場合には、ステップＳ９において、インバータ位相遅れと判定し、位相差Ｔ１を基準位相差としてセットする。
【００９８】
また、ステップＳ８においてＴ１＞Ｔ２であると判定された場合には、ステップＳ１０に進んでインバータ位相進みと判定し、位相差Ｔ２を基準位相差としてセットする。
【００９９】
次いでステップＳｌｌにおいては、基準位相差のデータを基に位相同期演算を行なう。ここでは、位相進み、位相遅れ、位相差の大きさ等をパラメータとしてＲＯＭに記憶された位相同期操作量演算用テーブルから必要なデータを読み出す操作を行う。このデータが位相差をゼロに近付けるためのデータとなる。ステップＳ１１では、更に、同期信号の周期を基準信号の周期に合わせる操作も行われる。
【０１００】
図７は図６（Ｂ）のステップＳ１１の詳細を示すフローチャートの一例である。図７に示した例では、ステップＳ１３で位相差、周期の判定と、周波数チェックとを行い、現在位相差が所定の範囲内であるかどうかを判定する。
【０１０１】
この位相同期判定結果に基いて、図１の電源切換スイッチ４の動作タイミングが決まる。例えば、非同期時に電源切換スイッチ４を切り換える動作が発生した場合、交流主電源とインバータ出力電圧とが非同期条件において無瞬断切換にならないよう動作タイミングをずらす操作を行う。
【０１０２】
次いでステップＳ１４では、交流主電源の停電の有無の判定を行い、停電時はステップＳ３４に進み、インバータ３の出力電圧の周期の初期値データを読み出す。
【０１０３】
交流主電源の停電時には前記の基準信号がなくなってしまうので、周期、位相差の計測ができなくなる。従って、主電源の停電時はインバータの出力電圧周波数を固定値として設定する必要があるので、通常は初期値のデータ（タイマータスクの周波数２４００Ｈｚ）をタイマーデータとして設定する。
【０１０４】
商用電源が停電していないときには、位相同期制御を行うことになり、ステップＳ１５で位相差データ（現在の計測データ）をスタックした後、ステップＳ１６で本位相差データをシフトする。この操作は３サイクル前の位相差データから現在の位相差データをメモリに記憶する操作となる。本実施例ではサブタスクが１５０Ｈｚで動作するので、インバータの出力電圧が５０Ｈｚであれば、３サイクル前のデータを記憶するには９つのメモリに１５０Ｈｚ毎のデータが記億される。例えば、メモリのアドレスが１０００番地から１００８番地に予約されている場合には、１０００番地のデータが１００１番地ヘシフトされる。１０００番地のデータが１００８番地へ移動するまでの間には８回のシフト動作が行なわれる。この揚合１０００番地のデータが現在の位相差データであり、１０００８番地のデータは３サイクル前のデータである。上記の位相差データシフト操作は、サブタスク１回の処理で１回実効される。
【０１０５】
ステップＳ１７で現在の位相差データを読み出し、ステップＳ１８以降のステップで位相差の判定を行う。図７に示した例においては、位相差が２゜（インバータの出力電圧の周波数が５０Ｈｚの場合、約１１１μｓ）以内であればステップＳ２４に進み、後述の位相同期操作量テーブルのＡ１行（位相遅れＴ１≦Ｔ２の揚合はＡ１行，位相進みＴ１＞Ｔ２の場合はＢ１行）のデータを読み出す準備をする。以下、ステップＳ１９〜Ｓ２３のように判定する。
【０１０６】
次に、ステップＳ２５で現在の位相差データＰ１と３サイクル前の位相差デー夕Ｐ２を読み出し、Ｐ１−Ｐ２の演算を行う。ステップＳ２６でＰ１−Ｐ２の演算結果が１゜（約５６μｓ）以内であれば、ステップＳ３２へ進み、Ｃ１列（Ｐ１≧Ｐ２の場合はＣ１列，Ｐ１＜Ｐ２の場合はＤ１列）のデータを読み出す準備をする。以下、ステップＳ２７〜Ｓ３１のように判定する。
【０１０７】
ステップＳ３３で前述の判定結果である行列のデータを図８の位相同期操作量演算用テーブルより読み出す。これが位相同期操作量データとなる。前述の判定値は実機動作等により決めることになるので、何度の範囲内であっても良いが、ｎ≧ｍとしてｎを２０°以内とするのが実用的である。
【０１０８】
ステップＳ３５では、位相同期操作量データを積分演算する。積分演算結果よりタイマータスクの割り込み周期が決まる。
【０１０９】
図６（Ｂ）のステップＳ１２において、前記データを基にタイマータスクの周期（タイマーデータ）を設定する動作を行う。
【０１１０】
以上のように、交流無停電電源装置の位相同期制御では、商用電源電圧とインバー夕出力電圧との位相差をゼロに近ずける動作と、商用電源の周波数にインバー夕出力電圧の周波数を一致させる動作との２つの動作を同時に行う。
【０１１１】
そのため、位相同期制御部においては、インバータ出力電圧の周波数を増減する制御を迅速に行なう必要があるが、上記の実施例のような制御を行なえば、マイクロコンピュータによる制御でも充分対処できる。
【０１１２】
【発明の効果】
以上のように、本発明によれば、インバータの出力電圧が交流主電源の出力電圧に対して進んでいるか遅れているかの判定を、第１及び第２の位相差Ｔ１ ，Ｔ２ の比較演算により行ない、また基本正弦波パルス信号の周期を増減させることによりインバータの出力電圧の周波数を増減させて主電源の出力電圧とインバータの出力電圧との位相差をゼロにするように制御するようにしたので、複雑な演算を行なうことなく位相同期制御を行なわせることができる。したがって、マイクロコンピュータを用いて位相同期制御部を構成することができ、従来の装置よりも位相同期制御部構成を簡単にすることができる利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係わる交流無停電電源装置の構成例を示したブロック図である。
【図２】図１に示した例における基準信号と同期信号の波形を示した波形図である。
【図３】図１の電源装置で用いる位相同期制御部の位相同期状態を説明するための基準信号及び同期信号の波形図である。
【図４】基本正弦波パルス信号の動作波形を示した波形図である。
【図５】図１に示した交流無停電電源装置におけるインバータの出力電圧の動作波形を示した波形図である。
【図６】図１の装置のＣＰＵが実行するプログラムのアルゴリズムを示すフローチャートである。
【図７】図６のフローチャートの位相同期演算を行なうステップのアルゴリズムを詳細に示したフローチャートである。
【図８】（Ａ）ないし（Ｄ）は図１の装置で用いる位相同期操作量テーブルの構成例を示した図である。
【図９】従来の交流無停電電源装置で用いられていた位相同期制御部の構成を示すブロック図である。
【図１０】図９の位相同期制御部の動作を説明するための波形図である。
【符号の説明】
１…交流主電源、２…蓄電池、３…インバータ、４…電源切換スイッチ、５…負荷、６…第１のパルス化回路、７…第２のパルス化回路、８…第１の位相差検出器、９…第２の位相差検出器、１０…ＣＰＵ、１１…フィルタ回路、１６…ＰＷＭ回路、Ａ…主回路部、Ｂ…位相同期制御部、Ｃ…インバータ駆動回路。

Claims (3)

1. 蓄電池が出力する直流電圧を交流電圧に変換するインバータと、前記インバータの出力電圧と交流主電源の出力電圧とを切り換えて負荷に供給する電源切換スイッチとからなる主回路部と、
   前記交流主電源が出力する交流電圧を検出して検出した交流電圧を該交流電圧と同位相の矩形波パルス状の基準信号に変換する第１のパルス化回路と、前記インバータが出力する交流電圧を検出して検出した交流電圧を該交流電圧と同位相の矩形波パルス状の同期信号に変換する第２のパルス化回路と、前記基準信号及び同期信号のそれぞれの立上りまたは立ち下がりを基準点として、基準信号の基準点が検出されてから同期信号の基準点が検出されるまでの時間及び同期信号の基準点が検出されてから基準信号の基準点が検出されるまでの時間をそれぞれ第１及び第２の位相差Ｔ１ 及びＴ２ として検出する位相差検出手段と、前記位相差検出手段により検出された位相差を記憶する位相差記憶手段と、前記インバータが出力すべき交流電圧の基本正弦波形を多数に分割してデジタル信号で表す場合の各分割点を規定する各パルス信号と各分割点における基本正弦波形の数値情報との関係を与えるテーブルを基本正弦波形演算用テーブルとして記憶した基本正弦波形データ演算用テーブル記憶手段と、前記第１及び第２の位相差Ｔ１ 及びＴ２ のうちの小さい方を基準位相差として、該基準位相差を零にするために必要な前記パルス信号の周期または周波数の変化量を位相同期操作量として該位相同期操作量と前記基準位相差との関係を与える数値データのテーブルを位相同期操作量演算用テーブルとして記憶した位相同期操作量演算用デーブル記憶手段と、前記位相同期操作量演算用テーブルを用いて前記基準位相差に対する位相同期操作量を演算する位相同期操作量演算手段と、演算された位相同期操作量だけ前記パルス信号の周期または周波数を変化させるとともに、各パルス信号に対する基本正弦波形の瞬時値を前記基本正弦波形データ演算用テーブルを用いて演算して前記インバータから出力させる交流電圧の正弦波形を表す正弦波形デジタル信号を出力する正弦波デジタル信号出力手段とを備えた位相同期制御部と、
   前記正弦波形デジタル信号により表される正弦波形の交流電圧を前記インバータから出力させるように該インバータに駆動信号を与えるインバータ駆動回路とを具備し、
   前記同期信号の位相を基準信号の位相に一致させるように制御することを特徴とする交流無停電電源装置。
2. 前記第１の位相差Ｔ１ が第２の位相差Ｔ２ 以下の場合には、前記インバータの出力電圧の位相が前記交流主電源の出力電圧の位相よりも遅れているとして前記パルス信号の周波数を増加させるように前記位相同期操作量を演算し、前記第１の位相差Ｔ１ が第２の位相差Ｔ２ を超えている場合には、前記インバータの出力電圧の位相が前記交流主電源の出力電圧の位相よりも進んでいるとして前記パルス信号の周波数を減少させるように前記位相同期操作量を演算することを特徴とする請求項１に記載の交流無停電電源装置。
3. 前記位相差記憶手段は、現時点より少なくとも前記交流主電源の２サイクル以上前の時点から現時点までの間に検出された出力電圧及びインバータの出力電圧の第１及び第２の位相差を記憶するように構成され、
   前記位相同期操作量演算用テーブルは、前記第１及び第２の位相差Ｔ１ 及びＴ２ の大小関係及びそれぞれの大きさと、所定サイクル前の位相差と現在の位相差との差分とをパラメータとして構成されていることを特徴とする請求項１または２に記載の交流無停電電源装置。

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