JPH05211778A - インバータの位相制御方法並びにインバータの位相制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【目的】インバータ３において、特にデイジタル化に適
し、出力波形歪が少なく、高精度な位相制御方法及び装
置を提供する。 【構成】インバータ３と交流電源１の電圧位相差を算出
する手段９５と、周波数の異なる複数の発振手段ｆ₁〜₃
と、インバータ出力電圧波形パターンの記憶手段９１と
を有し、前記検出された位相差に応じて前記発振手段の
１つを選択して前記出力電圧波形パターンを読み出す時
間間隔を制御してなる位相制御方法。ディジタルで手段
を構成できるので、特性が温度条件や経年変化による影
響を受けない。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、インバータ出力電圧の
位相制御方法並びに装置及びこれを用いた無停電電源装
置に関する。

【０００２】

【従来の技術】インバータを用いた無停電電源システム
では、信頼性を向上するため、一般に交流電源を予備系
統として有するが、通常時はインバータにより給電する
装置が広く用いられている。このシステムでは、インバ
ータを起動後に投入する時や、インバータ事故時に解列
する時に、インバータと交流電源系統との切換えを必要
とすることが生じる。この切換え時には短時間ではある
がインバータと交流電源を並列運転状態とするため、イ
ンバータと交流電源の両電圧位相が一致しなければなら
ない。

【０００３】図１０に従来のこの用途のインバータ位相
同期回路のブロック図を示す。図において、交流電源１
とインバータ３とは無瞬断で相互に切換えるためのスイ
ッチ５，６で負荷７に接続されている。インバータ３の
電源となる直流母線２へは、交流電源１を整流する整流
回路または蓄電池（共に図示していない。）あるいは両
者を併用して得られる直流電圧が供給される。直流母線
２の電圧はインバータ３で交流に変換され、その出力電
圧は、フィルタ４で正弦波状に波形が整形される。ここ
で制御回路は、交流電源１とインバータ３の出力電圧の
位相差検出器（ＰＨＤ）８１１、ローパスフィルタ（Ｌ
ＰＦ）８１２及び電圧制御発振器（ＶＣＯ）８１３から
なるＰＬＬ回路（Ｐｈａｓｅ−Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏ
ｐ）８１と、ＰＬＬ回路の出力を分周しインバータ駆動
信号を生成するリングカウンタ（ＲＩＮＧ）８２で構成
される。

【０００４】従来技術では、位相差検出器８１１が交流
電源１とインバータ３との電圧位相差を検出し、その差
が零となるよう自動調整されるので、負荷７はインバー
タ３と交流電源１との切り換えが可能となり、無停電電
源システムの信頼性を向上することができる。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来は
前記制御回路をアナログ回路で構成していた為、温度条
件や経年変化により、ＰＬＬ回路８１の特性が変動する
という問題があった。更に、インバータ出力電圧の瞬時
値を制御する点について考慮されていないので、瞬時値
を制御するパルス幅変調（以後ＰＷＭと云う。）方式イ
ンバータには前記アナログ制御回路は適用できないとい
う問題があった。

【０００６】本発明の第１の目的は、温度条件や経年変
化による影響を受けて誤差の拡大することがなく、また
インバータ出力電圧波形の瞬時値を制御するＰＷＭ方式
インバータに適用できる位相制御方法並びに装置及びこ
れを用いた無停電電源装置を提供することにある。

【０００７】本発明の第２の目的は、インバータ出力波
形歪の少ない位相制御方法を提供することにある。

【０００８】本発明の第３の目的は、高精度の位相制御
方法を提供することにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に、本発明は、インバータ出力電圧波形パターンを格納
したメモリから所定のサンプリング周期ごとに出力電圧
の瞬時値を読出し、該読出した瞬時値に基づいてインバ
ータ出力電圧を制御するインバータの制御方法におい
て、インバータ出力電圧と該インバータと並列運転され
る交流電源電圧との位相差を検出し、該位相差に基づい
て前記サンプリングの周波数を変化させることを特徴と
するインバータの位相制御方法としたのである。

【００１０】また、インバータ出力電圧と該インバータ
と並列運転される交流電源電圧との位相差を検出・算出
する位相差算出手段と、周波数の異なる複数の発振手段
と、前記インバータ出力電圧波形パターン記憶手段と、
前記算出された位相差から前記インバータ出力電圧の周
期を算出しその算出結果に基づき前記インバータ出力電
圧波形パターンの分割並びに前記発振手段を選択する周
期決定手段を具備してなる位相制御方法としたのであ
る。

【００１１】上記第２の目的を達成するために、インバ
ータの前記出力電圧波形パターンの期間分割及び発振手
段の周波数を前半周期と後半周期を同一としてもよく、
また９０度位相の時点を対称軸に前４分の１周期と後４
分の１周期を対称とすることが好ましい。

【００１２】上記第３の目的を達成するために、位相差
を検出する手段として、前記交流電源電圧の０度位相時
点でリセットされ、一定周期の周波数信号を計数して位
相差を検出する位相検出手段を有し、前記インバータ出
力電圧又は指令パターンの１８０度位相の時点で、前記
位相検出手段により位相差を検出することが望ましい

【００１３】。

【作用】このように構成されることから、本発明によれ
ば、次の作用により本発明の目的が達成される。

【００１４】まず、第一の目的に対しては次の如くな
る。インバータ出力電圧と交流電源電圧の位相差は、例
えば、それぞれの電圧が０値となる時点の時間差を計測
することにより算出することができる。次にインバータ
出力電圧波形指令を、インバータ出力電圧波形パターン
記憶手段から読み出す時に、そのパターンを読み出す時
間間隔を、補正すべき位相差によって選択する。即ち、
前記記憶手段の出力電圧波形パターンを必要に応じて適
切な期間に分割できるように設定し、その期間のパター
ンを読み出す時間間隔即ち周波数を、発振手段から適切
に選択する。例えば、インバータ出力電圧の定格周波数
に対応する発振手段の周波数を基準とし、それよりも低
い周波数を選択すれば、前記の読み出す時間間隔は、定
格周波数の場合に比べて長くなり、出力電圧波形の周波
数は低くなる。逆に高い周波数を選択すれば、出力電圧
波形の周波数は高くなる。この結果、インバータの出力
電圧の周期が制御され、交流電源１の電圧との位相差を
零とすることができる。

【００１５】さらに、インバータ出力電圧波形指令とし
て、インバータ出力電圧波形パターン記憶手段から１周
期を適当数に分割した瞬時電圧値が読み出されてゆくの
で、電圧波形の瞬時値を制御するＰＷＭ方式インバータ
の制御にも適用することができる。

【００１６】上述したこれらの構成は、瞬時値の読み取
りであり、デイジタル化が可能である。さらに位相制御
装置をマイクロプロセッサにより集積化できる。

【００１７】第二の目的に対しては次の如くなる。出力
電圧波形パターンの前半周期と後半周期を同一複数の期
間に分割し、その期間毎の読み出す周波数も同一とすれ
ば、正の半波と負の半波を対称な波形にできるので直流
分や歪が発生することがない位相制御方法がえられる。

【００１８】また、第三の目的に対しては次の如くな
る。インバータ出力電圧と交流電源電圧の位相差の検出
では、交流電源電圧の０度位相の時点で位相検出手段を
リセットし、インバータ出力電圧の０度位相の時点で信
号を計数するのに代へて、インバータ出力電圧１８０度
位相の時点で計数すると、計数の読み値が前記０度位相
の時点では通常零に近い小さい値が、１８０度位相の時
点で計数すれば大きな値となるので、リセット乃至計数
完了時点で発生する計数誤差が相対的に小さくなるり、
その結果、位相差検出精度も向上する。

【００１９】

【実施例】本発明の一実施例を以下、図により説明す
る。図１は一実施例の構成を示すブロック図である。図
１において従来の構成例を示す図１０と同一のものには
同じ符号としその説明は省略する。主な構成は、次のと
おりとなる。

【００２０】まず、交流電源１の電圧波形が零値となる
時点は、ゼロクロス検出手段９３で検出され、それによ
りリセットされるＯＳＣ₀の出力パルスｆ₀を計数するカ
ウンタ９４のカウント値と、次に述べるアドレスカウン
タ９２からのカウント値が交流電源１とインバータ３と
の位相差算出手段９５へ入力される。

【００２１】発振手段として、それぞれ異なる周波数の
パルスｆ₁〜ｆ₃（ｆ₁＜ｆ₂＜ｆ₃）を出力する発振器Ｏ
ＳＣ₁〜ＯＳＣ₃の出力は、位相差算出回路９５からフィ
ドバックされた位相差に従って計数するパルスを選択す
るスイッチ切換手段９６で選択され、その選択されたカ
ウント値がアドレスカウンタ９２に伝達される。

【００２２】また、アドレスカウンタ９２は、インバー
タ３の出力電圧波形の指令値となる正弦波デ−タを格納
するメモリ９１から出力する電圧波形デ−タを選択す
る。そこで選択されたインバータ３の出力電圧波形指令
と、フィルタ４出力端からフィードバックされたインバ
ータ出力電圧波形とを比較し、両者の誤差が零になる操
作量を電圧調整器（ＡＶＲ）９８で生成し、それに従っ
てＰＷＭ回路９７でパルスを分配してインバータ３を駆
動し、出力電圧波形を指令値どおりにするのである。

【００２３】本実施例の動作をその機能で分けて以下図
２、図３、図４及び図５により説明する。図２に交流電
源１とインバータ３との位相差検出方法を示す。ゼロク
ロス検出手段９３は交流電源１の出力電圧がゼロとなる
時点で反転する２値のゼロクロス検出信号を出力する。
カウンタ９４はこの信号の立上り時点でカウント値をリ
セットし、以降ＯＳＣ₀のパルスｆ₀を計数する。位相差
算出回路９５はアドレスカウンタ９２のカウント値が出
力電圧波形指令の正弦波の０°位相に対応する値になっ
た時点でカウンタ９４のカウント値ｍを取り込む。この
値から期間ｎでの位相差ΔＴをΔＴ＝−ｍ／ｆ₀として
算出できる。このΔＴに対し、インバータ３の次の１周
期ＴＩ（ｎ＋１）をＴＩ（ｎ）＋ΔＴとして周波数を制
御すればインバータ３と交流電源１の電圧位相を一致さ
せられる。

【００２４】図３に、ΔＴに従ってインバータ３の周波
数即ち周期を制御する方法を、図３の一部の時間軸を拡
大したものを図４に示す。図３のようにインバータ３の
出力電圧波形指令である正弦波１周期を複数の期間に分
割し（図ではＡ₁〜Ａ₆に６分割した場合を示す）、それ
ぞれの期間でデータを読み出す周波数を変えることで正
弦波の周波数を変えることができる。

【００２５】今ここで、正弦波１周期のデータ数をＮ、
各期間のデータ数をｎ1〜ｎ6、各期間のデ−タを読み出
す周波数をｆｎ₁〜ｆｎ₆とすれば正弦波の１周期ＴＩ
は、 ＴＩ＝ｎ1／ｆｎ₁＋ｎ2／ｆｎ₂＋ｎ3／ｆｎ₃＋ｎ4／ｆｎ₄＋ｎ5／ｆｎ₅ ＋ｎ6／ｆｎ₆ となる。従ってｎ1〜ｎ6及びｆｎ₁〜ｆｎ₆を変えること
により正弦波の周期即ち周波数を変えることができる。
本実施例では、図４に示すようにように各期間ごとにア
ドレスカウンタ９２のカウントするパルスの周波数を変
えて、メモリ内のデ−タを読みだす周波数を変えてい
る。例えば、Ｎを１００とし、ｆ₁、ｆ₂及びｆ₃をそれ
ぞれ４kHz，５kHz，６kHzとする。全期間をｆ₂で読み出
せば正弦波の周波数は５０Hz（これを定格周波数とす
る）となり、ｆ₁で読み出せば４０Hz、ｆ₃で読み出せば
６０Hzとなる。即ちｆ₁、ｆ₂及びｆ₃を選択することに
より、定格周波数に対して±１０Hzの間で周波数を変え
ることができるのである。

【００２６】この時ｎ1＝ｎ3、ｆｎ₁＝ｆｎ₃とすれば、
正弦波の半波を左右対称にできるので出力電圧波形の歪
を低減できる。

【００２７】さらにｎ1＝ｎ4，ｎ2＝ｎ5，ｎ3＝ｎ6，ｆ
ｎ₁＝ｆｎ₄，ｆｎ₂＝ｆｎ₅，ｆｎ₃＝ｆｎ₆とすれば、正
弦波の正の半波と負の半波を同一にできるので出力電圧
の直流分の発生を防ぐことができる。

【００２８】スイッチ切換手段９６は位相差ΔＴから、
ＴＩ（ｎ）＋ΔＴとしてインバータ周期ＴＩ（ｎ＋１）
を算出して、この周期ＴＩ（ｎ＋１）に等しくなるよう
に、波形指令の周期をきめるｎ1〜ｎ3及びｆ₁〜ｆ₃を決
定する。

【００２９】図５に、この周波数制御の手順を示す。ｎ
1＝ｎ3＝ｎ4＝ｎ6、ｎ2＝ｎ5、ｆｎ₁＝ｆｎ₃＝ｆｎ₄＝
ｆｎ₆、ｆｎ₂＝ｆｎ₅の条件での例を示す。まず、ＴＩ
（ｎ＋１）＝ＴＩ（ｎ）＋ΔＴと設定する（ステップ１
００）。次に定格周期Ｎ／ｆ₂と指令値ＴＩ（ｎ＋１）
を比較する（ステップ１０１）。両者が等しい場合には
全期間を周波数ｆ₂でデ−タを読み出す（ステップ１０
２）。すなわちｎ1＝ｎ3＝ｎ4＝ｎ6＝０、ｎ2＝ｎ5＝Ｎ
／２、ｆｎ₂＝ｆｎ₅＝ｆ₂とし、波形指令の周期をＴＩ
（ｎ＋１）に等しくする。

【００３０】またＴＩ（ｎ＋１）がＮ／ｆ₂より長い場
合には、期間Ａ₂及びＡ₅にｆ₂、期間Ａ₁、Ａ₃、Ａ₄及び
Ａ₆にｆ₁を選択して波形指令を定格周波数より低くする
（ステップ１０３）。この時、ｆ₁でデータを読みだす
回数をＭとすると波形指令の周期は定格周期よりＭ×
（１／ｆ₁−１／ｆ₂）だけ長くなる。従ってこれをＴＩ
（ｎ＋１）とＮ／ｆ₂の差に等しくすれば波形指令の周
期をＴＩ（ｎ＋１）に一致させることができる。

【００３１】即ち、Ｍ＝（ＴＩ（ｎ＋１）−Ｎ／ｆ₂）
／（１／ｆ₁−１／ｆ₂）とすればよい。この結果、ｎ1
＝ｎ3＝ｎ4＝ｎ6＝（ＴＩ（ｎ＋１）−Ｎ／ｆ₂）／（１
／ｆ₁−１／ｆ₂）／４と ｎ2＝ｎ5＝（Ｎ−（ＴＩ（ｎ＋１）−Ｎ／ｆ₂）／（１
／ｆ₁−１／ｆ₂））／２とすればよい。

【００３２】また、ＴＩ（ｎ＋１）がＮ／ｆ₂より短い
場合には期間Ａ₂及びＡ₅にｆ₂、期間Ａ₁、Ａ₃、Ａ₄及び
Ａ₆にｆ₃を選択して波形指令を定格周波数より低くする
（ステップ１０４）。この時、ｆ₃でデータを読みだす
回数をＭとすると波形指令の周期は定格周期よりＭ×
（１／ｆ₂−１／ｆ₃）だけ短くなる。従ってこれをＮ／
ｆ₂とＴＩ（ｎ＋１）の差に等しくすれば波形指令の周
期をＴＩ（ｎ＋１）に一致させることができる。

【００３３】即ち、Ｍ＝（Ｎ／ｆ₂−ＴＩ（ｎ＋１））
／（１／ｆ₂−１／ｆ₃）とすればよい。この結果、ｎ1
＝ｎ3＝ｎ4＝ｎ6＝（Ｎ／ｆ₂−ＴＩ（ｎ＋１））／（１
／ｆ₂−１／ｆ₃）／４ ｎ2＝ｎ5＝（Ｎ−（Ｎ／ｆ₂−ＴＩ（ｎ＋１））／（１
／ｆ₂−１／ｆ₃））／２とすればよい。

【００３４】以上のような手順によりインバータ３の出
力電圧波形指令値の周波数を所定値に制御できる。

【００３５】以上のように本実施例によれば、ディジタ
ル回路により位相制御回路を構成できるので温度条件や
経年変化による影響を受けず、かつ出力電圧波形の瞬時
値を制御するＰＷＭ方式インバータにも適用できる位相
制御装置を実現できる。

【００３６】図６は位相差検出方法の他の実施例であ
る。本実施例においては、図１の位相差算出回路９５は
アドレスカウンタ９２のカウント値が出力電圧波形指令
の正弦波の１８０°位相に対応する値になった時点でカ
ウンタ９４のカウント値ｍを取り込む。この値から期間
ｎでの位相差ΔＴをΔＴ＝ＴＩ（ｎ）／２−ｍ／ｆ₀と
して算出する。前記実施例では、位相差が小さくなると
カウント値ｍが零に近づくため、検出誤差が相対的に大
きくなるが、本実施例によれば位相差が小さくなっても
ｍが零にはならないので、検出誤差を相対的に小さくで
きる。

【００３７】図７に本発明による他の実施例を示す。図
７においてマイクロプロセッサ１００は図１に示す実施
例を実現したものであり、また、プログラマブルタイマ
９９は出力パルスの時間間隔を設定可能としたものであ
る。本実施例におけるマイクロプロセッサ１００の動作
を図８、図９により説明する。図１に示す実施例におけ
る位相差算出回路９５とスイッチ切換手段９６の動作を
図８に示す通常の処理で、ＡＶＲ９８の動作を図９に示
す割込み処理で行う。

【００３８】図８に示す通常の処理では、メモリ９１の
アドレスが出力電圧波形指令の正弦波データの１８０°
位相に対応する値の場合（ステツプ１１０）にカウンタ
９４のカウント値ｍを取り込む（ステツプ１１１）。こ
の値をもとに位相差ΔＴを算出する（ステツプ１１
２）。以下図４に示すフローチャートと同様の手順で期
間Ａ₁〜Ａ₆でのデータ数ｎ1〜ｎ6及びデータ読みだし周
波数ｆｎ₁〜ｆｎ₆を決定する（ステツプ１１４〜１１
７）。

【００３９】図９に示す割込み処理では、プログラマブ
ルタイマ９９に設定したデータ読み出し周期毎に出力電
圧を検出し（ステツプ１２０）その値とメモリから読み
込んだ出力電圧波形指令（ステツプ１２１）の比較にも
とづいて操作量を決定しＰＷＭ回路９７に出力する（ス
テツプ１２２）。さらに通常の処理で決定した分割期間
に従って現在の期間を判定し（ステツプ１２３〜１２
７）、期間に対応したデータ読み取り周期をプログラマ
ブルタイマ９９に設定する（ステツプ１２８〜１３
３）。本実施例によれば、図６におけるＯＳＣ₁〜ＯＳ
Ｃ₃、アドレスカウンタ９２、位相差算出手段９５及び
スイッチ切換手段９６を集積化できる。

【００４０】

【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
まず、制御方法はディジタル手段をもって構成されるの
で、特性が温度条件や経年変化による影響を受けにくい
効果があり、また瞬時値を制御するのでＰＷＭ方式イン
バータにも適用できる効果がある。また、正の半波と負
の半波を対称な波形に、また半波も４分の１周期で前後
対称にすることができるので、直流分や波形歪の発生を
防止できる効果がある。インバータ出力電圧の１８０度
位相の時点を計測して位相差を算出しているので、高精
度に位相制御される効果がある。さらに位相制御装置を
マイクロプロセッサにより集積化できるので、部品点数
を低減でき小型、高信頼化できるという効果がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の一実施例を示すブロック図である。

【図２】本発明の一実施例の位相差検出手段を説明する
図である。

【図３】本発明の一実施例の周波数変化方法を説明する
図である。

【図４】本発明の一実施例の周波数変化方法を説明する
図である。

【図５】本発明の一実施例の周波数制御手順を示すフロ
ーチャートである。

【図６】位相差検出手段の他の実施例を説明する図であ
る。

【図７】本発明の一実施例をマイクロプロセッサを用い
て実現した位相制御回路のブロック図である。

【図８】本発明の一実施例にマイクロプロセッサを用い
たときの通常の処理を示すフローチャートである。

【図９】本発明の一実施例にマイクロプロセッサを用い
たときのマイクロプロセッサの割込み処理を示すフロー
チャートである。

【図１０】従来の位相差検出方法を示すブロック図であ
る。

【符号の説明】

１ 交流電源 ２ 直流母線 ３ インバータ ９１ メモリ ９２ アドレスカウンタ ９３ ゼロクロス検出手段 ９４ カウンタ ９５ 位相差算出手段 ９６ スイッチ切換手段 ９７ ＰＷＭ回路 ９８ 電圧調整器 ９９ プログラマブルタイマ １００ マイクロプロセッサ ｆ₀〜ｆ₃ 周波数発振器

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 白濱 秀文 茨城県日立市幸町３丁目１番１号 株式会 社日立製作所日立工場内 (72)発明者 岩中 光文 茨城県日立市幸町３丁目１番１号 株式会 社日立製作所日立工場内 (72)発明者 永野 毅 神奈川県横浜市戸塚区戸塚町5030番地 株 式会社日立製作所ソフトウエア工場内 (72)発明者 石田 勇人 茨城県日立市幸町三丁目２番１号 日立エ ンジニアリング株式会社内

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 インバータ出力電圧波形パターンを格納
   したメモリから所定のサンプリング周期ごとに出力電圧
   の瞬時値を読出し、該読出した瞬時値に基づいてインバ
   ータ出力電圧を制御するインバータの制御方法におい
   て、インバータ出力電圧と該インバータと並列運転され
   る交流電源電圧との位相差を検出し、該位相差に基づい
   て前記サンプリングの周波数を変化させることを特徴と
   するインバータの位相制御方法。
2. 【請求項２】 インバータ出力電圧と該インバータと並
   列運転される交流電源電圧との位相差を検出・算出する
   位相差算出手段と、周波数の異なる複数の発振手段と、
   前記インバータ出力電圧波形パターン記憶手段と、前記
   算出された位相差から前記インバータ出力電圧の周期を
   算出しその算出結果に基づき前記インバータ出力電圧波
   形パターンの分割並びに前記発振手段を選択する周期決
   定手段を具備してなるインバータの位相制御装置。
3. 【請求項３】 請求項２において、位相差算出手段とし
   て、前記交流電源電圧の０度位相時点ででリセットさ
   れ、一定周期の周波数信号を計数して位相差を検出する
   位相検出手段を有し、前記インバータ出力電圧又は出力
   電圧波形パターンの０度位相の時点で、前記位相検出手
   段により位相差を検出する手段を含んで成るインバータ
   の位相制御装置。
4. 【請求項４】 請求項２において、位相差を検出する手
   段として、前記交流電源電圧の０度位相時点ででリセッ
   トされ、一定周期の周波数信号を計数して位相差を検出
   する位相検出手段を有し、前記インバータ出力電圧又は
   指令パターンの１８０度位相の時点で、前記位相検出手
   段により位相差を検出する手段を含んで成るインバータ
   の位相制御装置。
5. 【請求項５】 請求項２において、インバータの前記出
   力電圧波形パターンを半周期ごとに複数の期間に分割
   し、各期間ごとに前記発振手段の１つを選択して成るイ
   ンバータの位相制御装置。
6. 【請求項６】 請求項５において、インバータの前記出
   力電圧波形パターンの期間分割及び発振手段の周波数を
   前半周期と後半周期を同一として成るインバータの位相
   制御装置。
7. 【請求項７】 請求項６において、インバータの前記出
   力電圧波形パターンの半周期の期間分割及び発振手段の
   周波数を、前半４分の１周期と後半４分の１周期を９０
   度位相の時点を対称軸にして対称として成なるインバー
   タの位相制御装置。
8. 【請求項８】 インバータ出力電圧と該インバータと並
   列運転される交流電源電圧との位相差を検出・算出する
   位相差算出手段と、周波数の異なる複数の発振手段と、
   前記インバータ出力電圧波形パターン記憶手段と、前記
   算出された位相差から前記インバータ出力電圧の周期を
   算出しその算出結果に基づき前記インバータ出力電圧波
   形パターンの分割並びに前記発振手段を選択する周期決
   定手段を具備してなるインバータの位相制御装置を含ん
   でなる無停電電源装置。