JPS5911274B2 - 無整流子電動機の制御装置 - Google Patents
無整流子電動機の制御装置Info
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- JPS5911274B2 JPS5911274B2 JP51100383A JP10038376A JPS5911274B2 JP S5911274 B2 JPS5911274 B2 JP S5911274B2 JP 51100383 A JP51100383 A JP 51100383A JP 10038376 A JP10038376 A JP 10038376A JP S5911274 B2 JPS5911274 B2 JP S5911274B2
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Description
【発明の詳細な説明】
１０本発明は正弦波サイクロコンバータ駆動による無整
流子電動機の制御装置に関する。
流子電動機の制御装置に関する。
無整流子電動機としては、同期電動機の電機子電流を正
弦波になるように制御するものがある。
弦波になるように制御するものがある。
そして、この無整流子電動機において３相平衡し１５た
正弦波出力電流を流した場合、３相合成トルクは脈動の
ないフラットなものとなるが、実際の出力電流はリップ
ルを含む。また、順変換器、逆変換器を切換えるときに
は電源側で短絡しない様に電流をゼロにして切換える必
要があり、このため２０電流ゼロ期間が生ずる。その上
、周波数を上げるにしたがつて高調波が多くなり、各相
が不平衡となる。
正弦波出力電流を流した場合、３相合成トルクは脈動の
ないフラットなものとなるが、実際の出力電流はリップ
ルを含む。また、順変換器、逆変換器を切換えるときに
は電源側で短絡しない様に電流をゼロにして切換える必
要があり、このため２０電流ゼロ期間が生ずる。その上
、周波数を上げるにしたがつて高調波が多くなり、各相
が不平衡となる。
このため合成トルクの脈動は大きくなり、入力側に不整
数次調波を含んだ変調波がより多く発生し、系統側に悪
影２５響を及ぼす。特に大容量の場合は、３相出力電流
を平衡させる必要性が大である。第１図は従来の無整流
子電動機の制御装置のブロック線図である。
数次調波を含んだ変調波がより多く発生し、系統側に悪
影２５響を及ぼす。特に大容量の場合は、３相出力電流
を平衡させる必要性が大である。第１図は従来の無整流
子電動機の制御装置のブロック線図である。
図において、１０はＵ、Ｖ、Ｗ相巻線からなる電機子巻
線１１と、図示しない３０励磁装置によつて励磁される
界磁巻線１２からなる同期電動機である。この同期電動
機１０の電機子各相巻線には、それぞれ制御整流器１３
１、１３２、１３３により電流１ｕ、１り、１ｗが供給
される。制御整流器１３１〜１３｜には交流電源母線１
４１３５〜１４｜を介して電源変圧器１６から交流電力
が供給される。交流電源母線１４１〜１４｜の各々には
それぞれ変流器１５１〜１５｜が設けられており、電流
が取出される。この取出された電流は電流検出器１９１
〜１９，に与えられ、これら電流検出器の出力は制御系
に与えられて電流制御に用いられる。制御系は、速度制
御系と電流制御系とからなる。
線１１と、図示しない３０励磁装置によつて励磁される
界磁巻線１２からなる同期電動機である。この同期電動
機１０の電機子各相巻線には、それぞれ制御整流器１３
１、１３２、１３３により電流１ｕ、１り、１ｗが供給
される。制御整流器１３１〜１３｜には交流電源母線１
４１３５〜１４｜を介して電源変圧器１６から交流電力
が供給される。交流電源母線１４１〜１４｜の各々には
それぞれ変流器１５１〜１５｜が設けられており、電流
が取出される。この取出された電流は電流検出器１９１
〜１９，に与えられ、これら電流検出器の出力は制御系
に与えられて電流制御に用いられる。制御系は、速度制
御系と電流制御系とからなる。
速度制御系はセルシン発信器２１の３相巻線２２の出力
Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗが同期整流回路２３，〜２３，を介し
て掛算器２０，〜２０，に与えられ速度制御回路２４の
出力と乗算されて速度制御信号とされる。そして、この
速度制御信号は電流検出器１９，〜１９，の出力と突合
わされた上で、電流制御回路１８，〜１８，および位相
制御回路１７，〜１７，を介して制御整流器１３，〜１
３，に電流制御信号として与えられる。この制御系にお
いて、セルシン発信器２１の各相出力電圧Ｅｕ，Ｅｖ，
Ｅｗは第２図に示すようになり、この出力電圧が同期整
流回路２３，〜２３３によつて同期整流され、更に同期
整流回路のフイルタ部を介することによつて、出力信号
は同図のＳｕ，Ｓｖ，Ｓｗのようになる。
Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗが同期整流回路２３，〜２３，を介し
て掛算器２０，〜２０，に与えられ速度制御回路２４の
出力と乗算されて速度制御信号とされる。そして、この
速度制御信号は電流検出器１９，〜１９，の出力と突合
わされた上で、電流制御回路１８，〜１８，および位相
制御回路１７，〜１７，を介して制御整流器１３，〜１
３，に電流制御信号として与えられる。この制御系にお
いて、セルシン発信器２１の各相出力電圧Ｅｕ，Ｅｖ，
Ｅｗは第２図に示すようになり、この出力電圧が同期整
流回路２３，〜２３３によつて同期整流され、更に同期
整流回路のフイルタ部を介することによつて、出力信号
は同図のＳｕ，Ｓｖ，Ｓｗのようになる。
この出力信号Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗは同期電動機１０の電機
子電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗと同相になり、これら出力信号
Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗと速度制御回路２４の出力電圧とが掛
算器２０，〜２０，で掛算されて得られた信号がそれぞ
れ１工，Ｖ，Ｗ相の電機子電流の基準として用いられ各
相の電流が制御される。この結果、電機子巻線のＵ，Ｖ
，Ｗ相にはそれぞれ第２図にＩｕ，Ｉ，Ｉｗとして示す
ような電機子電圧と同相の電流が流れ、同期電動機１０
は所定のトルクを発生して回転する。しかしながら、Ｕ
，Ｖ，Ｗ各相の電機子電流の制御は独立に行つているた
め、主回路の電鼾インビーダンスがＵ，，Ｗ各相で異な
つたり、または電流検出器１９，〜１９，とか同期整流
回路２３，〜２３，とかによる相互間のばらつきがある
と、電流１ｕ，Ｉ，Ｉｗが不平衡となる。
子電圧Ｅｕ，Ｅｖ，Ｅｗと同相になり、これら出力信号
Ｓｕ，Ｓｖ，Ｓｗと速度制御回路２４の出力電圧とが掛
算器２０，〜２０，で掛算されて得られた信号がそれぞ
れ１工，Ｖ，Ｗ相の電機子電流の基準として用いられ各
相の電流が制御される。この結果、電機子巻線のＵ，Ｖ
，Ｗ相にはそれぞれ第２図にＩｕ，Ｉ，Ｉｗとして示す
ような電機子電圧と同相の電流が流れ、同期電動機１０
は所定のトルクを発生して回転する。しかしながら、Ｕ
，Ｖ，Ｗ各相の電機子電流の制御は独立に行つているた
め、主回路の電鼾インビーダンスがＵ，，Ｗ各相で異な
つたり、または電流検出器１９，〜１９，とか同期整流
回路２３，〜２３，とかによる相互間のばらつきがある
と、電流１ｕ，Ｉ，Ｉｗが不平衡となる。
また、周波数を上げると、これに伴つて高調波が多くな
り各相が不平衡となる。
り各相が不平衡となる。
第３図Ａ，ｂは各相電流の不平衡の様子を示したもので
、各相の電流が不平衡になると中性点へ３相の和、差の
交流電流が流れ、中性点電流が平坦にならない。このた
め合成トルクの脈動が大きくなり、入力側では不整数次
調波を含んだ変調波がより多く発生し、系統側に悪影響
を及ぼす。本発明は上述の点に鑑みなされたもので、各
相の電流を平衡させ得る正弦波サイクロコンバータ駆動
による無整流子電動機の制御装置を提供することを目的
とする。
、各相の電流が不平衡になると中性点へ３相の和、差の
交流電流が流れ、中性点電流が平坦にならない。このた
め合成トルクの脈動が大きくなり、入力側では不整数次
調波を含んだ変調波がより多く発生し、系統側に悪影響
を及ぼす。本発明は上述の点に鑑みなされたもので、各
相の電流を平衡させ得る正弦波サイクロコンバータ駆動
による無整流子電動機の制御装置を提供することを目的
とする。
この目的達成のため、本発明では、中性点電流、または
各相電流を検出して演算回路に加えることにより電流不
平衡に応じた信号を取出し、この信号に基づいて制御整
流器の点弧制御を行う正弦波サイクロコンバータ駆動に
よる無整流子電動機の制御装置を構成したものである。
各相電流を検出して演算回路に加えることにより電流不
平衡に応じた信号を取出し、この信号に基づいて制御整
流器の点弧制御を行う正弦波サイクロコンバータ駆動に
よる無整流子電動機の制御装置を構成したものである。
以下第４図乃至第１１図を参照して本発明の実施例を説
明する。
明する。
第４図において、２５は中性点電流を検出する電流検出
回路であり、この出力信号は不完全積分器２６，〜２６
３のそれぞれに与えられる。
回路であり、この出力信号は不完全積分器２６，〜２６
３のそれぞれに与えられる。
そして、不完全積分器２６，〜２６，の各出力信号はそ
れぞれ掛算器２０，〜２０，の各出力信号と加算された
上で電流制御回路１８１〜１８，に与えられる。これら
の電流制御回路１８，〜１８，の出力は反極性偏差分と
なり、この偏差分が位相制御回路１７，〜１７，の各々
を介して制御整流器１３，〜１３，に与えられ、その点
弧位相制御が行われる。これに各電機子巻線電流１ｕ，
Ｉｖ，Ｉｗが平衡するように制御が行われる。第５図は
第４図の回路における不完全積分器２６，〜２６，の回
路構成、および電流制御回路１８，〜１８，の入力部を
示したものである。
れぞれ掛算器２０，〜２０，の各出力信号と加算された
上で電流制御回路１８１〜１８，に与えられる。これら
の電流制御回路１８，〜１８，の出力は反極性偏差分と
なり、この偏差分が位相制御回路１７，〜１７，の各々
を介して制御整流器１３，〜１３，に与えられ、その点
弧位相制御が行われる。これに各電機子巻線電流１ｕ，
Ｉｖ，Ｉｗが平衡するように制御が行われる。第５図は
第４図の回路における不完全積分器２６，〜２６，の回
路構成、および電流制御回路１８，〜１８，の入力部を
示したものである。
まず不完全積分器２６は完全積分器に対比すべきもので
、完全積分器が演算増幅器の帰還要素としてコンデンサ
のみであるのに対し、コンデンサと抵抗との直列回路が
用いられる。そして、不完全積分器は制御要素としては
比例ゲインと１次遅れ要素とからなり、完全積分器が積
分要素のみであるのとは異なる。また制御動作は不完全
積分器がＰＩ動作、完全積分器がＩ動作である。第５図
における不完全積分器は演算増幅器０Ａの反転入力端と
出力端との間に、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１との直列接
続による帰還回路を接続し、また入力端と入力信号源と
の間には抵抗Ｒ１を接続する。
、完全積分器が演算増幅器の帰還要素としてコンデンサ
のみであるのに対し、コンデンサと抵抗との直列回路が
用いられる。そして、不完全積分器は制御要素としては
比例ゲインと１次遅れ要素とからなり、完全積分器が積
分要素のみであるのとは異なる。また制御動作は不完全
積分器がＰＩ動作、完全積分器がＩ動作である。第５図
における不完全積分器は演算増幅器０Ａの反転入力端と
出力端との間に、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ１との直列接
続による帰還回路を接続し、また入力端と入力信号源と
の間には抵抗Ｒ１を接続する。
この場合、入力信号源は電流検出回路２５である。不完
全積分器２６１〜２６，の各出力ＫｉＯは抵抗Ｒ，を介
して電流制御回路１８，〜１８，に与えられる。
全積分器２６１〜２６，の各出力ＫｉＯは抵抗Ｒ，を介
して電流制御回路１８，〜１８，に与えられる。
電流制御回路１８１〜１８，には他に、抵抗Ｒ４を介し
て掛算器２０，〜２０，の出力Ｃｕ，Ｃｖ，Ｃｗ，およ
び抵抗Ｒ，を介して電流検出器１９１〜１９，の出力Ｅ
ｕ（Ｉｕ），Ｅｖ（１），Ｅｗ（Ｉｗ）がそれぞれ与え
られ、これら３信号が突合わされる。次に上記回路の動
作を第５図、第６図を用いて説明する。
て掛算器２０，〜２０，の出力Ｃｕ，Ｃｖ，Ｃｗ，およ
び抵抗Ｒ，を介して電流検出器１９１〜１９，の出力Ｅ
ｕ（Ｉｕ），Ｅｖ（１），Ｅｗ（Ｉｗ）がそれぞれ与え
られ、これら３信号が突合わされる。次に上記回路の動
作を第５図、第６図を用いて説明する。
第６図は、電流検出器１９１〜１９，の相互間のばらつ
きがあつたときの波形である。第５図において、Ｃｕ，
Ｃｖ，Ｃｗは第６図ａの様に３相平衡された掛算器２０
，〜２０，の出力信号、つまり、電流基準信号である。
又Ｅｕ（Ｉｕ），Ｅｖ（Ｉｖ），Ｅｗ（Ｉｗ）は電流検
出器１９１〜１９，の相互間のばらつきにより、第６図
ｂの波形が生ずる。時刻Ｔ。から時刻Ｔ，において、Ｅ
ｕ（Ｉｕ），Ｅｖ（Ｉｖ），Ｅｗ（Ｉｗ）は３相平衡さ
れているので、電流検出回路２５の出力信号Ｅ。は第６
図ｃの様にフラツトになつている。この状態においては
、不完全積分器２６，〜２６，の出力信号は第６図ｄで
示している様にフラツトとなり、電流基準信号Ｃｕ，Ｃ
ｖ，Ｃｗを変化させない。次に時刻Ｔ，から時刻Ｔ２に
なると、Ｅｖ（Ｉｖ）が他のＥｗ（Ｉｗ），Ｅｕ（Ｉｕ
）よりも小さく、電流検出回路２５の出力信号Ｅ。は第
６図ｃの様に負側に変化する。負側に変化した量を不完
全積分器２６，〜２６３でＫｅＯの量にそれぞれ分担し
、電流制御回路１８１〜１８，に与え、電流基準を変化
させる。この変化の状態を示したのが第６図ｅである。
第６図ｅは、第６図ａに示した電流基準信号Ｃｕ，Ｃｖ
，Ｃｗが第５図に示すように抵抗Ｒ，に印加されたとき
この抵抗Ｒ４に流れる電流Ｃｕ（１），Ｃｖ（１），Ｃ
ｗ（１）と、不完全積分器２６，〜２６，の補償信号Ｋ
′ＥＯが第５図に示すように抵抗Ｒ，に印加されたとき
この抵抗Ｒ，に流れる電流ＫｉＯ（１）との関係を示し
た動作波形図である。点線が抵抗Ｒ４に流れる電流Ｃｕ
（１），Ｃｖ（１），Ｃｗ（１）、実線が抵抗Ｒ，に流
れる電流ＫｅＯ（１）、１点鎖線が抵抗Ｒ，，Ｒ４で加
算された電流である。この１点鎖線で示した電流Ｃｕ（
１）＋ＫｅＯ（１）を電流制御回路１８１にＣ３ｖ（［
）＋Ｋ′ＥＯ（１）を電流制御回路１８２′に、Ｃｗ（
１）＋ＫｅＯ（１）を電流制御回路１８，にそれぞれ変
化量を与え、第６図ｃの負側に変化したＥ。打消す様に
、電流制御回路１８，〜１８２の入力電流を変化させる
。時刻Ｔ２から時刻Ｔ，までは前記にて説明した様に同
じ動作をくり返す。この補償量を電流制御回路１８１〜
１８２に与え、位相制御回路１７１〜１７，を介して制
御整流器１３，〜１３，の点弧位相制御が行われ、中性
点電流はフラツトとなり３相電流１ｕ，Ｉｖ，Ｉｗが平
衡する。第７図は本発明の他の実施例を示したものであ
る。
きがあつたときの波形である。第５図において、Ｃｕ，
Ｃｖ，Ｃｗは第６図ａの様に３相平衡された掛算器２０
，〜２０，の出力信号、つまり、電流基準信号である。
又Ｅｕ（Ｉｕ），Ｅｖ（Ｉｖ），Ｅｗ（Ｉｗ）は電流検
出器１９１〜１９，の相互間のばらつきにより、第６図
ｂの波形が生ずる。時刻Ｔ。から時刻Ｔ，において、Ｅ
ｕ（Ｉｕ），Ｅｖ（Ｉｖ），Ｅｗ（Ｉｗ）は３相平衡さ
れているので、電流検出回路２５の出力信号Ｅ。は第６
図ｃの様にフラツトになつている。この状態においては
、不完全積分器２６，〜２６，の出力信号は第６図ｄで
示している様にフラツトとなり、電流基準信号Ｃｕ，Ｃ
ｖ，Ｃｗを変化させない。次に時刻Ｔ，から時刻Ｔ２に
なると、Ｅｖ（Ｉｖ）が他のＥｗ（Ｉｗ），Ｅｕ（Ｉｕ
）よりも小さく、電流検出回路２５の出力信号Ｅ。は第
６図ｃの様に負側に変化する。負側に変化した量を不完
全積分器２６，〜２６３でＫｅＯの量にそれぞれ分担し
、電流制御回路１８１〜１８，に与え、電流基準を変化
させる。この変化の状態を示したのが第６図ｅである。
第６図ｅは、第６図ａに示した電流基準信号Ｃｕ，Ｃｖ
，Ｃｗが第５図に示すように抵抗Ｒ，に印加されたとき
この抵抗Ｒ４に流れる電流Ｃｕ（１），Ｃｖ（１），Ｃ
ｗ（１）と、不完全積分器２６，〜２６，の補償信号Ｋ
′ＥＯが第５図に示すように抵抗Ｒ，に印加されたとき
この抵抗Ｒ，に流れる電流ＫｉＯ（１）との関係を示し
た動作波形図である。点線が抵抗Ｒ４に流れる電流Ｃｕ
（１），Ｃｖ（１），Ｃｗ（１）、実線が抵抗Ｒ，に流
れる電流ＫｅＯ（１）、１点鎖線が抵抗Ｒ，，Ｒ４で加
算された電流である。この１点鎖線で示した電流Ｃｕ（
１）＋ＫｅＯ（１）を電流制御回路１８１にＣ３ｖ（［
）＋Ｋ′ＥＯ（１）を電流制御回路１８２′に、Ｃｗ（
１）＋ＫｅＯ（１）を電流制御回路１８，にそれぞれ変
化量を与え、第６図ｃの負側に変化したＥ。打消す様に
、電流制御回路１８，〜１８２の入力電流を変化させる
。時刻Ｔ２から時刻Ｔ，までは前記にて説明した様に同
じ動作をくり返す。この補償量を電流制御回路１８１〜
１８２に与え、位相制御回路１７１〜１７，を介して制
御整流器１３，〜１３，の点弧位相制御が行われ、中性
点電流はフラツトとなり３相電流１ｕ，Ｉｖ，Ｉｗが平
衡する。第７図は本発明の他の実施例を示したものであ
る。
この場合電流検出器１９，〜１９，の出力信号、Ｅｕ，
ｅｖ，ｅｗの一方をそれぞれ電流検出回路２５１〜２５
，に与え、他方を不完全積分器２６１〜２６，に与える
。又、電流検出回路２５１〜２５，の出力信号を、前記
の不完全積分器２６１〜２６，に与え、３相電流の不平
衡を検出する。３相電流に不平衡が生ずると、電流検出
器１９１〜１９，と、電流検出回路２５，〜２５，と、
不完全積分器２６１〜２６，とにより、不完全積分器２
６１〜２６，にＫｅｕＯ・ＫｅｖＯ，ＫｅｗＯが検出さ
れ、この信号を掛算器２０，〜２０，の出力Ｃｕ，Ｃｖ
，Ｃｗである電流基準に加算し、電流基準の大きさを変
化させる。
ｅｖ，ｅｗの一方をそれぞれ電流検出回路２５１〜２５
，に与え、他方を不完全積分器２６１〜２６，に与える
。又、電流検出回路２５１〜２５，の出力信号を、前記
の不完全積分器２６１〜２６，に与え、３相電流の不平
衡を検出する。３相電流に不平衡が生ずると、電流検出
器１９１〜１９，と、電流検出回路２５，〜２５，と、
不完全積分器２６１〜２６，とにより、不完全積分器２
６１〜２６，にＫｅｕＯ・ＫｅｖＯ，ＫｅｗＯが検出さ
れ、この信号を掛算器２０，〜２０，の出力Ｃｕ，Ｃｖ
，Ｃｗである電流基準に加算し、電流基準の大きさを変
化させる。
この電流基準の変化量にて、電流制御回路１８，〜１８
，と位相制御回路１ｒ，〜１７，と制御整流器１３，〜
１３，により、平衡制御を行なう。この、動作をより詳
細に説明するために第８図と、第９図を用いて説明する
。第９図ａは掛算器２０，〜２０，の出力信号、Ｃｕ，
Ｃｖ，Ｃｗの電流基準信号である。第９図ｂは電流検出
器１９１〜１９，の相互間のばらつきがあつたときの波
形ＥＵｙｅＶ９ｅＷであるｏこのＥＵ９ｅＶツＥｗが第
８図の電流検出回路２５、不完全積分器２６、にそれぞ
れ与えられる。例えばその１つ電流検出回路２５，と、
不完全積分器２６，において、動作説明する。電流検出
器２５、不完全積分器２６に使用している抵抗Ｒｌｌ，
Ｒｌ２，Ｒｌ３，Ｒｌ４，Ｒｌ６，Ｒｌ７，Ｒｌ８は同
じ抵抗値である。但し、抵抗Ｒｌ５は比例ゲインを決め
るための抵抗値で、他の抵抗値とは異なる。電流検出回
路２５，の抵抗Ｒ１ｌに電流検出器１９２の出力信号Ｅ
ｖを与え、電流検出回路２５１の抵抗Ｒｌ２に電流検出
器１９，の出力信号Ｅｗを与えると、演算増幅器０Ａ，
とその入出力端間の抵抗Ｒｌ３とによにより反転増幅さ
れ、第９図Ｃｉ７王τ；一信号として出力される。また
、不完全積分器２６１の他の１端に、電流検出器１９，
の出力信号Ｅｕを入力し、演算増幅器０Ａ，の抵抗Ｒ１
ｒに与えると、この演算増幅器０Ａ，とその入出力間の
抵抗Ｒｌ８により反転増幅されて第９図ＣＯＩ）Ｅｕ信
号として出力される。この演算増幅器０Ａ１・０Ａ，の
出力をそれぞれ不完全積分器を構成している入力抵抗Ｒ
ｌ４，Ｒｌ６に入力信号として与える。
，と位相制御回路１ｒ，〜１７，と制御整流器１３，〜
１３，により、平衡制御を行なう。この、動作をより詳
細に説明するために第８図と、第９図を用いて説明する
。第９図ａは掛算器２０，〜２０，の出力信号、Ｃｕ，
Ｃｖ，Ｃｗの電流基準信号である。第９図ｂは電流検出
器１９１〜１９，の相互間のばらつきがあつたときの波
形ＥＵｙｅＶ９ｅＷであるｏこのＥＵ９ｅＶツＥｗが第
８図の電流検出回路２５、不完全積分器２６、にそれぞ
れ与えられる。例えばその１つ電流検出回路２５，と、
不完全積分器２６，において、動作説明する。電流検出
器２５、不完全積分器２６に使用している抵抗Ｒｌｌ，
Ｒｌ２，Ｒｌ３，Ｒｌ４，Ｒｌ６，Ｒｌ７，Ｒｌ８は同
じ抵抗値である。但し、抵抗Ｒｌ５は比例ゲインを決め
るための抵抗値で、他の抵抗値とは異なる。電流検出回
路２５，の抵抗Ｒ１ｌに電流検出器１９２の出力信号Ｅ
ｖを与え、電流検出回路２５１の抵抗Ｒｌ２に電流検出
器１９，の出力信号Ｅｗを与えると、演算増幅器０Ａ，
とその入出力端間の抵抗Ｒｌ３とによにより反転増幅さ
れ、第９図Ｃｉ７王τ；一信号として出力される。また
、不完全積分器２６１の他の１端に、電流検出器１９，
の出力信号Ｅｕを入力し、演算増幅器０Ａ，の抵抗Ｒ１
ｒに与えると、この演算増幅器０Ａ，とその入出力間の
抵抗Ｒｌ８により反転増幅されて第９図ＣＯＩ）Ｅｕ信
号として出力される。この演算増幅器０Ａ１・０Ａ，の
出力をそれぞれ不完全積分器を構成している入力抵抗Ｒ
ｌ４，Ｒｌ６に入力信号として与える。
この入力信号は入出力端間に直列接続された抵抗Ｒｌ５
とコンデンサＣ，５と演算増幅器０Ａ２とにより反転増
幅され第９図ＣＫｅｕＯ信号として出力される。つまり
このＫｅｕＯの信号が電流検出器１９，〜１９，の相互
間のばらつきによる３相不平衡電流分である。第９図ｄ
は他の１つ電流検出器２５２と不完全積分器２６２によ
つて電流検出器１９，〜１９，の相互間のばらつきによ
る３相不平衡電流分を検出したＫｅｖＯの動作波形、又
、第９図ｅは電流検出回路２５と不完全積分器２６，に
よつて同様に３相不平衡電流分を検出したＫｅｗＯの動
作波形である。この３相不平衡電流分を検出した信号つ
まり補償信号ＫｅｕＯ，ＫｅｖＯ，ＫｅｗＯと第９図ａ
の掛算器２０，〜２０，の出力信号Ｃｕ，Ｃｖ，Ｃｗと
を第５図の電流制御回路１８，〜１８３の入力抵抗Ｒ，
，Ｒ４に与える。この様にすれば第６図ｅの動作波形で
説明した様に電流基準を変化させ、３相電流の不平衡を
電流制御回路１８，〜１８，と位相制御回路１７，〜１
７，と制御整流器１３１〜１３，により平衡制御を行な
う。第１０図、第１１図は、適用電動機が誘導電動機で
ある場合の各実施例を示したものである。
とコンデンサＣ，５と演算増幅器０Ａ２とにより反転増
幅され第９図ＣＫｅｕＯ信号として出力される。つまり
このＫｅｕＯの信号が電流検出器１９，〜１９，の相互
間のばらつきによる３相不平衡電流分である。第９図ｄ
は他の１つ電流検出器２５２と不完全積分器２６２によ
つて電流検出器１９，〜１９，の相互間のばらつきによ
る３相不平衡電流分を検出したＫｅｖＯの動作波形、又
、第９図ｅは電流検出回路２５と不完全積分器２６，に
よつて同様に３相不平衡電流分を検出したＫｅｗＯの動
作波形である。この３相不平衡電流分を検出した信号つ
まり補償信号ＫｅｕＯ，ＫｅｖＯ，ＫｅｗＯと第９図ａ
の掛算器２０，〜２０，の出力信号Ｃｕ，Ｃｖ，Ｃｗと
を第５図の電流制御回路１８，〜１８３の入力抵抗Ｒ，
，Ｒ４に与える。この様にすれば第６図ｅの動作波形で
説明した様に電流基準を変化させ、３相電流の不平衡を
電流制御回路１８，〜１８，と位相制御回路１７，〜１
７，と制御整流器１３１〜１３，により平衡制御を行な
う。第１０図、第１１図は、適用電動機が誘導電動機で
ある場合の各実施例を示したものである。
第１０図において１０は１工，，Ｗ相巻線からなる一次
巻線１１と、Ｕ，ｖ，ｗ、相巻線からなる二次巻線１２
からなり、二次巻線のＵ，ｖ，ｗ、はそれぞれ接続され
ている誘導電動機である。この誘導電動機１０の一次巻
線の各相にはそれぞれ制御整流器１３，，１３２，１３
，により、電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが供給される。制御整
流器１３１〜１３，には交流電源母線１４，〜１４，を
介して電源変圧器１６から交流電力が供給される。交流
電源母線１４，〜１４，の各々にはそれぞれ変流器１５
，〜１５，が設けられており、電流が取出される。この
取出された電流は電流検出器１９，〜１９，に与えられ
、これらの電流検出器の出力は電流制御に用いられる。
この制御系は、電圧制御系と、電流制御系とからなる。
電圧制御系は制御整流器１３，〜１３，と誘導電動機１
０の各相に接線されている所から、各相の電圧を検出す
るために２７の端子電圧検出器を設ける。この端子電圧
検出器２７の出力信号は電圧帰還信号として用いる。こ
の端子電圧検出器２７の出力信号は電圧基準信号ＦＲと
突き合せ電圧制御回路３０に与え、その出力信号は掛算
器２０，〜２０，に印加して電流基準信号として用いら
れる。
巻線１１と、Ｕ，ｖ，ｗ、相巻線からなる二次巻線１２
からなり、二次巻線のＵ，ｖ，ｗ、はそれぞれ接続され
ている誘導電動機である。この誘導電動機１０の一次巻
線の各相にはそれぞれ制御整流器１３，，１３２，１３
，により、電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗが供給される。制御整
流器１３１〜１３，には交流電源母線１４，〜１４，を
介して電源変圧器１６から交流電力が供給される。交流
電源母線１４，〜１４，の各々にはそれぞれ変流器１５
，〜１５，が設けられており、電流が取出される。この
取出された電流は電流検出器１９，〜１９，に与えられ
、これらの電流検出器の出力は電流制御に用いられる。
この制御系は、電圧制御系と、電流制御系とからなる。
電圧制御系は制御整流器１３，〜１３，と誘導電動機１
０の各相に接線されている所から、各相の電圧を検出す
るために２７の端子電圧検出器を設ける。この端子電圧
検出器２７の出力信号は電圧帰還信号として用いる。こ
の端子電圧検出器２７の出力信号は電圧基準信号ＦＲと
突き合せ電圧制御回路３０に与え、その出力信号は掛算
器２０，〜２０，に印加して電流基準信号として用いら
れる。
又、電圧基準信号ＦＲは３進計数発振器２８に入力され
、電圧基準信号ＦＲに比例した周波数を出力する。この
電圧基準信号ＦＲは絶対値変換回路２９にも入力され、
二方向の出力信号を発生させる。ここで３進計数発振器
２８の動作を第１２図の詳細回路図、第１３図の動作波
形図を用いて説明すると、５０は第１３図１。
、電圧基準信号ＦＲに比例した周波数を出力する。この
電圧基準信号ＦＲは絶対値変換回路２９にも入力され、
二方向の出力信号を発生させる。ここで３進計数発振器
２８の動作を第１２図の詳細回路図、第１３図の動作波
形図を用いて説明すると、５０は第１３図１。
のアナログ信号を第１３図１１のパルス信号に変換する
Ｖ／Ｆ変換器、５１１〜５１３は第１３図１１のパルス
信号を６パルス入力して１周期カウントするＤ形フリツ
プフロツプによるＤ形記憶回路であつて、まず、時点Ｔ
ＯにてＤ形記憶回路５１，〜５１，のクリア入力１，を
解除し、Ｄ型記憶回路５１，のＱ出力信号１３を“ビの
状態に保ち、Ｄ形記憶回路５１，のＤに入力する。次に
時点Ｔ，にてＤ形記憶回路５１１〜５１，のＣＰにおけ
る信号１１力げ１″となるとＤ形記憶回路５１，のＱ出
力信号１，ば０″から゛１”へ変化する。この信号を次
のＤ形記憶回路５１２のＤに入力する。時点Ｔ，にて信
号１１が“１”となると、Ｄ形記憶回路５１，はＤが４
１″の状態にあり、信号１，は６１″の状態を保つがＤ
形記臆回路５１２のＱ出力信号１４ばビから“Ｏ”へ変
化する。一方Ｄ形記憶回路５１，のＱ出力は“０″から
６１１に変化して次のＤ形記憶回路５１，のＤＫ″１″
を入力する。時点Ｔ，にて信号１，が″１″となると、
Ｄ形記憶回路５１１，５１２はＤ力げ１″の状態にある
ため信号１２は″１１，信号１４は″０″を保つ。しか
し、Ｄ形記憶回路５１，のＱ出力信号１３は、Ｄ形記憶
回路５１，のＤが６ビであるため″０７から“ｌ”に変
化する。一方、Ｄ形記憶回路５１，のＱ出力信号ハは、
Ｄ形記憶回路５１，のＤに帰還され、″１″から６０″
へ変化する。時点Ｔ４にて信号１１が”１″となるとＤ
形記憶回路５１，のＱ出力信号１２力げ１″から００″
へ変化する。この様にＤ形記憶回路５１，〜５１，のＤ
の条件により出力信号は決められ、この３進計数発振器
２８は６パルス入力にて１周期カウントするものである
。３１，〜３１，は正弦波関数発生器で、波高値一定の
正弦波を出力させるため、３進計数発振器２８の出力信
号と、絶対値変換回路２９の出力信号が正弧波関数発生
器３１，〜３１，にそれぞれ与えられる。
Ｖ／Ｆ変換器、５１１〜５１３は第１３図１１のパルス
信号を６パルス入力して１周期カウントするＤ形フリツ
プフロツプによるＤ形記憶回路であつて、まず、時点Ｔ
ＯにてＤ形記憶回路５１，〜５１，のクリア入力１，を
解除し、Ｄ型記憶回路５１，のＱ出力信号１３を“ビの
状態に保ち、Ｄ形記憶回路５１，のＤに入力する。次に
時点Ｔ，にてＤ形記憶回路５１１〜５１，のＣＰにおけ
る信号１１力げ１″となるとＤ形記憶回路５１，のＱ出
力信号１，ば０″から゛１”へ変化する。この信号を次
のＤ形記憶回路５１２のＤに入力する。時点Ｔ，にて信
号１１が“１”となると、Ｄ形記憶回路５１，はＤが４
１″の状態にあり、信号１，は６１″の状態を保つがＤ
形記臆回路５１２のＱ出力信号１４ばビから“Ｏ”へ変
化する。一方Ｄ形記憶回路５１，のＱ出力は“０″から
６１１に変化して次のＤ形記憶回路５１，のＤＫ″１″
を入力する。時点Ｔ，にて信号１，が″１″となると、
Ｄ形記憶回路５１１，５１２はＤ力げ１″の状態にある
ため信号１２は″１１，信号１４は″０″を保つ。しか
し、Ｄ形記憶回路５１，のＱ出力信号１３は、Ｄ形記憶
回路５１，のＤが６ビであるため″０７から“ｌ”に変
化する。一方、Ｄ形記憶回路５１，のＱ出力信号ハは、
Ｄ形記憶回路５１，のＤに帰還され、″１″から６０″
へ変化する。時点Ｔ４にて信号１１が”１″となるとＤ
形記憶回路５１，のＱ出力信号１２力げ１″から００″
へ変化する。この様にＤ形記憶回路５１，〜５１，のＤ
の条件により出力信号は決められ、この３進計数発振器
２８は６パルス入力にて１周期カウントするものである
。３１，〜３１，は正弦波関数発生器で、波高値一定の
正弦波を出力させるため、３進計数発振器２８の出力信
号と、絶対値変換回路２９の出力信号が正弧波関数発生
器３１，〜３１，にそれぞれ与えられる。
正弦波関数発生器３１，〜３１３の出力信号は掛算器２
０１〜２０，に印加される。それにより掛算器２０，〜
２０３の電流基準信号は、電圧制御回路３０の出力信号
と、正弦波関数発生器３１１〜３１，の出力信号とを掛
算し、電圧と周波数の比が常に一定となる様な信号であ
る、この電圧制御系は誘導電動機１０の電圧と、周波数
の比が常に一定に制御し、定トルク制御を行なつて電流
制御系は掛算器２０，〜２０３の出力信号、つまり電流
基準信号と、前記で説明した電流検出器１９，〜１９，
の出力信号と突合せ、電流制仰回路１８１〜１８，およ
び位相制御回路１７１〜１７３を介して制御整流器１３
，〜１３，に電流制御信号として与え、誘導電動機１０
に流れる電流を制御する。次に３相電流の不平衡を制御
するため、制御整流器１３１〜１３，の共通母線と誘導
電動機１０の一次巻線１１の、零相とを接続し、その母
線に流れる中性点電流を電流検出回路２５に検出し、そ
の出力信号Ｅ。を不完全積分器２６，〜２６３に印加す
る。この出力信号は不完全積分器２６１〜２６，によつ
て、電流制御回路１８，〜１８，にそれぞれ分担し、３
相電流の平衡制御する。この詳細な動作は前記第５図と
、第６図との動作と同一なので省略する。第１１図は第
１０図において、３相電流の平衡制御の検出点が異なる
、この検出方式は第８図に説明した回路と同一である。
０１〜２０，に印加される。それにより掛算器２０，〜
２０３の電流基準信号は、電圧制御回路３０の出力信号
と、正弦波関数発生器３１１〜３１，の出力信号とを掛
算し、電圧と周波数の比が常に一定となる様な信号であ
る、この電圧制御系は誘導電動機１０の電圧と、周波数
の比が常に一定に制御し、定トルク制御を行なつて電流
制御系は掛算器２０，〜２０３の出力信号、つまり電流
基準信号と、前記で説明した電流検出器１９，〜１９，
の出力信号と突合せ、電流制仰回路１８１〜１８，およ
び位相制御回路１７１〜１７３を介して制御整流器１３
，〜１３，に電流制御信号として与え、誘導電動機１０
に流れる電流を制御する。次に３相電流の不平衡を制御
するため、制御整流器１３１〜１３，の共通母線と誘導
電動機１０の一次巻線１１の、零相とを接続し、その母
線に流れる中性点電流を電流検出回路２５に検出し、そ
の出力信号Ｅ。を不完全積分器２６，〜２６３に印加す
る。この出力信号は不完全積分器２６１〜２６，によつ
て、電流制御回路１８，〜１８，にそれぞれ分担し、３
相電流の平衡制御する。この詳細な動作は前記第５図と
、第６図との動作と同一なので省略する。第１１図は第
１０図において、３相電流の平衡制御の検出点が異なる
、この検出方式は第８図に説明した回路と同一である。
又、電圧制御方式は第１０図の実施例と同一であるので
省略する。本発明は上述のように、中性点電流または相
電流を検出し、これら検出信号を演算回路に加えること
により得られた電流不平衡に応じた信号に基き各相電流
の平衡希ｕ御を行うようにしたため、各相電流は無論の
こと、全相についての合成トルクも脈動のない平坦なも
のとなり、また入力側では不整数次調波を含んだ変調波
が少くなり系統側に悪影響を及ぼすことがない等の利点
を有する。
省略する。本発明は上述のように、中性点電流または相
電流を検出し、これら検出信号を演算回路に加えること
により得られた電流不平衡に応じた信号に基き各相電流
の平衡希ｕ御を行うようにしたため、各相電流は無論の
こと、全相についての合成トルクも脈動のない平坦なも
のとなり、また入力側では不整数次調波を含んだ変調波
が少くなり系統側に悪影響を及ぼすことがない等の利点
を有する。
第１図は同期電動機を用いる無整流子電動機の従来の制
御装置の構成を示す回路図、第２図は第１図の装置の各
部波形を示す説明図、第３図Ａ，ｂは電流不平衡時の各
相電流、および中性点電流を示す波形図、第４図は本発
明の一実施例の構成を示すプロツク線図、第５図は第４
図の実施例に用いる不完全積分器および電流制御回路に
ついての構成を示す回路図、第６図は第５図の回路にお
ける各部波形を示す説明図、第７図は本発明の他の実施
例を示すプロツク線図、第８図は第７図の実施例に用い
る補償信号形成回路の構成を示す回路図、第９図は第８
図の回路における各部波形を示す説明図、第１０図およ
び第１１図は誘導電動機を適用対象とする本発明の更に
他の実施例を示すプロツク線図、第１２図は第１０図お
よび第１１図における実施例に使用する３進計数発振器
の構成を示す回路図、第１３図は３進計数発振器の動作
波形を示す説明図である。 １０・・・・・・電動機、１３・・・・・・制御整流器
、１７・・・・・・位相制御回路、１８・・・・・・電
流制御回路、１９・・・・・・電流検出器、２０・・・
・・・掛算器、２３・・・・・・同期整流回路、２４・
・・・・・同期整流回路、２５・・・・・・電流検出回
路、２６・・・・・・不完全積分器、２７・・・・・・
電圧検出回路、２８・・・・・・３進計数発振器、２９
・・・・・・絶対値変換回路、３０・・・・・・電圧制
御回路、３１・・・・・・正弦波関数発生器。
御装置の構成を示す回路図、第２図は第１図の装置の各
部波形を示す説明図、第３図Ａ，ｂは電流不平衡時の各
相電流、および中性点電流を示す波形図、第４図は本発
明の一実施例の構成を示すプロツク線図、第５図は第４
図の実施例に用いる不完全積分器および電流制御回路に
ついての構成を示す回路図、第６図は第５図の回路にお
ける各部波形を示す説明図、第７図は本発明の他の実施
例を示すプロツク線図、第８図は第７図の実施例に用い
る補償信号形成回路の構成を示す回路図、第９図は第８
図の回路における各部波形を示す説明図、第１０図およ
び第１１図は誘導電動機を適用対象とする本発明の更に
他の実施例を示すプロツク線図、第１２図は第１０図お
よび第１１図における実施例に使用する３進計数発振器
の構成を示す回路図、第１３図は３進計数発振器の動作
波形を示す説明図である。 １０・・・・・・電動機、１３・・・・・・制御整流器
、１７・・・・・・位相制御回路、１８・・・・・・電
流制御回路、１９・・・・・・電流検出器、２０・・・
・・・掛算器、２３・・・・・・同期整流回路、２４・
・・・・・同期整流回路、２５・・・・・・電流検出回
路、２６・・・・・・不完全積分器、２７・・・・・・
電圧検出回路、２８・・・・・・３進計数発振器、２９
・・・・・・絶対値変換回路、３０・・・・・・電圧制
御回路、３１・・・・・・正弦波関数発生器。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 交流電動機と、この電動機の各相に流れる電流を制
御する制御整流器と、この制御整流器に流れる各相電流
を検出する３つの電流検出器と、この電流検出器からの
検出信号に応じて前記制御整流器を制御動作させる電流
制御回路および位相制御回路と備えた無整流子電動機の
制御装置において、前記交流電動機の零相と前記制御整
流器の共通母線とを接続する中性線に流れる電流を検出
する電流検出回路と、この電流検出回路の出力信号に基
づき前記３つの電流検出器の出力信号とを比較する演算
回路を備え、この比較された信号を前記電流制御回路に
与えて前記交流電動機の各相電流を平衡制御することを
特徴とする正弦波サイクルコンバータ駆動による無整流
子電動機の制御装置。 ２ 交流電動機と、この電動機の各相に流れる電流を制
御する制御整流器と、この制御整流器に流れる各相電流
を検出する３つの電流検出器と、この電流検出器からの
検出信号に応じて前記制御整流器を制御動作させる電流
制御回路および位相制御回路と備えた無整流子電動機の
制御装置において、前記電流検出器の各相電流検出信号
中の２信号づつの突合わせ信号を形成する電流検出回路
と、この電流検出回路からの突合わせ信号と該検出回路
にて突合わされた２信号とは別の相電流検出信号とを入
力とし前記電流制御回路に与える制御信号を出力する演
算回路とをそなえ、前記交流電動機の各相電流を平衡制
御することを特徴とする正弦波サイクロコンバータ駆動
による無整流子電動機の制御装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP51100383A JPS5911274B2 (ja) | 1976-08-23 | 1976-08-23 | 無整流子電動機の制御装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP51100383A JPS5911274B2 (ja) | 1976-08-23 | 1976-08-23 | 無整流子電動機の制御装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5325815A JPS5325815A (en) | 1978-03-10 |
| JPS5911274B2 true JPS5911274B2 (ja) | 1984-03-14 |
Family
ID=14272479
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP51100383A Expired JPS5911274B2 (ja) | 1976-08-23 | 1976-08-23 | 無整流子電動機の制御装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5911274B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5940422A (ja) * | 1982-08-31 | 1984-03-06 | キヤノン株式会社 | キ−スイツチ |
| JPS6195025U (ja) * | 1984-11-28 | 1986-06-19 |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH0744874B2 (ja) * | 1985-08-30 | 1995-05-15 | 株式会社東芝 | 三相交流回転電機の運転方法 |
| JPS62259682A (ja) * | 1986-05-02 | 1987-11-12 | Usutani Denki Kk | 熔接装置 |
-
1976
- 1976-08-23 JP JP51100383A patent/JPS5911274B2/ja not_active Expired
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5940422A (ja) * | 1982-08-31 | 1984-03-06 | キヤノン株式会社 | キ−スイツチ |
| JPS6195025U (ja) * | 1984-11-28 | 1986-06-19 |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5325815A (en) | 1978-03-10 |
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