JP4060777B2 - 電気車制御装置 - Google Patents
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Description
図1は、本発明の第1の実施形態の構成を示すブロック図である。なお、図7に示した従来例と同一構成部分には同一番号が付されている。
ALmax = 1.0 if Flg_AllimCmd = 0
= β if Flg_AllimCmd = 1
ここに、βは所定のセット値であり、β<1.0で定義される。
Flg_AllimCmd = 1 if |IqRef| < γ
= 0 if |IqRef|>=γ
ここに、γは所定のセット値である。
Pnum = 1 if AL* < x1
= 2 if x1 <= AL* < x2
= 3 if AL* = 1
ここに、x1,x2は所定のセット値でx1<x2の関係を有するものとする。
図4は、本発明の第2の実施形態の構成を示すブロック図である。なお、図1に示す第1の実施形態と比べ、変調率リミット指令演算部31の構成が異なるため、他を省略して説明する。
Ploss = R1×(Id 2 + Iq 2 ) + ( M / L2 ) 2 × R2 × Iq 2
ここに、R1:1次抵抗、R2:2次抵抗、M:相互インダクタンス、L2:2次
自己インダクタンスである。
Tmot = K / (τ×s + 1) × Ploss + Tmot0
ここにKは熱損失から温度までの換算係数、τは熱時定数、sはラプラス演算子、
Tmot0は温度初期値である。
Flg_AllimCmd = 1 if Tmot < Tmot_Set
= 0 if Tmot >= Tmot_Set
以上により、モータの温度に基づき、1パルス制御を用いるか、1パルス制御を用いないかが決定される。前述のように、1パルス制御は損失が低いのに対し、それ以外の制御モードでは損失が増加する。よって、モータ温度が低い場合には、低騒音化が可能な1パルス制御を用いない制御モードを選択し、モータ温度が上昇した場合には、モータ温度上昇を抑制するため、損失が少ない1パルス制御を選択するようにする。よって、温度上昇によるモータ焼損あるいは保護といった信頼性の劣化を引き起こすことなく、可能な限り低騒音化を図ることができる。
図5は、本発明の第3の実施形態の構成を示すブロック図である。
IsRef=[(Kp・s+Ki)/s]・(VdcRef−Vdc)・sin(θs)
電流制御部43では、出力電流指令値IsRefに検出された出力電流Isが一致するように、次式のように出力電圧補正量Vccmpを算出する。
Vccmp = Kp・(IsRef−Is)
また、架線電圧のフィードフォワード項VsFFを電源電圧FF演算部45にて次式に算出する。ここにVs*は、架線定格電圧のコンバータ交流側への換算値である。
VsFF = Vs*・sin(θs)
加算器44では、架線電圧フィードフォワード項VsFFと出力電圧補正量Vccmpとを加算することで、コンバータの出力電圧指令値VcRefが算出できる。PWM制御部46では、コンバータの出力電圧指令値Vc*に一致した出力電圧が得られるように、コンバータ15へのゲート指令が三角波比較PWM制御等により生成される。
VdcRefCmp = K2・sin ( 6 ×θv + Δ)
ここに、K2は所定のゲイン、Δは所定の位相シフト量である。
図6は、本発明の第4の実施形態の構成を示すブロック図である。
なお、第3の実施形態、第4の実施形態のポイントは、インバータの直流電圧を脈動させ、1パルス制御を用いていても、各相出力電圧を正弦波に近づけることである。第3、第4の実施形態では、コンバータやエネルギー蓄積変換手段47を用いた構成を示したが、インバータ自身でトルク電流や励磁電流など電流をインバータ出力周波数の6倍で故意に脈動させて、インバータ直流電圧を脈動させることができる。ただし、トルク電流を脈動させた場合には、トルクに同成分が現れるため、好ましくない。一方、励磁電流をインバータ出力周波数の6倍にて脈動させても、トルクの振動にはほぼ影響を与えない。励磁電流は磁束を制御するものであるが、磁束の応答時定数は数百msである。インバータ出力周波数の6倍とは、数百Hzのオーダーであるため、磁束はほぼ反応しない。よって、トルク電流は一定とし、励磁電流をインバータ出力周波数の6倍にて脈動させることで、インバータ直流電圧を同周波数にて脈動させることが可能となる。これにより、低騒音化が期待できる。
図8は、本発明の第5の実施形態の構成を示すブロック図である。
2…フィルタコンデンサ
3…主電動機
4,35,50…電流検出器
5…電圧演算部
6,7…座標変換部
8…積分器
9…ゲート指令演算部
10…速度検出部
11…すべり周波数演算部
12,53…ビートレス制御部
13,14,24,38,44…加算器
15…コンバータ
16…主変圧器
17…架線
18…パンタグラフ
19,34…電圧検出器
20…車輪
21…レール
22…変調率演算部
23…リミッタ
25…1パルス制御部
26…1ダッシュパルス制御部
27…三角波比較PWM制御部
28…切替器
29…制御モード選択部
30…相電圧指令演算部
31…変調率リミット指令演算部
32…インバータ制御部
33…コンバータ制御部
36…ゼロクロス検知部
37…位相同期制御部
39…直流脈動指令演算部
40,42…減算器
41…電圧制御部
43…電流制御部
45…電源電圧FF演算部
46…PWM制御部
47…エネルギー蓄積変換手段
48…エネルギー変換部
49…リアクトル
51…エネルギー蓄積部
52…エネルギー蓄積変換制御部
54…除算器
55…乗算器
Claims (7)
- 直流を交流に変換するインバータと、
前記インバータの交流側に接続された主電動機と、
前記インバータが出力する電圧の出力周波数を演算するインバータ出力周波数演算手段と、
前記インバータが出力する電圧の大きさを演算するインバータ出力電圧演算手段と、
前記インバータが出力する電圧の周波数と大きさに基づき前記インバータのゲート指令を生成するゲート指令演算手段とを有し、
前記ゲート指令演算手段は、各相出力電圧指令の正弦波半周期に当該半周期と等幅であってゼロ電位を出力する区間を有しない波形のパルスを1パルス出力する1パルス制御手段と、所定条件下においては前記1パルス制御手段による1パルス制御を行わない1パルス制御制限手段とから構成され、
前記1パルス制御制限手段は、各相出力電圧指令の正弦波半周期に当該半周期よりも短い幅のパルスであって前記出力電圧指令の正弦波のゼロクロス付近で0電位となる波形のパルスを1パルス出力する1´パルス制御を行うことを特徴とする電気車制御装置。 - 直流を交流に変換するインバータと、
前記インバータの交流側に接続された主電動機と、
前記インバータが出力する電圧の出力周波数を演算するインバータ出力周波数演算手段と、
前記インバータが出力する電圧の大きさを演算するインバータ出力電圧演算手段と、
前記インバータが出力する電圧の周波数と大きさに基づき前記インバータのゲート指令を生成するゲート指令演算手段とを有し、
前記ゲート指令演算手段は、各相出力電圧指令の正弦波半周期に当該半周期と等幅であってゼロ電位を出力する区間を有しない波形のパルスを1パルス出力する1パルス制御手段と、所定条件下においては前記1パルス制御手段による1パルス制御を行わない1パルス制御制限手段とから構成され、
トルク指令の大きさが所定値よりも小さい場合には、前記1パルス制御制限手段を動作させて、各相出力電圧指令の正弦波半周期に当該半周期よりも短い幅のパルスであって前記出力電圧指令の正弦波のゼロクロス付近で0電位となる波形のパルスを1パルス出力する1´パルス制御を行い、トルク指令の大きさが所定値よりも大きい場合には前記1パルス制御制限手段を動作させないことを特徴とする電気車制御装置。 - 直流を交流に変換するインバータと、
前記インバータの交流側に接続された主電動機と、
前記インバータが出力する電圧の出力周波数を演算するインバータ出力周波数演算手段と、
前記インバータが出力する電圧の大きさを演算するインバータ出力電圧演算手段と、
前記インバータが出力する電圧の周波数と大きさに基づき前記インバータのゲート指令を生成するゲート指令演算手段と、
前記インバータまたは前記主電動機の温度を予測もしくは検出する温度検知手段とを有し、
前記ゲート指令演算手段は、各相出力電圧指令の正弦波半周期に当該半周期と等幅であってゼロ電位を出力する区間を有しない波形のパルスを1パルス出力する1パルス制御手段と、所定条件下においては前記1パルス制御手段による1パルス制御を行わない1パルス制御制限手段とから構成され、
前記温度検知手段により検出された温度が所定値より小さい場合には前記1パルス制御制限手段を動作させて、各相出力電圧指令の正弦波半周期に当該半周期よりも短い幅のパルスであって前記出力電圧指令の正弦波のゼロクロス付近で0電位となる波形のパルスを1パルス出力する1´パルス制御を行い、前記温度検知手段により検出された温度が所定値より大きい場合には前記1パルス制御制限手段を動作させないことを特徴とする電気車制御装置。 - 請求項1乃至請求項3の何れか1項に記載の電気車制御装置において、
単相の交流架線と、
前記交流架線に主変圧器を介して接続される単相コンバータと、
前記単相コンバータの直流側に接続されるフィルタコンデンサと、
前記フィルタコンデンサの電圧を検出する電圧検出手段と、
検出された電圧に基づき主電動機で生じるビートを抑制するためのインバータ出力周波数への補償量を演算するビート制御手段と、
演算された補償量を前記インバータ出力周波数に加算することで補正するインバータ出力周波数補正手段と、
を備えたことを特徴とする電気車制御装置。 - 請求項1乃至請求項3の何れか1項に記載の電気車制御装置において、
前記1パルス制御制限手段は、速度あるいはモータ出力に応じて制限する変調率を可変とし、1´パルス制御を行うことを特徴とする電気車制御装置。 - 請求項5に記載の電気車制御装置において、
前記1パルス制御制限手段は、高速時に比べ低速時には変調率を小さくし、1´パルス制御を行うことを特徴とする電気車制御装置。 - 請求項1乃至請求項3の何れか1項に記載の電気車制御装置において、
単相交流架線に主変圧器を介して接続されるコンバータと、
前記コンバータの直流側がインバータの直流側に接続され、当該インバータの直流側の電圧を検出する電圧検出手段と、
前記電圧検出手段が所定の直流電圧指令値に一致するように前記コンバータを制御する直流電圧制御手段とを有し、
前記1パルス制御制限手段は、少なくともインバータ出力周波数が単相交流の周波数の2倍の周波数帯と一致する時に動作することを特徴とする電気車制御装置。
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