JP6890700B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明はインバータ制御装置および電力変換装置に関し、特に、車両駆動用のインバータ制御装置および電力変換装置に関する。

ハイブリッド自動車や電気自動車には、モータを駆動させるために電力変換装置が搭載されている。電力変換装置は、インバータ回路内のパワー半導体をスイッチングさせることで、バッテリから供給される直流電流を交流電流に変換し、モータを駆動させている。

この電力変換装置にはモータに流れる電流を測定する３相の交流電流センサの他に、バッテリからインバータ回路に供給される直流電流を測定する直流電流センサが搭載される。

近年、自動車を対象とした機能安全規格が発行されたことにより、電力変換装置内の異常・故障を検知する必要性が高まっている。そのため、直流電流センサに対しても異常・故障を検知できるような診断処理を実施する必要がある。

本技術分野の背景技術として、特許文献１がある。特許文献１には、「モータ１のトルク指令値としてＰＤＵ３に対する電流指令値が設定されると、フィードバック演算器１４ａ、１４ｂがモータ１へ供給される相電流と電流指令値とを比較して、トルク指令値通りにモータ１が駆動するように電圧指令値を算出する。電流センサ故障検出器１９の電圧損失補正器は、電圧指令値に対してＰＤＵ３における損失を補正し、実際にモータ１へ供給される補正後電圧指令値を算出する。また、電流センサ故障検出器１９のインバータ電流推定器が、電流指令値と補正後電圧指令値とに基づいて、ＰＤＵ３へ流れると推定されるＰＤＵ電流を算出するので、電流センサ故障検出器１９の電流センサ判定手段は、バッテリ電流センサ５で検出したバッテリ電流とＰＤＵ電流とを比較して、バッテリ電流センサ５の異常の有無を判断する」と記載されている。

特許第３７９５４７７号

特許文献１では、電流指令値と損失補正後の電圧指令値を用いてＰＤＵ電流を計算し、このＰＤＵ電流とバッテリ電流センサが測定したバッテリ電流を比較することで、バッテリ電流センサの異常を診断している。しかし、電流指令値や電圧指令値が変化してから、実際のバッテリ電流が変化するまでにはある程度の時間が必要である。そのため、電流指令値や電圧指令値が変化した直後、あるいは電流指令値や電圧指令値を決定する要因である目標トルクが変化した直後に本方式で診断を行うと、バッテリ電流センサが正常であったとしてもＰＤＵ電流値とバッテリ電流値に乖離が発生し、バッテリ電流センサの異常誤検知が発生する虞がある。これにより、本方式では、目標トルクの変化直後にはバッテリ電流センサの診断ができないという問題がある。

本発明の課題は、コスト増大を招くことなく電力変換装置の診断を実施することである。

本発明に係る電力変換装置は、インバータ回路と、交流電流センサと、インバータ制御部と、を備え、前記インバータ制御部は、目標トルクに従ってモータが駆動するように前記インバータ回路を制御するとともに、デューティ値と前記交流電流センサが出力する交流電流センサ値に基づいて推定直流電流値を演算し、前記推定直流電流値に基づいて前記電力変換装置の診断を行う。

より好ましい形態によれば、本発明に係る電力変換装置において、前記インバータ制御部は、前記交流電流センサ値の交流値の和に基づいて前記推定直流電流値を補正し、補正後の推定直流電流値に基づいて前記電力変換装置の診断を行う。

本発明によれば、コスト増大を招くことなく電力変換装置の診断を実施することができる。

実施例１における電力変換装置および周辺回路の構成例を表した図である。 実施例１におけるインバータ回路の構成例を示した図である。 実施例１における直流電流センサの診断処理のフローチャートを表した図である。 実施例２における電力変換装置および周辺回路の構成例を表した図である。 実施例２におけるインバータ回路の構成例を示した図である。 実施例２における直流電流センサの診断処理のフローチャートを表した図である。 実施例３における電力変換装置および周辺回路の構成例を表した図である。 実施例３における直流電流センサの診断処理のフローチャートを表した図である。 Ｕ相交流電流センサ値Ｉｕｓにオフセット誤差Ｉｏｆｆがある状態における補正効果の例を表した図である。 図９の例において、補正係数Ｋの値による補正効果の違いを表した図である。 Ｕ相交流電流センサ値ＩｕｓとＶ相交流電流センサ値Ｉｖｓにオフセット誤差Ｉｏｆｆがある状態における補正効果の例を表した図である。 図１１の例において、補正係数Ｋの値による補正効果の違いを表した図である。 Ｕ相交流電流センサ値ＩｕｓとＶ相交流電流センサ値Ｉｖｓにオフセット誤差Ｉｏｆｆがある状態における補正効果の例を表した図である。 図１３の例において、補正係数Ｋの値による補正効果の違いを表した図である。 Ｕ相交流電流センサ値Ｉｕｓにゲイン誤差Ｉｇがある状態における補正効果の例を表した図である。 図１５の例において、補正係数Ｋの値による補正効果の違いを表した図である。

本実施形態は、交流電流センサ値と各相のデューティ値から推定直流電流値を計算し、直流電流センサが出力する直流電流センサ値と推定直流電流値に基づいて直流電流センサの診断を行う。

バッテリからインバータ回路に流れる直流電流とモータに流れる交流電流との間での時間的な遅れは小さいため、直流電流センサが異常で無ければ推定直流電流値と直流電流センサ値の乖離は小さい。そのため、本方式では直流電流センサの診断が常時可能となる。

上記以外の課題、構成及び効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。以下、図面を用いて実施例を説明する。

本実施例では、直流電流センサの異常を常時診断可能な電力変換装置の例を示す。

図１は、実施例１における電力変換装置および周辺回路の構成例を表した図である。

直流電源３はモータ２を駆動させるための電源であり、例えばバッテリなどが該当する。電力変換装置１は、直流電源３から得られる直流電力を交流電力に変換してモータ２を駆動する。また、電力変換装置１は、モータ２の動力を直流電力に変換して直流電源３を充電する機能も有する。

モータ２は内部に３個の巻き線を有した３相電動機である。また、このモータ２には、モータの回転角度を測定するための角度センサ（図示せず）が搭載されており、この角度センサは測定したモータ２の回転角度を角度センサ値７として電力変換装置１に出力する。

電力変換装置１は、インバータ制御装置１６、インバータ回路９、交流電流センサ１４ａから１４ｃ、電圧センサ１０、直流電流センサ１２を有している。

インバータ回路９は、図２に示すように、モータ２の巻き線（＝相）ごとに２個のパワー半導体を有している。このパワー半導体には、例えばパワーＭＯＳＦＥＴ（Ｍｅｔａｌ Ｏｘｉｄｅ Ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ Ｆｉｅｌｄ Ｅｆｆｅｃｔ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）やＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）などが該当する。また、インバータ回路９は、パワー半導体ごとにパワー半導体のＯＮ／ＯＦＦを切り替えるための駆動回路を有している。モータ２の相は３相あるため、インバータ回路９は合計で６個のパワー半導体９０ａから９０ｆと６個の駆動回路９１ａから９１ｆを有している。なお、本実施例では上側のパワー半導体９０ａ、９０ｃ、９０ｅを合わせて上アーム、下側のパワー半導体９０ｂ、９０ｄ、９０ｆを合わせて下アームと呼称する。その他、インバータ回路９は平滑コンデンサ９２を有している。

駆動回路９１ａから９１ｆは、インバータ制御装置１６から出力されるＰＷＭ（Ｐｕｌｓｅ Ｗｉｄｅ Ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号２２ａから２２ｆに基づいて、パワー半導体９０ａから９０ｆのＯＮ／ＯＦＦを切り替える。

平滑コンデンサ９２は、パワー半導体のＯＮ／ＯＦＦによって生じる電流を平滑化し、直流電源３からインバータ回路９へ供給される直流電流のリップルを抑制するためのコンデンサであり、例えば電解コンデンサやフィルムコンデンサが該当する。

交流電流センサ１４ａから１４ｃは、モータ２の各相（Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相）に流れる交流電流を測定するためのセンサである。交流電流センサ１４ａは、Ｕ相を流れる交流電流Ｉｕを測定し、インバータ制御装置１６に対して交流電流センサ値Ｉｕｓを出力する。同様に、交流電流センサ１４ｂはＶ相を流れる交流電流Ｉｖを測定し、インバータ制御装置１６に対して交流電流センサ値Ｉｖｓを出力する。交流電流センサ１４ｃは、Ｗ相を流れる交流電流Ｉｗを測定し、インバータ制御装置１６に対して交流電流センサ値Ｉｗｓを出力する。

なお、本実施例では、インバータ回路９からモータ２に流れ込む電流を正の電流値として測定するように交流電流センサ１４ａから１４ｃを設置しているが、逆向きの電流値を正の電流値として測定するように交流電流センサ１４ａから１４ｃを設置しても良い。

電圧センサ１０は、直流電源３の出力電圧を測定するセンサであり、測定した電圧値を電圧センサ値１１としてインバータ制御装置１６に出力する。

直流電流センサ１２は、直流電源３とインバータ回路９の間を流れる直流電流Ｉｄｃを測定するセンサであり、測定した電流値を直流電流センサ値Ｉｄｃｓとしてインバータ制御装置１６に出力する。なお、本実施例では、直流電源３からインバータ回路９に流れ込む電流を正の電流値として測定するように直流電流センサ１２を設置しているが、逆向きの電流値を正の電流値として測定するように直流電流センサ１２を設置しても良い。

インバータ制御装置１６は、電力変換装置１外部の電子制御装置（図示せず）と通信を行い、他の電子制御装置からモータ２の目標トルク５を受け取る。この目標トルク５と交流電流センサ値Ｉｕｓ、Ｉｖｓ、Ｉｗｓに基づいて、ＰＷＭ信号２２ａから２２ｆを切り替え、インバータ回路９を制御してモータ２を駆動させる。また、インバータ制御装置１６は、電力変換装置１内部に故障が発生したと判断した場合、外部の異常通知装置４に対して異常通知信号６を出力する。

このインバータ制御装置１６は、内部に通信回路（図示せず）、目標電流計算部１７、デューティ計算部１９、ＰＷＭ信号生成部２１、モータ速度計算部２３、直流電流センサ診断部２５を有している。

目標電流計算部１７は、目標トルク５、電圧センサ値１１、モータ速度計算部２３が出力するモータ速度値２４を用いて、モータ２に流すべき電流値を計算し、この電流値を目標電流値１８としてデューティ計算部１９に出力する。この目標電流値１８には、ｄ軸目標電流値とｑ軸目標電流値の情報が含まれる。

デューティ計算部１９は、目標電流計算部１７が出力した目標電流値１８と交流電流センサ値Ｉｕｓ、Ｉｖｓ、Ｉｗｓに基づいてＵ相のデューティ値Ｄｕ、Ｖ相のデューティ値Ｄｖ、Ｗ相のデューティ値Ｄｗを計算し、ＰＷＭ信号生成部２１および直流電流センサ診断部２５に出力する。Ｄｕはパワー半導体９０ａのＯＮ時間割合を示し、パワー半導体９０ａと対となるパワー半導体９０ｂのＯＮ時間割合は１−Ｄｕで示される。同様に、Ｄｖはパワー半導体９０ｃのＯＮ時間割合を示し、パワー半導体９０ｄのＯＮ時間割合は１−Ｄｖで示される。Ｄｗはパワー半導体９０ｅのＯＮ時間割合を示し、パワー半導体９０ｆのＯＮ時間割合は１−Ｄｗで示される。

ＰＷＭ信号生成部２１は、内部にタイマ（図示せず）を有しており、このタイマ値とデューティ値Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗに基づいて、ＰＷＭ信号２２ａから２２ｆを生成し、インバータ回路９に対して出力する。

また、ＰＷＭ信号生成部２１は、直流電流センサ診断部２５から異常通知信号６が出力された場合には、モータ２が駆動しないようにＰＷＭ信号２２ａから２２ｆを制御する。モータ２が駆動しない状態とは、例えば、インバータ回路９内の６個のパワー半導体をすべてＯＦＦにする状態が挙げられる。その他の例としては、６個のパワー半導体のうち、上アームの３個をＯＮにし、下アームの３個をＯＦＦにする状態や逆に上アームの３個をＯＦＦにし、下アームの３個をＯＮにする状態が挙げられる。

モータ速度計算部２３は、角度センサ値７の変化からモータ回転速度を計算し、計算したモータ速度値２４を目標電流計算部１７に出力する。

直流電流センサ診断部２５は、直流電流センサ１２の故障診断を行う部分であり、内部に推定直流電流計算部２６と比較部２８を有している。推定直流電流計算部２６は、各相のデューティ値Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗと交流電流センサ値Ｉｕｓ、Ｉｖｓ、Ｉｗｓをもとに式（１）に基づいて推定直流電流値Ｉｄｃｅ１を計算する。推定直流電流計算部２６は、計算した推定直流電流値Ｉｄｃｅ１を比較部２８に出力する。

ここで、式（１）は以下の考えによって求められる。図２において、直流電流センサ１２を流れる直流電流Ｉｄｃは、平滑コンデンサ９２と各パワー半導体間の電流Ｉｄｃａの平均値である。この電流Ｉｄｃａは、キルヒホッフの法則により、パワー半導体９０ａ、９０ｃ、９０ｅを流れる電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１の和となる。パワー半導体９０ａ、９０ｃ、９０ｅがそれぞれＯＮであるとき、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１はそれぞれ交流電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと等しくなる。パワー半導体９０ａ、９０ｃ、９０ｅがそれぞれＯＦＦであるとき、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１はそれぞれ０となる。そのため、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１の平均値は、交流電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗにパワー半導体９０ａ、９０ｃ、９０ｅのＯＮ時間の割合を掛けたものとなる。パワー半導体９０ａ、９０ｃ、９０ｅのＯＮ時間割合はそれぞれデューティ値Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗであり、交流電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは交流電流センサ値Ｉｕｓ、Ｉｖｓ、Ｉｗｓで置き換えることができるため、直流電流Ｉｄｃは式（１）の計算によって推定することができる。

比較部２８は、推定直流電流計算部２６から出力された推定直流電流値Ｉｄｃｅ１と直流電流センサ値Ｉｄｃｓを比較し、その比較結果に基づいて直流電流センサ１２が異常であるか判断する。直流電流センサ１２が異常であると判定した場合には、比較部２８は異常通知装置４に対して異常通知信号６を出力する。

なお、本実施例では、直流電流センサ診断部２５をインバータ制御装置１６内部に記載しているが、直流電流センサ診断部２５はインバータ制御装置１６の外部にあっても良い。また、直流電流センサ診断部２５は、電力変換装置１とは別の電子制御装置に搭載されても良い。

異常通知装置４は、インバータ制御装置１６からの異常通知信号６を受け付け、搭乗者に対して異常の発生を通知する。異常の通知方法としては、例えば、ランプを点灯させる、警告音を発生させる、音声で通知するなどの方法が挙げられる。

図３は、実施例１における直流電流センサ１２の診断処理を表したフローチャートである。この診断処理は、インバータ制御装置１６が任意のタイミングで実施する。

ステップＳ１００において、インバータ制御装置１６は、交流電流センサ値Ｉｕｓ、Ｉｖｓ、Ｉｗｓおよび直流電流センサ値Ｉｄｃｓを取得する。その後、ステップＳ１０１において、推定直流電流計算部２６は、デューティ値Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗと交流電流センサ値Ｉｕｓ、Ｉｖｓ、Ｉｗｓを用いて、式（１）に基づいて推定直流電流値Ｉｄｃｅ１を計算する。

次に、ステップＳ１０２において、比較部２８は、直流電流センサ値Ｉｄｃｓと推定直流電流値Ｉｄｃｅ１を比較し、その差分が閾値１以上であるか判定する。差分が閾値１以上である場合は、直流電流センサ１２が異常であると判断し、ステップＳ１０３の処理に移る。差分が閾値１未満である場合には、インバータ制御装置１６は診断処理を終了する。

ステップＳ１０３において、比較部２８は、ＰＷＭ信号生成部２１および異常通知装置４に対して異常通知信号６を出力する。その後、ステップＳ１０４において、ＰＷＭ信号生成部２１は、モータ２が駆動しない状態となるようにＰＷＭ信号２２ａから２２ｆを切り替える処理を行う。その後、インバータ制御装置１６は診断処理を終了する。

なお、ステップＳ１０３におけるＰＷＭ信号生成部２１への異常通知信号６の出力とステップＳ１０４でのＰＷＭ信号の制御は必須ではなく、直流電流センサ１２が異常である判断した後、異常通知装置４への異常通知信号６の出力のみを行っても良い。

また、図３の診断処理においては、直流電流センサ値Ｉｄｃｓと推定直流電流値Ｉｄｃｅ１の差分が閾値１以上である場合に直流電流センサ１２が異常であると判断しているが、別の尺度を用いて直流電流センサ１２が異常であると判断しても良い。例えば、直流電流センサ値Ｉｄｃｓと推定直流電流値Ｉｄｃｅ１の差分が前回診断時の差分よりも一定値以上大きくなっているときに、直流電流センサ１２が異常であると判断することもできる。

以上のように本実施例によれば、推定直流電流計算部２６は、交流電流センサ値Ｉｕｓ、Ｉｖｓ、Ｉｗｓとデューティ値Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗに基づいて推定直流電流値Ｉｄｃｅ１を計算する。そして、比較部２８は、推定直流電流値Ｉｄｃｅ１と直流電流センサ値Ｉｄｃｓを比較して、直流電流センサの診断を行う。交流電流センサ値Ｉｕｓ、Ｉｖｓ、Ｉｗｓと直流電流センサ値Ｉｄｃｓはどちらもインバータ回路９の動作に連動して変化するため、センサ間の時間的な遅れは小さい。そのため、推定直流電流Ｉｄｃｅ１と直流電流センサ値Ｉｄｃｓの間の差異は、目標トルクが変化した直後でも小さくなり、直流電流センサ１２の診断が常時可能となる。

本実施例では、実施例１とは構成の異なるモータおよびインバータ回路においても直流電流センサの異常を常時診断可能な電力変換装置の例を示す。

実施例２における電力変換装置およびその周辺回路の構成例を図４に示す。なお、実施例１における構成例と同一の要素には同一の符号を付与しており、それら同一要素の説明は省略する。

実施例２におけるモータ２ａは、実施例１におけるモータ２とは異なり、３相６線式の電動機である。また、実施例２における電力変換装置１ａは、実施例１とは異なるインバータ回路９ａと実施例１とは異なるインバータ制御装置１６ａを有している。インバータ回路９ａとモータ２ａの配線は、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相で各２本、合計６本となる。交流電流センサ１４ａから１４ｃは、各相の配線１本に１つずつ設置される。これは、各相の２本の配線には、電流の向きが反対の同じ大きさの電流が流れるため、両方の配線の電流値を測定する必要がないためである。そのため、インバータ回路９ａとモータ２ａの配線のうち、３本には交流電流センサは設置されない。その他、インバータ制御装置１６ａからインバータ回路９ａに対して出力されるＰＷＭ信号も１２本に増加している。

図５は、実施例２におけるインバータ回路９ａの構成例を示した図である。なお、実施例１における構成例と同一の要素には同一の符号を付与しており、それら同一要素の説明は省略する。

モータ２ａが３相６線式電動機であるため、インバータ回路９ａは内部に１２個のパワー半導体９０ａから９０ｌと１２個の駆動回路９１ａから９１ｌを有している。駆動回路９１ａから９１ｌは、インバータ制御装置１６ａが出力するＰＷＭ信号２２ａから２２ｌに基づいて、パワー半導体９０ａから９０ｌのＯＮ／ＯＦＦを切り替える。

実施例２のインバータ制御装置１６ａは、実施例１とは異なる目標電流計算部１７ａ、デューティ計算部１９ａ、ＰＷＭ信号生成部２１ａ、直流電流センサ診断部２５ａを有している。

目標電流計算部１７ａは、目標トルク５、電圧センサ値１１、モータ速度計算部２３が出力するモータ速度値２４を用いて、モータ２ａに流すべき電流値を計算し、この電流値を目標電流値１８ａとしてデューティ計算部１９ａに出力する。この目標電流値１８には、ｄ軸目標電流値、ｑ軸目標電流値、０軸目標電流値の情報が含まれる。０軸電流とはＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流電流を総和したものを指す。

デューティ計算部１９ａは、目標電流計算部１７ａが出力した目標電流値１８ａと交流電流センサ値Ｉｕｓ、Ｉｖｓ、Ｉｗｓに基づいてＵ相、Ｖ相、Ｗ相のＰＷＭ信号切り替えタイミング情報Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗを計算し、ＰＷＭ信号生成部２１ａに出力する。３相６線式の場合、１回のＰＷＭ周期内でＰＷＭ信号の立ち上がりおよび立ち下がりが複数回発生することがあるため、デューティ値ではなくタイミング情報を出力する。

また、デューティ計算部１９ａはＵ相のデューティ値Ｄｕ１およびＤｕ２、Ｖ相のデューティ値Ｄｖ１およびＤｖ２、Ｗ相のデューティ値Ｄｗ１およびＤｗ２を計算し、直流電流センサ診断部２５ａに出力する。Ｄｕ１はパワー半導体９０ａのＯＮ時間割合を示し、パワー半導体９０ａと対となるパワー半導体９０ｂのＯＮ時間割合は１−Ｄｕ１で示される。また、Ｄｕ２はパワー半導体９０ｇのＯＮ時間割合を示し、パワー半導体９０ｇと対となるパワー半導体９０ｈのＯＮ時間割合は１−Ｄｕ２で示される。同様に、Ｄｖ１はパワー半導体９０ｃのＯＮ時間割合を示し、Ｄｖ２はパワー半導体９０ｉのＯＮ時間割合を示す。Ｄｗ１はパワー半導体９０ｅのＯＮ時間割合を示し、Ｄｗ２はパワー半導体９０ｋのＯＮ時間割合を示す。

ＰＷＭ信号生成部２１ａは、内部のタイマ値とデューティ計算部１９ａから出力されたＰＷＭ信号切り替えタイミング情報Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗに基づいて、ＰＷＭ信号２２ａから２２ｌを生成し、インバータ回路９ａに出力する。

また、ＰＷＭ信号生成部２１ａは、直流電流センサ診断部２５ａから異常通知信号６が出力された場合には、モータ２ａが駆動しないようにＰＷＭ信号２２ａから２２lを制御する。モータ２ａが駆動しない状態とは、例えば、インバータ回路９ａ内の１２個のパワー半導体をすべてＯＦＦにする状態が挙げられる。その他の例としては、１２個のパワー半導体のうち、上アームの６個をＯＮにし、下アームの６個をＯＦＦにする状態や逆に上アームの６個をＯＦＦにし、下アームの６個をＯＮにする状態が挙げられる。

直流電流センサ診断部２５ａは、実施例１とは異なる推定直流電流値計算部２６ａおよび比較部２８ａを有している。

推定直流電流値計算部２６ａは、デューティ計算部１９ａが出力したデューティ値Ｄｕ１、Ｄｕ２、Ｄｖ１、Ｄｖ２、Ｄｗ１、Ｄｗ２と交流電流センサ値Ｉｕｓ、Ｉｖｓ、Ｉｗｓをもとに式（２）に基づいて推定直流電流値Ｉｄｃｅ２を計算する。推定直流電流計算部２６ａは、計算した推定直流電流値２７ａを比較部２８ａに出力する。

ここで、式（２）は以下の考えによって求められる。図５において、直流電流センサ１２を流れる直流電流Ｉｄｃは、平滑コンデンサ９２と各パワー半導体間の電流Ｉｄｃａの平均値である。この電流Ｉｄｃａは、キルヒホッフの法則により、パワー半導体９０ａ、９０ｇ、９０ｃ、９０ｉ、９０ｅ、９０ｋを流れる電流Ｉｕ１、Ｉｕ２、Ｉｖ１、Ｉｖ２、Ｉｗ１、Ｉｗ２の和となる。パワー半導体９０ａ、９０ｃ、９０ｅがそれぞれＯＮであるとき、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１はそれぞれ交流電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗと等しくなる。パワー半導体９０ａ、９０ｃ、９０ｅがそれぞれＯＦＦであるとき、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１はそれぞれ０となる。また、パワー半導体９０ｇ、９０ｉ、９０ｋがそれぞれＯＮであるとき、電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２はそれぞれ−Ｉｕ、−Ｉｖ、−Ｉｗと等しくなる。パワー半導体９０ｇ、９０ｉ、９０ｋがそれぞれＯＦＦであるとき、電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２はそれぞれ０となる。これより、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１、Ｉｗ１の平均値は、交流電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗにパワー半導体９０ａ、９０ｃ、９０ｅのＯＮ時間の割合を掛けたものとなる。また、電流Ｉｕ２、Ｉｖ２、Ｉｗ２の平均値は、−Ｉｕ、−Ｉｖ、−Ｉｗにパワー半導体９０ｇ、９０ｉ、９０ｋのＯＮ時間の割合を掛けたものとなる。パワー半導体９０ａ、９０ｃ、９０ｅのＯＮ時間割合はそれぞれデューティ値Ｄｕ１、Ｄｖ１、Ｄｗ１であり、パワー半導体９０ｇ、９０ｉ、９０ｋのＯＮ時間割合はそれぞれＤｕ２、Ｄｖ２、Ｄｗ２である。交流電流値Ｉｕ、Ｉｖ、Ｉｗは交流電流センサ値Ｉｕｓ、Ｉｖｓ、Ｉｗｓで置き換えることができるため、３相６線式の場合、直流電流Ｉｄｃは式（２）の計算によって推定することができる。

比較部２８ａは、推定直流電流計算部２６ａから出力された推定直流電流値Ｉｄｃｅ２と直流電流センサ値Ｉｄｃｓを比較し、その比較結果に基づいて直流電流センサ１２が異常であるか判断する。直流電流センサ１２が異常であると判定した場合には、比較部２８ａは異常通知装置４に対して異常通知信号６を出力する。

なお、本実施例では、直流電流センサ診断部２５ａをインバータ制御装置１６ａ内部に記載しているが、直流電流センサ診断部２５ａはインバータ制御装置１６ａの外部にあっても良い。また、直流電流センサ診断部２５ａは、電力変換装置１ａとは別の電子制御装置に搭載されても良い。

図６は、実施例２における直流電流センサ１２の診断処理を表したフローチャートである。この診断処理は、インバータ制御装置１６ａが任意のタイミングで実施する。なお、実施例１における診断処理と同一の処理を行う部分については、同一の符号を記しており、それらの説明は省略する。

図６の診断処理では、実施例１のステップＳ１０１の処理の代わりに、ステップＳ１１０の処理を行う。また、実施例１のステップＳ１０２の処理の代わりに、ステップＳ１１１の処理を行う。その他、ステップＳ１０４の処理の代わりにステップＳ１１２の処理を行う。

ステップＳ１１０において、推定直流電流計算部２６ａは、デューティ値Ｄｕ１、Ｄｕ２、Ｄｖ１、Ｄｖ２、Ｄｗ１、Ｄｗ２と交流電流センサ値Ｉｕｓ、Ｉｖｓ、Ｉｗｓを用いて、式（２）に基づいて推定直流電流値Ｉｄｃｅ２を計算する。

次に、ステップＳ１１１において、比較部２８ａは、直流電流センサ値Ｉｄｃｓと推定直流電流値Ｉｄｃｅ２を比較し、その差分が閾値２以上であるか判定する。差分が閾値２以上である場合は、直流電流センサ１２が異常であると判断し、ステップS１０３の処理に移る。差分が閾値２未満である場合には、インバータ制御装置１６ａは診断処理を終了する。

ステップＳ１１２において、ＰＷＭ信号生成部２１ａは、モータ２ａが駆動しないようにＰＷＭ信号２２ａから２２ｌの制御を行う。

なお、ステップＳ１０３におけるＰＷＭ信号生成部２１aへの異常通知信号６の出力とステップＳ１１２でのＰＷＭ信号の制御は必須ではなく、直流電流センサ１２が異常である判断した後、異常通知装置４への異常通知信号６の出力のみを行っても良い。

また、図６の診断処理においては、直流電流センサ値Ｉｄｃｓと推定直流電流値Ｉｄｃｅ２の差分が閾値２以上である場合に直流電流センサ１２が異常であると判断しているが、別の尺度を用いて直流電流センサ１２が異常であると判断しても良い。例えば、直流電流センサ値Ｉｄｃｓと推定直流電流値Ｉｄｃｅ２の差分が前回診断時の差分よりも一定値以上大きくなっているときに、直流電流センサ１２が異常であると判断することもできる。

以上のように本実施例によれば、モータ２ａおよびインバータ回路９ａが３相６線式であっても、交流電流センサ値Ｉｕｓ、Ｉｖｓ、Ｉｗｓとデューティ値Ｄｕ１、Ｄｕ２、Ｄｖ１、Ｄｖ２、Ｄｗ１、Ｄｗ２に基づいて推定直流電流値Ｉｄｃｅ２を計算し、この推定直流電流値Ｉｄｃｅ２と直流電流センサ値Ｉｄｃｓに基づいて直流電流センサ１２の診断を常時行うことができる。

なお、本実施例では、デューティ値Ｄｕ１、Ｄｕ２、Ｄｖ１、Ｄｖ２、Ｄｗ１、Ｄｗ２を用いて推定直流電流値Ｉｄｃｅ２を計算しているが、デューティ値の代わりにＰＷＭ信号切り替えタイミング情報Ｃｕ、Ｃｖ、Ｃｗを用いて推定直流電流値Ｉｄｃｅ２を計算しても良い。

本実施例では、直流電流センサの異常を常時診断可能なことに加えて、診断精度を向上した電力変換装置の例を示す。

実施例３における電力変換装置およびその周辺回路の構成例を図７に示す。なお、実施例１における構成例と同一の要素には同一の符号を付与しており、それら同一要素の説明は省略する。

実施例３における電力変換装置１ｂは、実施例１とは異なるインバータ制御装置１６ｂを有している。インバータ制御装置１６ｂは、実施例１の直流電流センサ診断部２５とは異なる直流電流センサ診断部２５ｂを有している。

直流電流センサ診断部２５ｂは、実施例１における直流電流センサ診断部２５の構成に加えて補正値計算部２９を有している。また、直流電流センサ診断部２５ｂは、実施例１における比較部２８とは異なる比較部２８ｂを有している。その他、直流電流センサ診断部２５ｂには、補正値計算部２９が出力する補正値Ｉｃを推定直流電流値Ｉｄｃｅ１に加算し、補正後の推定直流電流値Ｉｄｃｃを計算する機能が追加されている。

比較部２８ｂは、推定直流電流値Ｉｄｃｅ１の代わりに、補正後の推定直流電流値Ｉｄｃｃと直流電流センサ値Ｉｄｃｓを比較し、その比較結果から直流電流センサ１２が異常であるか判断する。

補正値計算部２９は、交流電流センサ値Ｉｕｓ、Ｉｖｓ、Ｉｗｓを用いて、式（３）に従って補正値３０を計算する。式（３）においてＫは補正係数を示し、０より大きく１未満の値を用いる。なお、Ｋを０．５に設定すると補正後の推定直流電流値Ｉｄｃｃが有する誤差を最も低減することができる。その理由は後述する効果例の部分で説明する。

なお、本実施例では、直流電流センサ診断部２５ｂをインバータ制御装置１６ｂ内部に記載しているが、直流電流センサ診断部２５ｂはインバータ制御装置１６ｂの外部にあっても良い。また、直流電流センサ診断部２５ｂは、電力変換装置１ｂとは別の電子制御装置に搭載されても良い
図８は、実施例３における直流電流センサ１２の診断処理を表したフローチャートである。この診断処理は、インバータ制御装置１６ｂが任意のタイミングで実施する。なお、実施例１における診断処理と同一の処理を行う部分については、同一の符号を記しており、それらの説明は省略する。

図８の診断処理では、実施例１の診断処理に加えてステップＳ１２０およびステップＳ１２１を追加している他、実施例１のステップＳ１０２の代わりにステップＳ１２２の処理を行う。

ステップＳ１２０において、補正値計算部２９は、交流電流センサ値Ｉｕｓ、Ｉｖｓ、Ｉｗｓを用いて式（３）に基づいて補正値Ｉｃを計算する。その後、ステップＳ１２１において、直流電流センサ診断部２５ｂは、推定直流電流値Ｉｄｃｅ１と補正値Ｉｃを加算して補正後の推定直流電流値Ｉｄｃｃを計算する。

次に、ステップＳ１２２において、比較部２８ｂは、直流電流センサ値Ｉｄｃｓと補正後の推定直流電流値Ｉｄｃｃを比較し、その差分が閾値３以上であるか判定する。差分が閾値３以上である場合は、直流電流センサ１２が異常であると判断し、ステップＳ１０３の処理に移る。差分が閾値３未満である場合には、インバータ制御装置１６ｂは診断処理を終了する。

なお、図８の診断処理においては、直流電流センサ値Ｉｄｃｓと補正後の推定直流電流値Ｉｄｃｃの差分が閾値３以上である場合に直流電流センサ１２が異常であると判断しているが、別の尺度を用いて直流電流センサ１２が異常であると判断しても良い。例えば、直流電流センサ値Ｉｄｃｓと補正後の推定直流電流値Ｉｄｃｃの差分が前回診断時の差分よりも一定値以上大きくなっているときに、直流電流センサ１２が異常であると判断することもできる。

図９は、Ｕ相交流電流センサ値Ｉｕｓにオフセット誤差Ｉｏｆｆがある場合の補正による効果を表した例である。図９の上のグラフはＵ相、Ｖ相、Ｗ相のデューティ値Ｄｕ、Ｄｖ、Ｄｗを表しており、中央のグラフはＵ相、Ｖ相、Ｗ相の交流電流センサ値Ｉｕｓ、Ｉｖｓ、Ｉｗｓと各交流電流センサ値の３相和の値を表している。下のグラフは、実際の直流電流値、補正前の推定直流電流値Ｉｄｃｅ１、補正後の推定直流電流値Ｉｄｃｃを示している。補正値Ｉｃは式（３）に基づいて計算しており、補正係数Ｋはこの図では０．５としている。また、いずれのグラフも横軸はモータ２の電気角である。

図９において、実際の直流電流値は一定の値を示している。それに比べて、Ｕ相の交流電流センサ値Ｉｕｓにオフセット誤差Ｉｏｆｆが入っているため、推定直流電流値Ｉｄｃｅ１には実際の直流電流値と比較して最大でＩｏｆｆ分の誤差が発生している。また、電気角１周期分の期間で推定直流電流値Ｉｄｃｅ１の平均値を取った場合、推定直流電流値Ｉｄｃｅ１の平均値は実際の直流電流値と比較してＩｏｆｆ×０．５の誤差を有している。それに対して、補正後の推定直流電流値Ｉｄｃｃと実際の直流電流値との誤差はＩｏｆｆ×０．５に低減される。また、補正後の推定直流電流値Ｉｄｃｃの平均を取ると実際の直流電流値と等しくなる。

図１０は、図９の例において補正係数Ｋの値を変化させた場合に、補正後の推定直流電流値Ｉｄｃｃが有する誤差量を示したものである。図９の例では、交流電流センサ値Ｉｕｓ、Ｉｖｓ、Ｉｗｓの３相和はＩｏｆｆとなるため、補正係数Ｋが０．１増加するに従って補正値Ｉｃは−０．１×Ｉｏｆｆだけ増加する。それにより、補正後の推定直流電流値Ｉｄｃｃの値は０．１×Ｉｏｆｆだけ減少する。

図１０より、補正係数Ｋが１となると補正後の推定直流電流値Ｉｄｃｃが有する誤差量は補正係数Ｋが０（＝補正無し）の場合と同じ値になる。また、補正係数Ｋが０．５のとき、補正後の推定直流電流値Ｉｄｃｃが有する誤差量は最も小さくなる。

図１１は、Ｕ相交流電流センサ値ＩｕｓおよびＶ相交流電流センサ値Ｉｖｓにオフセット誤差Ｉｏｆｆがある場合の補正による効果を表した例である。図１１のグラフの並びは図９と同様であり、この図の補正係数Ｋの値は０．５である。

図１１において、推定直流電流値Ｉｄｃｅ１には実際の直流電流値と比較して最大でＩｏｆｆ×１．５の誤差が発生している。また、電気角１周期分の期間で推定直流電流値Ｉｄｃｅ１の平均値を取った場合、推定直流電流値Ｉｄｃｅ１の平均値は実際の直流電流値と比較してＩｏｆｆの誤差を有している。それに対して、補正後の推定直流電流値Ｉｄｃｃと実際の直流電流値との誤差はＩｏｆｆ×０．５に低減される。また、補正後の推定直流電流値Ｉｄｃｃの平均を取ると実際の直流電流値と等しくなる。

図１２は、図１１の例において補正係数Ｋの値を変化させた場合に、補正後の推定直流電流値Ｉｄｃｃが有する誤差量を示したものである。図１１の例では、交流電流センサ値Ｉｕｓ、Ｉｖｓ、Ｉｗｓの３相和はＩｏｆｆ×２となるため、補正係数Ｋが０．１増加するに従って補正値Ｉｃは−０．２×Ｉｏｆｆだけ増加する。それにより、補正後の推定直流電流値Ｉｄｃｃの値は０．２×Ｉｏｆｆだけ減少する。

図１１の例においても、補正係数Ｋが１となると補正係数Ｋが０の場合と誤差量が同じになる。また、補正係数Ｋが０．５のとき、補正後の推定直流電流値Ｉｄｃｃが有する誤差量は最も小さくなる。

図１３は、Ｕ相交流電流センサ値Ｉｕｓ、Ｖ相交流電流センサ値Ｉｖｓ、Ｗ相交流電流センサ値Ｉｗｓにオフセット誤差Ｉｏｆｆがある場合の補正による効果を表した例である。図１３のグラフの並びは図９と同様であり、この図の補正係数Ｋの値は０．５である。

図１３の例の場合、推定直流電流値Ｉｄｃｅ１は電気角によらず、実際の直流電流値と比較して常にＩｏｆｆ×１．５の誤差を有している。それに対して、補正後の推定直流電流値Ｉｄｃｃは実際の直流電流値と等しくなる。

図１４は、図１３の例において補正係数Ｋの値を変化させた場合に、補正後の推定直流電流値Ｉｄｃｃが有する誤差量を示したものである。図１３の例では、交流電流センサ値Ｉｕｓ、Ｉｖｓ、Ｉｗｓの３相和はＩｏｆｆ×３となるため、補正係数Ｋが０．１増加するに従って補正値Ｉｃは−０．３×Ｉｏｆｆだけ増加する。それにより、補正後の推定直流電流値Ｉｄｃｃの値は０．３×Ｉｏｆｆだけ減少する。

図１３の例においても、補正係数Ｋが１となると補正係数Ｋが０の場合と誤差量が同じになる。また、補正係数Ｋが０．５のとき、補正後の推定直流電流値Ｉｄｃｃが有する誤差量は最も小さくなる。

図１５は、Ｕ相交流電流センサ値にＩｇのゲイン誤差がある場合の補正による効果を表した例である。図１５のグラフの並びは図９と同様であり、この図の補正係数Ｋの値は０．５である。Ｕ相交流電流センサにＩｇのゲイン誤差があるため、中央のグラフのＩｕｓの値は、本来のＵ相交流電流値をＩｕとしたとき、Ｉｕ×Ｉｇだけ増加している。この例では本来のＵ相交流電流値の最大値をＩｍａｘとしているため、Ｉｕｓの最大誤差値はＩｍａｘ×Ｉｇとなる。

図１５の例の場合、推定直流電流値Ｉｄｃｅ１には実際の直流電流値と比較して最大でＩｍａｘ×Ｉｇの誤差が発生している。また、電気角１周期分の期間で推定直流電流値Ｉｄｃｅ１の平均値を取った場合、推定直流電流値Ｉｄｃｅ１の平均値は実際の直流電流値と比較してＩｍａｘ×Ｉｇ×０．２５の誤差を有している。それに対して、補正後の推定直流電流値Ｉｄｃｃと実際の直流電流値との誤差はＩｍａｘ×Ｉｇ×０．５に低減される。ただし、補正後の推定直流電流値Ｉｄｃｃの平均値は補正前の推定直流電流値Ｉｄｃｅ１の平均値と同じ値となり、平均値の誤差は低減されない。

図１６は、図１５の例において補正係数Ｋの値を変化させた場合に、補正後の推定直流電流値Ｉｄｃｃが有する誤差量を示したものである。図１５の例では、交流電流センサ値Ｉｕｓ、Ｉｖｓ、Ｉｗｓの３相和はＩｕ×Ｉｇとなるため、補正係数Ｋが０．１増加するに従って補正値Ｉｃは−０．１×Ｉｕ×Ｉｇだけ増加する。

図１５の例においても、補正係数Ｋが１となると補正係数Ｋが０の場合と誤差量が同じになる。また、補正係数Ｋが０．５のとき、補正後の推定直流電流値Ｉｄｃｃが有する誤差量は最も小さくなる。なお、補正後の推定直流電流値Ｉｄｃｃの平均値が有する誤差は、補正係数Ｋの値に関わらず一定となる。

以上のように本実施例によれば、補正値計算部２９は、交流電流センサ値Ｉｕｓ、Ｉｖｓ、Ｉｗｓを用いて補正値Ｉｃを計算し、比較部は補正後の推定直流電流値Ｉｄｃｃと直流電流センサ値Ｉｄｃｓを比較して診断を行う。交流電流センサ値１４ａから１４ｃが持つ誤差によって生じる推定直流電流値Ｉｄｃｅ１のずれは補正値Ｉｃによって低減できるため、本実施例における異常検知閾値３は実施例１の閾値１と比べて小さく設定することが可能となる。それにより、直流電流センサ値Ｉｄｃｓが本来の値からずれた場合、少しのずれでも異常検知することが可能となり、直流電流センサ１２の診断をより精度よく実施することが可能となる。

また、図９から図１６に示した例より、補正後の推定直流電流値Ｉｄｃｃの平均を取ることで実際の直流電流値との誤差をさらに低減できる。そのため、例えばローパスフィルタなどを用いて補正後の推定直流電流値Ｉｄｃｃを平均化し、その平均化した補正後推定直流電流値と直流電流センサ値Ｉｄｃｓを用いて、直流電流センサ１２の診断を行っても良い。

なお、電力変換装置の診断を行う上で直流電流センサ１２の必要性は高いが、コストを考えると直流電流センサ１２を除外したいという課題がある。本実施例で記載した推定直流電流の計算および補正値の計算は、直流電流センサ１２を除外するという上記課題に対しても利用できる。本実施例の内容を用いて直流電流値を精度良く推定することで、直流電流センサ１２がある場合と同等の精度を維持しつつ、直流電流センサ１２を除外することでコスト低減を図ることが可能となる。

本発明は上記した実施例に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、上記した実施例は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、ある実施例の構成の一部を他の実施例の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施例の構成に他の実施例の構成を加えることも可能である。また、各実施例の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。また、上記の各構成、機能、処理部、処理手段等は、それらの一部又は全部を、例えば集積回路で設計する等によりハードウェアで実現しても良い。また、上記の各構成、機能等は、プロセッサがそれぞれの機能を実現するプログラムを解釈し、実行することによりソフトウェアで実現しても良い。各機能を実現するプログラム、テーブル、ファイル等の情報は、メモリや、ハードディスク、ＳＳＤ（Ｓｏｌｉｄ Ｓｔａｔｅ Ｄｒｉｖｅ）等の記録装置、または、ＩＣカード、ＳＤカード、ＤＶＤ等の記録媒体に置くことができる。

１・・・電力変換装置、１ａ・・・電力変換装置、１ｂ・・・電力変換装置、５・・・目標トルク、６・・・異常通知信号、９・・・インバータ回路、９ａ・・・インバータ回路、１２・・・直流電流センサ、１４ａ・・・交流電流センサ、１４ｂ・・・交流電流センサ、１４ｃ・・・交流電流センサ、１６・・インバータ制御装置、１６ａ・・インバータ制御装置、１６ｂ・・・インバータ制御装置、２２ａ・・・ＰＷＭ信号、２２ｂ・・・ＰＷＭ信号、２２ｃ・・・ＰＷＭ信号、２２ｄ・・・ＰＷＭ信号、２２ｅ・・・ＰＷＭ信号、２２ｆ・・・ＰＷＭ信号、２２ｇ・・・ＰＷＭ信号、２２ｈ・・・ＰＷＭ信号、２２ｉ・・・ＰＷＭ信号、２２ｊ・・・ＰＷＭ信号、２２ｋ・・・ＰＷＭ信号、２２ｌ・・・ＰＷＭ信号、２５・・・直流電流センサ診断部、２５ａ・・・直流電流センサ診断部、２５ｂ・・・直流電流センサ診断部、２６・・・推定直流電流計算部、２６ａ・・・推定直流電流計算部、２８・・・比較部、２８ａ・・・比較部、２８ｂ・・・比較部、２９・・・補正値計算部、Ｉｄｃｃ・・・補正後の推定直流電流値、Ｄｕ・・・デューティ値、Ｄｖ・・・デューティ値、Ｄｗ・・・デューティ値、Ｄｕ１・・・デューティ値、Ｄｕ２・・・デューティ値、Ｄｖ１・・・デューティ値、Ｄｖ２・・・デューティ値、Ｄｗ１・・・デューティ値、Ｄｗ２・・・デューティ値、Ｉｃ・・・補正値、Ｉｄｃｅ１…推定直流電流値、Ｉｄｃｅ２…推定直流電流値、Ｉｄｃｓ・・・直流電流センサ値、Ｉｕｓ・・・交流電流センサ値、Ｉｖｓ・・・交流電流センサ値、Ｉｗｓ・・・交流電流センサ値

Claims (3)

1. インバータ回路と、交流電流センサと、インバータ制御部と、を備える電力変換装置において、
   前記インバータ制御部は、目標トルクに従ってモータが駆動するように前記インバータ回路を制御するとともに、デューティ値と前記交流電流センサが出力する交流電流センサ値に基づいて推定直流電流値を演算し、
   前記推定直流電流値に基づいて前記電力変換装置の診断を行う電力変換装置。
2. 請求項１に記載の電力変換装置において、
   前記インバータ制御部は、前記交流電流センサ値の交流値の和に基づいて前記推定直流電流値を補正し、補正後の推定直流電流値に基づいて前記電力変換装置の診断を行う電力変換装置。
3. 請求項２に記載の電力変換装置において、
   前記インバータ制御部は、前記補正後の推定直流電流値にフィルタ処理を行い、フィルタ後の推定直流電流値に基づいて前記電力変換装置の診断を行う電力変換装置。

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